JPH073944B2 - 絶縁ゲート型半導体素子の駆動方法 - Google Patents
絶縁ゲート型半導体素子の駆動方法Info
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- JPH073944B2 JPH073944B2 JP63232003A JP23200388A JPH073944B2 JP H073944 B2 JPH073944 B2 JP H073944B2 JP 63232003 A JP63232003 A JP 63232003A JP 23200388 A JP23200388 A JP 23200388A JP H073944 B2 JPH073944 B2 JP H073944B2
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- gate
- igbt
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- F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
- F02P—IGNITION, OTHER THAN COMPRESSION IGNITION, FOR INTERNAL-COMBUSTION ENGINES; TESTING OF IGNITION TIMING IN COMPRESSION-IGNITION ENGINES
- F02P1/00—Installations having electric ignition energy generated by magneto- or dynamo- electric generators without subsequent storage
- F02P1/08—Layout of circuits
- F02P1/083—Layout of circuits for generating sparks by opening or closing a coil circuit
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- Mechanical Engineering (AREA)
- General Engineering & Computer Science (AREA)
- Ignition Installations For Internal Combustion Engines (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、例えば内燃機関等の点火装置の一次側回路の
通電に用いられるような絶縁ゲート型半導体素子を導通
可能にするための絶縁ゲート型半導体素子の駆動方法に
関する。
通電に用いられるような絶縁ゲート型半導体素子を導通
可能にするための絶縁ゲート型半導体素子の駆動方法に
関する。
従来の内燃機関等の点火装置は、第２図に示すように点
火コイル２の一次側コイル21の両端にダーリントントラ
ンジスタ23および抵抗R1と直列のサイリスタ24を並列に
接続している。点火コイル２の一次側にフライホイルマ
グネトの回転に応じて起電圧を発生させて、Ａ端子側が
Ｂ端子側に対してプラスである電位にあった場合、抵抗
R1を通してダーリントントランジスタ23のベース電流が
流れ、ダーリントントランジスタの増幅率に準じたコレ
クタ電流を流す。さらにＡ端子側の電位が上昇したとき
には、Ａ端子側の電位が最適値になった時点で抵抗R2,R
3の分割電圧によりサイリスタ24が導通するようにR2,R3
の値を調整する。サイリスタ24が導通すると、ダーリン
トントランジスタ23のベース電流が流れなくなり、トラ
ンジスタが遮断して点火コイルの二次側に数百Ｖ程度の
大きな起電圧が発生し、二次側コイル22の端の点火プラ
グ25を点火することを可能にしている。ツエナダイオー
ド26はこの大きな電圧によりトランジスタを破壊させな
いための保護ダイオードであり、保護ダイオード27およ
び抵抗R4は点火コイルのＢ端子側がプラスになったとき
誤発火しないようにＢ端子側からダーリントントランジ
スタ23に加わる電位を抑制するためのものである。
火コイル２の一次側コイル21の両端にダーリントントラ
ンジスタ23および抵抗R1と直列のサイリスタ24を並列に
接続している。点火コイル２の一次側にフライホイルマ
グネトの回転に応じて起電圧を発生させて、Ａ端子側が
Ｂ端子側に対してプラスである電位にあった場合、抵抗
R1を通してダーリントントランジスタ23のベース電流が
流れ、ダーリントントランジスタの増幅率に準じたコレ
クタ電流を流す。さらにＡ端子側の電位が上昇したとき
には、Ａ端子側の電位が最適値になった時点で抵抗R2,R
3の分割電圧によりサイリスタ24が導通するようにR2,R3
の値を調整する。サイリスタ24が導通すると、ダーリン
トントランジスタ23のベース電流が流れなくなり、トラ
ンジスタが遮断して点火コイルの二次側に数百Ｖ程度の
大きな起電圧が発生し、二次側コイル22の端の点火プラ
グ25を点火することを可能にしている。ツエナダイオー
ド26はこの大きな電圧によりトランジスタを破壊させな
いための保護ダイオードであり、保護ダイオード27およ
び抵抗R4は点火コイルのＢ端子側がプラスになったとき
誤発火しないようにＢ端子側からダーリントントランジ
スタ23に加わる電位を抑制するためのものである。
このようなダーリントントランジスタを使用した回路で
は、内燃機関の低速度回転時に点火コイルの一次側の起
電圧が小さく、一般に400〜500回転する時に数Ｖの起電
圧であるので、ダーリントントランジスタの増幅率を非
常に大きくしないと点火に必要なエネルギーを得ること
が困難であった。しかし、ダーリントントランジスタの
増幅率を大きくすると、コレクタ・エミッタ間の電圧が
低くなるとともに、二次破壊が生じやすくなり、実用上
問題となっていた。
は、内燃機関の低速度回転時に点火コイルの一次側の起
電圧が小さく、一般に400〜500回転する時に数Ｖの起電
圧であるので、ダーリントントランジスタの増幅率を非
常に大きくしないと点火に必要なエネルギーを得ること
が困難であった。しかし、ダーリントントランジスタの
増幅率を大きくすると、コレクタ・エミッタ間の電圧が
低くなるとともに、二次破壊が生じやすくなり、実用上
問題となっていた。
上記の問題を解決して低速時でも点火に必要なエネルギ
ーを経済的に得る方法として、近年開発されているゲー
ト絶縁型バイポーラトランジスタ（IGBT）あるいは同様
に主電極が両面に設けられ一方の面の上に絶縁ゲート構
造を有する電力用MOSFETをダーリントントランジスタの
代わりに使用することが考えられる。この場合、IGBTあ
るいはMOSFETを駆動しようとするには、ゲートしきい値
電圧より大きい電圧で、ゲート・エミッタ間に、あるい
はゲート・ソース間に伝達特性に準じた電気バイアスを
する必要がある。一般にはこのために5V以上の電圧が必
要である。この一般的なバイアス方式では、低回転、す
なわち低起電圧状態の場合電圧が足りず、IGBTあるいは
MOSFETは駆動しない。駆動回路を別に付加すれば駆動で
きるが、経済的ではない。
ーを経済的に得る方法として、近年開発されているゲー
ト絶縁型バイポーラトランジスタ（IGBT）あるいは同様
に主電極が両面に設けられ一方の面の上に絶縁ゲート構
造を有する電力用MOSFETをダーリントントランジスタの
代わりに使用することが考えられる。この場合、IGBTあ
るいはMOSFETを駆動しようとするには、ゲートしきい値
電圧より大きい電圧で、ゲート・エミッタ間に、あるい
はゲート・ソース間に伝達特性に準じた電気バイアスを
する必要がある。一般にはこのために5V以上の電圧が必
要である。この一般的なバイアス方式では、低回転、す
なわち低起電圧状態の場合電圧が足りず、IGBTあるいは
MOSFETは駆動しない。駆動回路を別に付加すれば駆動で
きるが、経済的ではない。
本発明の課題は、IGBTあるいはMOSFETのゲート・エミッ
タ間あるいはゲート・ソース間に低電圧しかバイアスさ
れないときにも、別に駆動回路を付加しないでIGBTある
いはMOSFETを駆動する方法を提供することにある。
タ間あるいはゲート・ソース間に低電圧しかバイアスさ
れないときにも、別に駆動回路を付加しないでIGBTある
いはMOSFETを駆動する方法を提供することにある。
上記の課題の解決のために、本発明の方法は、半導体基
板の両面に主電極が設けられ、一面側に設けられたチャ
ンネル層上に絶縁膜を介してゲート電極を有する半導体
素子を駆動するために、この半導体素子の非導通方向に
電圧が加わる間にゲート電極を他面側の主電極との間に
電荷を蓄積し、その電荷が漏れないようにし、この半導
体素子の導通方向に電圧が印加されたとき、ゲート電極
と一面側の主電極との間に半導体素子を導通させるに必
要な電気的バイアスがない場合にも前記蓄積された電荷
により半導体素子を導通させ、半導体素子の導通方向の
電圧が最適値になった時点で半導体素子を遮断すること
とする。
板の両面に主電極が設けられ、一面側に設けられたチャ
ンネル層上に絶縁膜を介してゲート電極を有する半導体
素子を駆動するために、この半導体素子の非導通方向に
電圧が加わる間にゲート電極を他面側の主電極との間に
電荷を蓄積し、その電荷が漏れないようにし、この半導
体素子の導通方向に電圧が印加されたとき、ゲート電極
と一面側の主電極との間に半導体素子を導通させるに必
要な電気的バイアスがない場合にも前記蓄積された電荷
により半導体素子を導通させ、半導体素子の導通方向の
電圧が最適値になった時点で半導体素子を遮断すること
とする。
第３図に示したIGBTの等価回路図を引用して本発明の原
理について説明する。IGBT1においては、ゲート・コレ
クタ間容量31は低電圧状態では、ゲート・エミッタ間容
量32よりも約５倍以上大きい。この容量31にエミッタ・
コレクタ間が逆バイアス状態において充電すれば、順電
圧印加時にゲート・エミッタ間のバイアス電圧を自動的
に大きくして、エミッタE,コレクタＣ間に加わる電圧が
低電圧でもIGBTの駆動を可能にする。同様なことは電力
用たて型MOSFETでもおこる。ただしこの場合内蔵ダイオ
ードは34のみでドレイン側には内蔵ダイオード35は生じ
ない。
理について説明する。IGBT1においては、ゲート・コレ
クタ間容量31は低電圧状態では、ゲート・エミッタ間容
量32よりも約５倍以上大きい。この容量31にエミッタ・
コレクタ間が逆バイアス状態において充電すれば、順電
圧印加時にゲート・エミッタ間のバイアス電圧を自動的
に大きくして、エミッタE,コレクタＣ間に加わる電圧が
低電圧でもIGBTの駆動を可能にする。同様なことは電力
用たて型MOSFETでもおこる。ただしこの場合内蔵ダイオ
ードは34のみでドレイン側には内蔵ダイオード35は生じ
ない。
第１図はIGBTを用い、本発明の一実施例を利用した点火
装置を示し、第２図，第３図と共通の部分には同一の符
号が付されている。IGBT1のエミッタ端子Ｅに直列にツ
エナダイオード28の陽極を接続して点火コイル２の一次
側コイル21のＢ端子に接続し、コレクタ端子Ｃを一次側
コイル21のＡ端子に接続している。IGBTのゲート端子Ｇ
にはツエナダイオード29の陰極を接続し、このダイオー
ドの陽極をダイオード28の陰極と接続する。このダイオ
ード29は、IGBTのゲート・エミッタ間の過電圧保護の目
的もあるので、ゲート・エミッタ間の過電圧耐量を考慮
して逆方向降伏電圧を選定する。一般的には逆方向降伏
電圧は数十ボルトに選定される。次に、IGBT1のコレク
タ端子Ｃ側に抵抗R1とダイオード30を直列に接続し、ダ
イオード30の陰極をIGBT1のゲート端子Ｇを接続する。
この抵抗R1,ダイオード30は、点火コイルのＡ側がある
電圧以上のときにそれらを通してIGBT1のゲート・エミ
ッタ間にバイアスするためのものである。また、ダイオ
ード30は、ゲートに電荷が蓄積されたとき、抵抗R1を通
してその電荷が放電されないようにする目的をもってい
る。そして、IGBT1のゲート端子Ｇとエミッタ端子Ｅを
通してのダイオード28の陰極との間に、サイリスタ24を
その陽極がゲート側になるように接続する。さらに、IG
BTのコレクタ端子Ｃとダイオード28の陰極間に抵抗R2,R
3を接続して、抵抗R2とR3の接続点とサイリスタ24のゲ
ートを接続することは第２図の場合と同様である。
装置を示し、第２図，第３図と共通の部分には同一の符
号が付されている。IGBT1のエミッタ端子Ｅに直列にツ
エナダイオード28の陽極を接続して点火コイル２の一次
側コイル21のＢ端子に接続し、コレクタ端子Ｃを一次側
コイル21のＡ端子に接続している。IGBTのゲート端子Ｇ
にはツエナダイオード29の陰極を接続し、このダイオー
ドの陽極をダイオード28の陰極と接続する。このダイオ
ード29は、IGBTのゲート・エミッタ間の過電圧保護の目
的もあるので、ゲート・エミッタ間の過電圧耐量を考慮
して逆方向降伏電圧を選定する。一般的には逆方向降伏
電圧は数十ボルトに選定される。次に、IGBT1のコレク
タ端子Ｃ側に抵抗R1とダイオード30を直列に接続し、ダ
イオード30の陰極をIGBT1のゲート端子Ｇを接続する。
この抵抗R1,ダイオード30は、点火コイルのＡ側がある
電圧以上のときにそれらを通してIGBT1のゲート・エミ
ッタ間にバイアスするためのものである。また、ダイオ
ード30は、ゲートに電荷が蓄積されたとき、抵抗R1を通
してその電荷が放電されないようにする目的をもってい
る。そして、IGBT1のゲート端子Ｇとエミッタ端子Ｅを
通してのダイオード28の陰極との間に、サイリスタ24を
その陽極がゲート側になるように接続する。さらに、IG
BTのコレクタ端子Ｃとダイオード28の陰極間に抵抗R2,R
3を接続して、抵抗R2とR3の接続点とサイリスタ24のゲ
ートを接続することは第２図の場合と同様である。
つづいて、この点火装置の動作原理を説明する。点火コ
イル２の両端には、フライホイルマグネトにより交互に
電圧が発生するが、今一次側点火コイル21のＢ端子側に
Ａ端子側に対してプラスに電圧が発生してなおかつ発生
起電圧が低い場合、例えば内燃機関の回転数が数百回転
で起電圧が2Vとした場合、ダイオード29を介してIGBT1
のゲート・コレクタ間に電荷が蓄積される。この場合、
IGBT1のエミッタ端子に接続されたダイオード28がない
と、第４図（ａ）から理解されるようにゲート３の下の
Ｎベース層４にエミッタのＰチャネル層５を通して電圧
が加わるため、ゲート・コレクタ間に電圧が加わって
も、ゲート・ベース間の絶縁層を介しての電荷の蓄積は
大きく起こらない。むしろＮベース層４とＰコレクタ層
６に電荷が蓄積される。ダイオード28を接続することに
より、はじめてゲート3,ベース層４間の絶縁層を介して
電荷が蓄積されるようになる。次に一次側コイルのＡ端
子側がＢ端子側に対してプラスにやはり2V程度電圧が発
生するようになると、ゲート3,ベース層４間の絶縁層を
介して蓄積された電荷は瞬間に第４図（ｂ）のようにゲ
ート3,チャネル層５間の絶縁層を介して電荷が蓄積され
るようになる。絶縁ゲート型半導体素子では、第５図に
示すようにエミッタ・コレクタ間の電圧VECが10V以下と
低い場合には、ゲート・コレクタ間容量CGCはゲート・
エミッタ間容量CGEに比較して５倍以上大きいのが構造
上一般的である。今、蓄積された電荷をＱとし、容量を
Ｃ、電圧をＶとすれば、Ｑ＝CVの関係がある。ゲート・
コレクタ間電圧をVGC,ゲート・エミッタ間電圧をVGEと
し、蓄積された電荷が変化しないとすれば、CGCVGC≒C
GEVGEとなり、CGC≒5CGEならばVGE≒5VGCとなる。すな
わち、一次側コイルのＢ端子側がＡ端子側に対してプラ
スで電位差が2Vとし、次にＡ端子側がＢ端子側に対して
プラスになり、電位差が2Vとすれば、ゲート・コレクタ
間に約2Vの状態で電荷が蓄積されたものが、ゲート・エ
ミッタ間で約10Vの電位差になってゲート・エミッタ間
がバイアスされるのと等価になる。従ってゲート・エミ
ッタ間のしきい値電圧を３〜8VとすればIGBT1を導通さ
せるに充分なバイアス状態となる。IGBT1はコレクタ・
エミッタ間電圧が2Vであっても、IGBTの電圧降下とダイ
オード28の電圧降下を加えた値が2V以下であれば、完全
導通状態になる。この場合、抵抗R1,ダイオード30を通
してのIGBT1のゲート・エミッタ間へのバイアスが小さ
くても問題にならない。
イル２の両端には、フライホイルマグネトにより交互に
電圧が発生するが、今一次側点火コイル21のＢ端子側に
Ａ端子側に対してプラスに電圧が発生してなおかつ発生
起電圧が低い場合、例えば内燃機関の回転数が数百回転
で起電圧が2Vとした場合、ダイオード29を介してIGBT1
のゲート・コレクタ間に電荷が蓄積される。この場合、
IGBT1のエミッタ端子に接続されたダイオード28がない
と、第４図（ａ）から理解されるようにゲート３の下の
Ｎベース層４にエミッタのＰチャネル層５を通して電圧
が加わるため、ゲート・コレクタ間に電圧が加わって
も、ゲート・ベース間の絶縁層を介しての電荷の蓄積は
大きく起こらない。むしろＮベース層４とＰコレクタ層
６に電荷が蓄積される。ダイオード28を接続することに
より、はじめてゲート3,ベース層４間の絶縁層を介して
電荷が蓄積されるようになる。次に一次側コイルのＡ端
子側がＢ端子側に対してプラスにやはり2V程度電圧が発
生するようになると、ゲート3,ベース層４間の絶縁層を
介して蓄積された電荷は瞬間に第４図（ｂ）のようにゲ
ート3,チャネル層５間の絶縁層を介して電荷が蓄積され
るようになる。絶縁ゲート型半導体素子では、第５図に
示すようにエミッタ・コレクタ間の電圧VECが10V以下と
低い場合には、ゲート・コレクタ間容量CGCはゲート・
エミッタ間容量CGEに比較して５倍以上大きいのが構造
上一般的である。今、蓄積された電荷をＱとし、容量を
Ｃ、電圧をＶとすれば、Ｑ＝CVの関係がある。ゲート・
コレクタ間電圧をVGC,ゲート・エミッタ間電圧をVGEと
し、蓄積された電荷が変化しないとすれば、CGCVGC≒C
GEVGEとなり、CGC≒5CGEならばVGE≒5VGCとなる。すな
わち、一次側コイルのＢ端子側がＡ端子側に対してプラ
スで電位差が2Vとし、次にＡ端子側がＢ端子側に対して
プラスになり、電位差が2Vとすれば、ゲート・コレクタ
間に約2Vの状態で電荷が蓄積されたものが、ゲート・エ
ミッタ間で約10Vの電位差になってゲート・エミッタ間
がバイアスされるのと等価になる。従ってゲート・エミ
ッタ間のしきい値電圧を３〜8VとすればIGBT1を導通さ
せるに充分なバイアス状態となる。IGBT1はコレクタ・
エミッタ間電圧が2Vであっても、IGBTの電圧降下とダイ
オード28の電圧降下を加えた値が2V以下であれば、完全
導通状態になる。この場合、抵抗R1,ダイオード30を通
してのIGBT1のゲート・エミッタ間へのバイアスが小さ
くても問題にならない。
IGBTが導通後は、一次側コイル21のＡ端子側が点火のタ
イミングに合った電圧になったとき、抵抗R2,R3の分割
抵抗によりサイリスタ24を導通することにより、IGBTは
遮断して、点火コイル２の一次側Ａ端子側に大きな起電
圧が発生し、点火コイル２の二次側に点火に必要なエネ
ルギーを発生することが可能となり、点火プラグ25は点
火する。次のサイクルでも同様なことがくりかえされ、
内燃機関等を駆動することが可能になる。高速回転とな
り、起電圧が大きくなってIGBTのゲート・エミッタ間の
しきい値電圧以上となると、逆バイアス時にダイオード
29を通してのゲート・コレクタ間への電荷の蓄積は必要
ないが、逆方向バイアス状態でのＢ端子側からの電荷の
蓄積は、IGBTのより早いタイミングでの導通を可能と
し、点火のタイミングをとりやすくする効果がある。
イミングに合った電圧になったとき、抵抗R2,R3の分割
抵抗によりサイリスタ24を導通することにより、IGBTは
遮断して、点火コイル２の一次側Ａ端子側に大きな起電
圧が発生し、点火コイル２の二次側に点火に必要なエネ
ルギーを発生することが可能となり、点火プラグ25は点
火する。次のサイクルでも同様なことがくりかえされ、
内燃機関等を駆動することが可能になる。高速回転とな
り、起電圧が大きくなってIGBTのゲート・エミッタ間の
しきい値電圧以上となると、逆バイアス時にダイオード
29を通してのゲート・コレクタ間への電荷の蓄積は必要
ないが、逆方向バイアス状態でのＢ端子側からの電荷の
蓄積は、IGBTのより早いタイミングでの導通を可能と
し、点火のタイミングをとりやすくする効果がある。
ダイオード28には、逆方向耐圧が10〜30V程度のものを
使用するのが効果的である。なぜなら、点火コイルのＢ
端子側が高電圧になったときには誤点火する可能性があ
るから、ある電圧以上にならないように抑制する必要が
あるからである。同時に、IGBT1のゲート・コレクタ間
の電圧破壊防止にもなる。ダイオード29は、逆方向降伏
電圧がIGBTのゲート・エミッタ間を駆動するに必要な電
圧以上であり、なおかつ、ゲート・エミッタ間の破壊電
圧以下である前述のように数十ボルトに設定されたもの
を使用する必要がある。また、抵抗R1の値は、サイリス
タ24の導通に必要で、なおかつ保持電流以上になるよう
に設定すればよい。
使用するのが効果的である。なぜなら、点火コイルのＢ
端子側が高電圧になったときには誤点火する可能性があ
るから、ある電圧以上にならないように抑制する必要が
あるからである。同時に、IGBT1のゲート・コレクタ間
の電圧破壊防止にもなる。ダイオード29は、逆方向降伏
電圧がIGBTのゲート・エミッタ間を駆動するに必要な電
圧以上であり、なおかつ、ゲート・エミッタ間の破壊電
圧以下である前述のように数十ボルトに設定されたもの
を使用する必要がある。また、抵抗R1の値は、サイリス
タ24の導通に必要で、なおかつ保持電流以上になるよう
に設定すればよい。
第６図は第１図と同目的の別の実施例を利用した点火装
置で、同様の動作が可能でありながら簡略化したもので
ある。この場合はIGBTを遮断するためのサイリスタ24の
代わりにトランジスタ44を使用したものであり、第１図
と比較すれば明らかなように抵抗R1とダイオード30を必
要としない。なぜなら、サイリスタと違い、トランジス
タの場合は導通を維持させるための保持電流を必要とし
ないからである。また、第６図の回路においてはツェナ
ダイオード29がなくてもトランジスタ44のベースからコ
レクタを通して、IGBT1のゲートに充電電流を流すこと
が可能であるが抵抗R3の値が大きい場合は、充電時間の
関係でツェナダイオード29を使用した方が良い。第２図
に示した従来回路でサイリスタの代わりにトランジスタ
を使用すると、ある程度電圧が降下したとき抵抗R2,R3
の分割電圧によりトランジスタが遮断状態となり、この
とき抵抗R1を通してダーリントントランジスタが再導通
するおそれがあるが、第６図の回路では、IGBTのゲート
・ソース間の電荷の蓄積がトランジスタ44の導通により
一度放電すれば、トランジスタが遮断してもIGBT1は導
通することがないために問題は発生しない。また、フラ
イホイルマグネトの１回転中にIGBT1のゲート・ソース
間に蓄積された電荷はIGBTの導通に充分な電荷を保持可
能であり、点火コイルのＡ端子側からのゲートへの電荷
の注入は必要としない。ただし、１回転中に蓄積された
電荷が漏れてIGBTを不導通とするような場合は、第１図
のように抵抗R1とダイオード30を付加する必要がある。
従って、このような場合は、トランジスタ44を用いるよ
り第１図のようにサイリスタ24を用いる方がよい。以上
はIGBTを用いた例について説明したが、たて型のMOSFET
でもまったく同等の回路動作が可能である。コイル発生
電圧が非常に高く、数百Ｖの逆方向耐圧を必要とする場
合は消費電力の面からIGBTが有利であり、低電圧の場合
はMOSFETが有利となる。IGBTあるいはMOSFETは、第２図
に示したダーリントントランジスタに比して遮断速度が
数倍以上速いため、同じ導通電流でも発生起電圧を大き
くすることができ、点火コイルの巻数を少なくすること
も可能である。
置で、同様の動作が可能でありながら簡略化したもので
ある。この場合はIGBTを遮断するためのサイリスタ24の
代わりにトランジスタ44を使用したものであり、第１図
と比較すれば明らかなように抵抗R1とダイオード30を必
要としない。なぜなら、サイリスタと違い、トランジス
タの場合は導通を維持させるための保持電流を必要とし
ないからである。また、第６図の回路においてはツェナ
ダイオード29がなくてもトランジスタ44のベースからコ
レクタを通して、IGBT1のゲートに充電電流を流すこと
が可能であるが抵抗R3の値が大きい場合は、充電時間の
関係でツェナダイオード29を使用した方が良い。第２図
に示した従来回路でサイリスタの代わりにトランジスタ
を使用すると、ある程度電圧が降下したとき抵抗R2,R3
の分割電圧によりトランジスタが遮断状態となり、この
とき抵抗R1を通してダーリントントランジスタが再導通
するおそれがあるが、第６図の回路では、IGBTのゲート
・ソース間の電荷の蓄積がトランジスタ44の導通により
一度放電すれば、トランジスタが遮断してもIGBT1は導
通することがないために問題は発生しない。また、フラ
イホイルマグネトの１回転中にIGBT1のゲート・ソース
間に蓄積された電荷はIGBTの導通に充分な電荷を保持可
能であり、点火コイルのＡ端子側からのゲートへの電荷
の注入は必要としない。ただし、１回転中に蓄積された
電荷が漏れてIGBTを不導通とするような場合は、第１図
のように抵抗R1とダイオード30を付加する必要がある。
従って、このような場合は、トランジスタ44を用いるよ
り第１図のようにサイリスタ24を用いる方がよい。以上
はIGBTを用いた例について説明したが、たて型のMOSFET
でもまったく同等の回路動作が可能である。コイル発生
電圧が非常に高く、数百Ｖの逆方向耐圧を必要とする場
合は消費電力の面からIGBTが有利であり、低電圧の場合
はMOSFETが有利となる。IGBTあるいはMOSFETは、第２図
に示したダーリントントランジスタに比して遮断速度が
数倍以上速いため、同じ導通電流でも発生起電圧を大き
くすることができ、点火コイルの巻数を少なくすること
も可能である。
さらに、内燃機関の点火装置のみならず、コイル負荷ま
たは交番電圧での使用の場合、逆起電圧を利用してIGBT
またはMOSFETを低電圧バイアスで駆動可能にすることが
できる。従って種々の面で有効に活用できる。またＮチ
ャネル形,Pチャネル形いずれの素子に対しても本発明を
適用可能であることはいうまでもない。
たは交番電圧での使用の場合、逆起電圧を利用してIGBT
またはMOSFETを低電圧バイアスで駆動可能にすることが
できる。従って種々の面で有効に活用できる。またＮチ
ャネル形,Pチャネル形いずれの素子に対しても本発明を
適用可能であることはいうまでもない。
本発明によれば、IGBTやたて型電力用MOSFETのような絶
縁ゲート型半導体素子を両主電極間に逆電圧印加時にゲ
ートと反対面側の主電極の間にその間の容量が大きいこ
とを利用して電荷を蓄積し、順電圧印加時に半導体素子
を導通させるに充分な順バイアス状態をつくることがで
きる。これにより、低い回転数での内燃機関の点火を一
次側に高いエネルギーを供給できる絶縁ゲート型半導体
素子を用いて駆動回路を別に付加することなく行うこと
ができ、得られる効果は極めて大きい。
縁ゲート型半導体素子を両主電極間に逆電圧印加時にゲ
ートと反対面側の主電極の間にその間の容量が大きいこ
とを利用して電荷を蓄積し、順電圧印加時に半導体素子
を導通させるに充分な順バイアス状態をつくることがで
きる。これにより、低い回転数での内燃機関の点火を一
次側に高いエネルギーを供給できる絶縁ゲート型半導体
素子を用いて駆動回路を別に付加することなく行うこと
ができ、得られる効果は極めて大きい。
第１図は本発明の一実施例を利用する点火装置の回路
図、第２図は従来の点火装置の回路図、第３図はIGBTの
等価回路図、第４図（ａ），（ｂ）は本発明の原理を説
明する断面図、第５図はIGBTのエミッタ・コレクタ間電
圧とゲート・コレクタ間およびエミッタ・ゲート間容量
との関係線図、第６図は本発明の別の実施例を利用する
点火装置の回路図である。 1:IGBT、2:点火コイル、24:サイリスタ、28,29:ツエナ
ダイオード、30:ダイオード、44:トランジスタ、
図、第２図は従来の点火装置の回路図、第３図はIGBTの
等価回路図、第４図（ａ），（ｂ）は本発明の原理を説
明する断面図、第５図はIGBTのエミッタ・コレクタ間電
圧とゲート・コレクタ間およびエミッタ・ゲート間容量
との関係線図、第６図は本発明の別の実施例を利用する
点火装置の回路図である。 1:IGBT、2:点火コイル、24:サイリスタ、28,29:ツエナ
ダイオード、30:ダイオード、44:トランジスタ、
Claims (1)
- 【請求項１】半導体基板の両面に主電極が設けられ、一
面側に設けられたチャネル層上に絶縁膜を介してゲート
電極を有する半導体素子を駆動するために、両主電極間
にこの半導体素子の非導通方向に電圧が加わる間にゲー
ト電極と他面側の主電極との間に電荷を蓄積し、その電
荷が漏れないようにし、この半導体素子の導通方向に電
圧が印加されたとき、ゲート電極と一面側の主電極との
間に半導体素子を導通させるに必要な電気的バイアスが
ない場合にも前記蓄積された電荷により半導体素子を導
通させ、半導体素子の導通方向の電圧が最適値になった
時点で半導体素子を遮断することを特徴とする絶縁ゲー
ト型半導体素子の駆動方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63232003A JPH073944B2 (ja) | 1988-09-16 | 1988-09-16 | 絶縁ゲート型半導体素子の駆動方法 |
| US07/405,741 US4993396A (en) | 1988-09-16 | 1989-09-11 | Method for driving an insulated gate semiconductor device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63232003A JPH073944B2 (ja) | 1988-09-16 | 1988-09-16 | 絶縁ゲート型半導体素子の駆動方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0279622A JPH0279622A (ja) | 1990-03-20 |
| JPH073944B2 true JPH073944B2 (ja) | 1995-01-18 |
Family
ID=16932420
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63232003A Expired - Fee Related JPH073944B2 (ja) | 1988-09-16 | 1988-09-16 | 絶縁ゲート型半導体素子の駆動方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4993396A (ja) |
| JP (1) | JPH073944B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5115369A (en) * | 1990-02-05 | 1992-05-19 | Motorola, Inc. | Avalanche stress protected semiconductor device having variable input impedance |
| US5134323A (en) * | 1990-08-03 | 1992-07-28 | Congdon James E | Three terminal noninverting transistor switch |
| JP3145501B2 (ja) * | 1992-09-21 | 2001-03-12 | 富士重工業株式会社 | エンジン停止装置 |
| US5775310A (en) * | 1996-12-24 | 1998-07-07 | Hitachi, Ltd. | Ignition device for an internal combustion engine |
| DE19741963C1 (de) * | 1997-09-23 | 1999-03-11 | Siemens Ag | Vorrichtung zur Unterdrückung unerwünschter Zündungen bei einem Ottomotor |
| JP2002246551A (ja) * | 2001-02-15 | 2002-08-30 | Hitachi Ltd | 半導体装置 |
| EP1298320A3 (en) * | 2001-09-27 | 2004-10-20 | STMicroelectronics Pvt. Ltd | Capacitor discharge ignition (CDI) system |
| JP6442889B2 (ja) | 2014-07-11 | 2018-12-26 | 富士電機株式会社 | 内燃機関の点火制御装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5681257A (en) * | 1979-12-01 | 1981-07-03 | Otsupama Kogyo Kk | Contactless ignition circuit for internal combustion engine |
| US4501256A (en) * | 1984-02-24 | 1985-02-26 | Dykstra Richard A | Solid state magneto ignition switching device |
| JPS6327546A (ja) * | 1986-07-18 | 1988-02-05 | Dainippon Ink & Chem Inc | 塩化ビニル樹脂組成物 |
-
1988
- 1988-09-16 JP JP63232003A patent/JPH073944B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-09-11 US US07/405,741 patent/US4993396A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0279622A (ja) | 1990-03-20 |
| US4993396A (en) | 1991-02-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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