JPH07294628A - 信号処理装置 - Google Patents
信号処理装置Info
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- JPH07294628A JPH07294628A JP6084900A JP8490094A JPH07294628A JP H07294628 A JPH07294628 A JP H07294628A JP 6084900 A JP6084900 A JP 6084900A JP 8490094 A JP8490094 A JP 8490094A JP H07294628 A JPH07294628 A JP H07294628A
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- circuit
- noise
- output
- constant
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 目標検出を行う信号処理装置において、クラ
ッタ等の影響による変動幅の大きいノイズの誤検出を防
ぐことを目的としている。 【構成】 目標検出を行う信号処理装置において、ノイ
ズの標準偏差値を計算し、その出力値によってスレッシ
ョルドレベルを変化させる装置を付加している。 【効果】 クラッタ等の影響による変動幅の大きなノイ
ズに対し、標準偏差を考慮しスレッショルドレベルを決
定することで、状況に柔和に対処しノイズを目標として
誤検出する現象を防ぐことが可能となる。
ッタ等の影響による変動幅の大きいノイズの誤検出を防
ぐことを目的としている。 【構成】 目標検出を行う信号処理装置において、ノイ
ズの標準偏差値を計算し、その出力値によってスレッシ
ョルドレベルを変化させる装置を付加している。 【効果】 クラッタ等の影響による変動幅の大きなノイ
ズに対し、標準偏差を考慮しスレッショルドレベルを決
定することで、状況に柔和に対処しノイズを目標として
誤検出する現象を防ぐことが可能となる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、レーダ装置等におい
て、熱雑音、及び地上、海面からの反射信号等の不要な
信号を検出する確率、即ち誤警報確率を常に一定に保つ
信号処理装置に関するものである。
て、熱雑音、及び地上、海面からの反射信号等の不要な
信号を検出する確率、即ち誤警報確率を常に一定に保つ
信号処理装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図７は、従来の信号処理装置の構成図の
一例である。図７は、アナログ受信信号をディジタル受
信信号に変換するＡ／Ｄ変換器１、Ａ／Ｄ変換器１によ
り変換された信号をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ
Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算するＦＦＴ処理回路２、Ｆ
ＦＴ処理回路２によって周波数分析された信号に対し、
目標検出の為のスレッショルドレベルを決定するＣＦＡ
Ｒ（ＣｏｎｓｔａｎｔＦａｌｓｅ Ａｌａｒｍ Ｒａｔ
ｅ）処理回路３である。またＣＦＡＲ処理回路３は、周
波数軸上に分解された受信信号を遅延、記憶するシフト
レジスタ回路４、ノイズの平均値（以下ノイズレベルＮ
Ｌ）を求めるノイズレベル演算回路５、定数Ｋ（以下固
定ＣＦＡＲ定数Ｋ）を発生する固定ＣＦＡＲ定数発生回
路１０、目標検出のための信号検出しきい値（以下スレ
ッショルドレベルＴＨ1 ）を求める固定スレッショルド
レベル演算回路１１及び、スレッショルドレベルＴＨ1
とシフトレジスタ回路４の出力を大小比較し、シフトレ
ジスタ回路４の出力が大きければ、例えば“１”を出力
し目標有りとする。また、小さければ“０”を出力し目
標無しとする比較器９から構成されている。
一例である。図７は、アナログ受信信号をディジタル受
信信号に変換するＡ／Ｄ変換器１、Ａ／Ｄ変換器１によ
り変換された信号をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ
Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算するＦＦＴ処理回路２、Ｆ
ＦＴ処理回路２によって周波数分析された信号に対し、
目標検出の為のスレッショルドレベルを決定するＣＦＡ
Ｒ（ＣｏｎｓｔａｎｔＦａｌｓｅ Ａｌａｒｍ Ｒａｔ
ｅ）処理回路３である。またＣＦＡＲ処理回路３は、周
波数軸上に分解された受信信号を遅延、記憶するシフト
レジスタ回路４、ノイズの平均値（以下ノイズレベルＮ
Ｌ）を求めるノイズレベル演算回路５、定数Ｋ（以下固
定ＣＦＡＲ定数Ｋ）を発生する固定ＣＦＡＲ定数発生回
路１０、目標検出のための信号検出しきい値（以下スレ
ッショルドレベルＴＨ1 ）を求める固定スレッショルド
レベル演算回路１１及び、スレッショルドレベルＴＨ1
とシフトレジスタ回路４の出力を大小比較し、シフトレ
ジスタ回路４の出力が大きければ、例えば“１”を出力
し目標有りとする。また、小さければ“０”を出力し目
標無しとする比較器９から構成されている。
【０００３】図８は図７に示す、ＣＦＡＲ処理回路３の
動作を示す図である。１８はＦＦＴ処理回路２の出力信
号の振幅を示し、１９はＦＦＴ処理回路２の周波数セル
を示す。また２０はＦＦＴ処理回路２の内の信号の存在
するセル（以下ピークセル）を示し、２１はこのピーク
セル２０を除くＦＦＴ処理回路２の出力、いわゆるリフ
ァレンスセルを示している。２２は、リファレンスセル
２１の振幅の総和を計算する加算器であり、２３は加算
器２２の出力を加算したセル数で除算する除算器を示し
ている。この加算器２２及び、除算器２３でノイズレベ
ルＮＬを計算するノイズレベル演算回路５を構成してい
る。１０は定数Ｋを発生する固定ＣＦＡＲ定数発生回路
であり、１１は固定スレッショルドレベル決定回路で、
ノイズレベル演算回路５によって計算されたノイズレベ
ルＮＬと、固定ＣＦＡＲ定数発生回路１０で発生したＣ
ＦＡＲ定数Ｋから、目標検出の為のスレッショルドレベ
ルＴＨ1 を決定する。決定式を“数１”に示す。９はピ
ークセル２０の信号振幅ＳとスレッショルドレベルＴＨ
1 を大小比較し、シフトレジスタ回路４の出力が大きけ
れば“１”を出力し目標有りとする。また、小さければ
“０”を出力し目標無しとする、目標の有無を判定する
比較器である。このように、従来の信号処理装置では、
ある一定の誤警報確率の下で目標を検出するため、スレ
ッショルドレベルＴＨ1 を決定する際、固定の定数Ｋを
用いていた。
動作を示す図である。１８はＦＦＴ処理回路２の出力信
号の振幅を示し、１９はＦＦＴ処理回路２の周波数セル
を示す。また２０はＦＦＴ処理回路２の内の信号の存在
するセル（以下ピークセル）を示し、２１はこのピーク
セル２０を除くＦＦＴ処理回路２の出力、いわゆるリフ
ァレンスセルを示している。２２は、リファレンスセル
２１の振幅の総和を計算する加算器であり、２３は加算
器２２の出力を加算したセル数で除算する除算器を示し
ている。この加算器２２及び、除算器２３でノイズレベ
ルＮＬを計算するノイズレベル演算回路５を構成してい
る。１０は定数Ｋを発生する固定ＣＦＡＲ定数発生回路
であり、１１は固定スレッショルドレベル決定回路で、
ノイズレベル演算回路５によって計算されたノイズレベ
ルＮＬと、固定ＣＦＡＲ定数発生回路１０で発生したＣ
ＦＡＲ定数Ｋから、目標検出の為のスレッショルドレベ
ルＴＨ1 を決定する。決定式を“数１”に示す。９はピ
ークセル２０の信号振幅ＳとスレッショルドレベルＴＨ
1 を大小比較し、シフトレジスタ回路４の出力が大きけ
れば“１”を出力し目標有りとする。また、小さければ
“０”を出力し目標無しとする、目標の有無を判定する
比較器である。このように、従来の信号処理装置では、
ある一定の誤警報確率の下で目標を検出するため、スレ
ッショルドレベルＴＨ1 を決定する際、固定の定数Ｋを
用いていた。
【０００４】
【数１】
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】以上に示した従来の誤
警報確率を一定にする信号処理装置は、ノイズレベルＮ
Ｌと固定のＣＦＡＲ定数Ｋを用いて入力信号との振幅を
比較し、目標を検出しているため、例えばレーダの場
合、振幅の平均値は低いが変動幅、いわゆるノイズ標準
偏差が大きいクラッタ等が入力された時、ノイズを目標
として誤検出するという欠点がある。
警報確率を一定にする信号処理装置は、ノイズレベルＮ
Ｌと固定のＣＦＡＲ定数Ｋを用いて入力信号との振幅を
比較し、目標を検出しているため、例えばレーダの場
合、振幅の平均値は低いが変動幅、いわゆるノイズ標準
偏差が大きいクラッタ等が入力された時、ノイズを目標
として誤検出するという欠点がある。
【０００６】図９はこの動作を示した図で、２４は振幅
変動幅の大きいノイズ信号であり、２６、２７はその時
のＣＦＡＲ処理回路３にて求められたノイズレベルＮＬ
及び、“数１”を用い計算されたスレッショルドレベル
ＴＨ1 を示し、２５は目標信号振幅Ｓを示している。図
９において、ノイズレベル２６は低いが、ノイズの変動
幅が大きいため、ノイズがスレッショルドレベル２７を
越え、誤って目標として検出されている。
変動幅の大きいノイズ信号であり、２６、２７はその時
のＣＦＡＲ処理回路３にて求められたノイズレベルＮＬ
及び、“数１”を用い計算されたスレッショルドレベル
ＴＨ1 を示し、２５は目標信号振幅Ｓを示している。図
９において、ノイズレベル２６は低いが、ノイズの変動
幅が大きいため、ノイズがスレッショルドレベル２７を
越え、誤って目標として検出されている。
【０００７】この発明は、このような課題を解決するた
めになされたもので、クラッタ等の振幅変動幅が大きい
ノイズに対しても誤警報を一定に保つことを目的として
いる。
めになされたもので、クラッタ等の振幅変動幅が大きい
ノイズに対しても誤警報を一定に保つことを目的として
いる。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この発明に係わる信号処
理装置は、ノイズの標準偏差を計算し、その値によりス
レッショルドレベルを決定させるようにした。
理装置は、ノイズの標準偏差を計算し、その値によりス
レッショルドレベルを決定させるようにした。
【０００９】
【作用】この発明では、標準偏差を用いてスレッショル
ドレベルを変化させることによって、クラッタ等による
振幅変動幅の大きいノイズが入力されても、ノイズによ
る誤警報を防ぐことができる。
ドレベルを変化させることによって、クラッタ等による
振幅変動幅の大きいノイズが入力されても、ノイズによ
る誤警報を防ぐことができる。
【００１０】
実施例１ 以下この発明の実施例１について説明する。図１は、こ
の発明による実施例１の構成図で、アナログ受信信号を
ディジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器１、Ａ／Ｄ
変換器１により変換された信号をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆ
ｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）演算するＦＦＴ処理
回路２、ＦＦＴ処理回路２によって周波数分析された信
号に対し、目標検出の為のスレッショルドレベルを決定
するＣＦＡＲ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｆａｌｓｅ Ａｌａ
ｒｍ Ｒａｔｅ）処理回路３である。またＣＦＡＲ処理
回路３は、周波数軸上に分解された受信信号を遅延、記
憶するシフトレジスタ回路４、上記シフトレジスタ回路
４の出力からノイズの平均値（以下ノイズレベルＮＬ）
を求めるノイズレベル演算回路５、上記シフトレジスタ
回路４及び、ノイズレベル演算回路５の出力からノイズ
の標準偏差（以下ノイズ標準偏差σ）を求めるノイズ標
準偏差演算回路６、定数α（以下偏差定数α）を発生す
る偏差定数発生回路７、ノイズレベル演算回路５とノイ
ズ標準偏差演算回路６と偏差定数発生回路７の各々の出
力値を掛合わせ目標検出のためのしきい値（以下スレッ
ショルドレベルＴＨ2 ）を計算する可変スレッショルド
レベル演算回路８及び、スレッショルドレベルＴＨ2 と
シフトレジスタ回路４の出力を大小比較し、シフトレジ
スタ回路４の出力が大きければ、例えば“１”を出力し
目標有りとする。また、小さければ“０”を出力し目標
無しとする比較器９から構成されている。
の発明による実施例１の構成図で、アナログ受信信号を
ディジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器１、Ａ／Ｄ
変換器１により変換された信号をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆ
ｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）演算するＦＦＴ処理
回路２、ＦＦＴ処理回路２によって周波数分析された信
号に対し、目標検出の為のスレッショルドレベルを決定
するＣＦＡＲ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｆａｌｓｅ Ａｌａ
ｒｍ Ｒａｔｅ）処理回路３である。またＣＦＡＲ処理
回路３は、周波数軸上に分解された受信信号を遅延、記
憶するシフトレジスタ回路４、上記シフトレジスタ回路
４の出力からノイズの平均値（以下ノイズレベルＮＬ）
を求めるノイズレベル演算回路５、上記シフトレジスタ
回路４及び、ノイズレベル演算回路５の出力からノイズ
の標準偏差（以下ノイズ標準偏差σ）を求めるノイズ標
準偏差演算回路６、定数α（以下偏差定数α）を発生す
る偏差定数発生回路７、ノイズレベル演算回路５とノイ
ズ標準偏差演算回路６と偏差定数発生回路７の各々の出
力値を掛合わせ目標検出のためのしきい値（以下スレッ
ショルドレベルＴＨ2 ）を計算する可変スレッショルド
レベル演算回路８及び、スレッショルドレベルＴＨ2 と
シフトレジスタ回路４の出力を大小比較し、シフトレジ
スタ回路４の出力が大きければ、例えば“１”を出力し
目標有りとする。また、小さければ“０”を出力し目標
無しとする比較器９から構成されている。
【００１１】次に、実施例１の動作について説明する。
Ａ／Ｄ変換器１によりディジタル変換された受信信号は
ＦＦＴ処理回路２で各周波数成分に分解される。分解さ
れた受信信号はＣＦＡＲ処理回路３に入力される。ＣＦ
ＡＲ処理回路３に入力された受信信号は遅延、記憶され
るシフトレジスタ回路４へ送出され、ここで、ピークセ
ル２０及びリファレンスセル２１が検出され、リファレ
ンスセル２１の出力がノイズレベル演算回路５とノイズ
標準偏差演算回路６へ、ピークセル２０の信号振幅Ｓが
比較器９に入力される。
Ａ／Ｄ変換器１によりディジタル変換された受信信号は
ＦＦＴ処理回路２で各周波数成分に分解される。分解さ
れた受信信号はＣＦＡＲ処理回路３に入力される。ＣＦ
ＡＲ処理回路３に入力された受信信号は遅延、記憶され
るシフトレジスタ回路４へ送出され、ここで、ピークセ
ル２０及びリファレンスセル２１が検出され、リファレ
ンスセル２１の出力がノイズレベル演算回路５とノイズ
標準偏差演算回路６へ、ピークセル２０の信号振幅Ｓが
比較器９に入力される。
【００１２】ノイズレベル演算回路５に入力されたシフ
トレジスタ回路４のリファレンスセル２１の出力は、こ
こで相加平均つまり、ノイズレベルＮＬが計算される。
このノイズレベル演算回路５からの出力であるノイズレ
ベルＮＬは、可変スレッショルドレベル演算回路８とノ
イズ標準偏差演算回路６に入力される。
トレジスタ回路４のリファレンスセル２１の出力は、こ
こで相加平均つまり、ノイズレベルＮＬが計算される。
このノイズレベル演算回路５からの出力であるノイズレ
ベルＮＬは、可変スレッショルドレベル演算回路８とノ
イズ標準偏差演算回路６に入力される。
【００１３】また、ノイズ標準偏差演算回路６に入力さ
れたシフトレジスタ回路４のリファレンスセル２１の出
力と、上記ノイズレベル演算回路５のノイズレベルＮＬ
の各々の出力値からノイズの標準偏差σが“数２”を用
いて計算される。このノイズ標準偏差演算回路６で計算
されたノイズ標準偏差σは、可変スレッショルドレベル
演算回路８に入力される。
れたシフトレジスタ回路４のリファレンスセル２１の出
力と、上記ノイズレベル演算回路５のノイズレベルＮＬ
の各々の出力値からノイズの標準偏差σが“数２”を用
いて計算される。このノイズ標準偏差演算回路６で計算
されたノイズ標準偏差σは、可変スレッショルドレベル
演算回路８に入力される。
【００１４】
【数２】
【００１５】次に、偏差定数発生回路７で偏差定数αが
発生され可変スレッショルドレベル演算回路８に入力さ
れる。可変スレッショルドレベル演算回路８では、上記
ノイズレベルＮＬ、ノイズ標準偏差σ、及び偏差定数α
から“数３”を用いスレッショルドレベルＴＨ2 が計算
される。可変スレッショルドレベル演算回路８の出力信
号は比較器９に入力されここで、同じく比較器９に入力
されるシフトレジスタ回路４の出力値信号振幅Ｓと大小
比較される。比較器９は、信号振幅Ｓが可変スレッショ
ルドレベル演算回路８の出力信号より大きければ、例え
ば“１”を出力し目標有りとする。また、小さければ
“０”を出力し目標無しとする。
発生され可変スレッショルドレベル演算回路８に入力さ
れる。可変スレッショルドレベル演算回路８では、上記
ノイズレベルＮＬ、ノイズ標準偏差σ、及び偏差定数α
から“数３”を用いスレッショルドレベルＴＨ2 が計算
される。可変スレッショルドレベル演算回路８の出力信
号は比較器９に入力されここで、同じく比較器９に入力
されるシフトレジスタ回路４の出力値信号振幅Ｓと大小
比較される。比較器９は、信号振幅Ｓが可変スレッショ
ルドレベル演算回路８の出力信号より大きければ、例え
ば“１”を出力し目標有りとする。また、小さければ
“０”を出力し目標無しとする。
【００１６】
【数３】
【００１７】上記可変スレッショルドＴＨ2 を用い目標
の検出処理を行なうことによって、クラッタ等によりノ
イズを目標として誤検出することを回避できる。図２は
この動作を説明する図である。
の検出処理を行なうことによって、クラッタ等によりノ
イズを目標として誤検出することを回避できる。図２は
この動作を説明する図である。
【００１８】図２において、２４は振幅変動幅の大きい
ノイズ信号、２５は目標信号、２６はノイズレベル演算
回路５より出力したノイズレベルＮＬを示している。２
８はノイズ標準偏差演算回路６で計算した標準偏差σを
示し、２９は振幅変動幅の大きいノイズ信号２４に対す
る、可変スレッショルドレベル演算回路８で、“数３”
を用い計算したスレッショルドレベルＴＨ2 の値であ
る。目標信号２５は、“数３”のα×σ×ＮＬで求めた
スレッショルドレベル２９を越え目標として検出でき、
一方ノイズはスレッショルドレベル２９を越えることは
無く目標として誤検出していないことを示している。
ノイズ信号、２５は目標信号、２６はノイズレベル演算
回路５より出力したノイズレベルＮＬを示している。２
８はノイズ標準偏差演算回路６で計算した標準偏差σを
示し、２９は振幅変動幅の大きいノイズ信号２４に対す
る、可変スレッショルドレベル演算回路８で、“数３”
を用い計算したスレッショルドレベルＴＨ2 の値であ
る。目標信号２５は、“数３”のα×σ×ＮＬで求めた
スレッショルドレベル２９を越え目標として検出でき、
一方ノイズはスレッショルドレベル２９を越えることは
無く目標として誤検出していないことを示している。
【００１９】実施例２ 以下この発明の実施例２について説明する。図３は、こ
の発明による実施例２の構成図で、アナログ受信信号を
ディジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器１、Ａ／Ｄ
変換器１により変換された信号をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆ
ｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）演算するＦＦＴ処理
回路２、ＦＦＴ処理回路２によって周波数分析された信
号に対し、目標検出の為のスレッショルドレベルを決定
するＣＦＡＲ処理回路３である。またＣＦＡＲ処理回路
３は、周波数軸上に分解された受信信号を遅延、記憶す
るシフトレジスタ回路４、上記シフトレジスタ回路４の
出力からノイズの平均値（以下ノイズレベルＮＬ）を求
めるノイズレベル演算回路５、上記シフトレジスタ回路
４及び、ノイズレベル演算回路５の出力からノイズの標
準偏差（以下ノイズ標準偏差σ）を求めるノイズ標準偏
差演算回路６、定数α（以下偏差定数α）を発生する偏
差定数発生回路７、ノイズレベル演算回路５とノイズ標
準偏差演算回路６と偏差定数発生回路７の各々の出力値
を掛合わせ目標検出のためのしきい値（以下スレッショ
ルドレベルＴＨ2 ）を計算する可変スレッショルドレベ
ル演算回路８であり実施例１と同様の構成である。
の発明による実施例２の構成図で、アナログ受信信号を
ディジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器１、Ａ／Ｄ
変換器１により変換された信号をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆ
ｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）演算するＦＦＴ処理
回路２、ＦＦＴ処理回路２によって周波数分析された信
号に対し、目標検出の為のスレッショルドレベルを決定
するＣＦＡＲ処理回路３である。またＣＦＡＲ処理回路
３は、周波数軸上に分解された受信信号を遅延、記憶す
るシフトレジスタ回路４、上記シフトレジスタ回路４の
出力からノイズの平均値（以下ノイズレベルＮＬ）を求
めるノイズレベル演算回路５、上記シフトレジスタ回路
４及び、ノイズレベル演算回路５の出力からノイズの標
準偏差（以下ノイズ標準偏差σ）を求めるノイズ標準偏
差演算回路６、定数α（以下偏差定数α）を発生する偏
差定数発生回路７、ノイズレベル演算回路５とノイズ標
準偏差演算回路６と偏差定数発生回路７の各々の出力値
を掛合わせ目標検出のためのしきい値（以下スレッショ
ルドレベルＴＨ2 ）を計算する可変スレッショルドレベ
ル演算回路８であり実施例１と同様の構成である。
【００２０】更に、定数Ｋ（以下固定ＣＦＡＲ定数Ｋ）
を出力する固定ＣＦＡＲ定数発生回路１０と、上記固定
ＣＦＡＲ定数発生回路１０の出力である固定ＣＦＡＲ定
数Ｋとノイズレベル演算回路５の出力であるノイズレベ
ルＮＬを各々掛合わせ目標検出のスレッショルドレベル
ＴＨ1 を計算する固定スレッショルド演算回路１１と、
上記ノイズレベル演算回路５の出力であるノイズレベル
ＮＬとノイズ標準偏差演算回路６の出力であるノイズ標
準偏差σからノイズの変動系数（以下ノイズ変動系数
η）を計算するノイズ変動系数演算回路１２及び、定数
η0 （以下変動定数η0 ）を発生する変動定数発生回路
１３と、ノイズ変動系数演算回路１２の出力であるノイ
ズ変動系数ηと、変動定数発生回路１３の出力であるη
0 の大小比較を行い、上記定数値η0 が上記ノイズ変動
系数ηより大きければ、例えば“１”を出力し、小さけ
れば、例えば“０”を出力する判定器１４と、この判定
器１４の出力から固定スレッショルドレベル演算回路１
１の出力と可変スレッショルドレベル演算回路８の出力
の何れか一つを選択するスイッチ回路１５と、このスイ
ッチ回路１５の出力と上記シフトレジスタ回路４の出力
との大小を比較する比較器９から構成されている。
を出力する固定ＣＦＡＲ定数発生回路１０と、上記固定
ＣＦＡＲ定数発生回路１０の出力である固定ＣＦＡＲ定
数Ｋとノイズレベル演算回路５の出力であるノイズレベ
ルＮＬを各々掛合わせ目標検出のスレッショルドレベル
ＴＨ1 を計算する固定スレッショルド演算回路１１と、
上記ノイズレベル演算回路５の出力であるノイズレベル
ＮＬとノイズ標準偏差演算回路６の出力であるノイズ標
準偏差σからノイズの変動系数（以下ノイズ変動系数
η）を計算するノイズ変動系数演算回路１２及び、定数
η0 （以下変動定数η0 ）を発生する変動定数発生回路
１３と、ノイズ変動系数演算回路１２の出力であるノイ
ズ変動系数ηと、変動定数発生回路１３の出力であるη
0 の大小比較を行い、上記定数値η0 が上記ノイズ変動
系数ηより大きければ、例えば“１”を出力し、小さけ
れば、例えば“０”を出力する判定器１４と、この判定
器１４の出力から固定スレッショルドレベル演算回路１
１の出力と可変スレッショルドレベル演算回路８の出力
の何れか一つを選択するスイッチ回路１５と、このスイ
ッチ回路１５の出力と上記シフトレジスタ回路４の出力
との大小を比較する比較器９から構成されている。
【００２１】次に、実施例２の動作について説明する。
実施例２では、図３に示すように、ノイズ変動系数演算
回路１２でノイズの変動系数ηを“数４”を用いて計算
して、判定器１４へ送出する。判定器１４は、このノイ
ズの変動系数ηと変動定数発生回路１３からの出力であ
る変動定数η0 （η0 ＝１）との大小比較を行ない、例
えばη≦η0 の時スイッチ信号ＳＷとして、例えば
“１”を、η＞η0 の時ＳＷとして“０”スイッチ回路
１５へ送出する。スイッチ回路１５は上記判定器１４の
出力であるスイッチ信号ＳＷが“１”の時、従来の方法
“数１”を用いた固定スレッショルドレベル演算回路１
１からの出力であるスレッショルドＴＨ1 を選択し比較
器９へ出力する。判定器１４の出力であるスイッチ信号
ＳＷが“０”の時は、実施例１と同様、ノイズ標準偏差
演算回路６、偏差定数発生回路７及び、ノイズレベル演
算回路５の出力を“数３”を用いて可変スレッショルド
レベル演算回路８で計算されるスレッショルド値ＴＨ2
を選択し、比較器９へ出力する。比較器９では、信号振
幅Ｓがスイッチ回路１５により選択されたスレッショル
ドレベルの出力信号より大きければ、例えば“１”を出
力し目標有りとする。また、小さければ“０”を出力し
目標無しとする。
実施例２では、図３に示すように、ノイズ変動系数演算
回路１２でノイズの変動系数ηを“数４”を用いて計算
して、判定器１４へ送出する。判定器１４は、このノイ
ズの変動系数ηと変動定数発生回路１３からの出力であ
る変動定数η0 （η0 ＝１）との大小比較を行ない、例
えばη≦η0 の時スイッチ信号ＳＷとして、例えば
“１”を、η＞η0 の時ＳＷとして“０”スイッチ回路
１５へ送出する。スイッチ回路１５は上記判定器１４の
出力であるスイッチ信号ＳＷが“１”の時、従来の方法
“数１”を用いた固定スレッショルドレベル演算回路１
１からの出力であるスレッショルドＴＨ1 を選択し比較
器９へ出力する。判定器１４の出力であるスイッチ信号
ＳＷが“０”の時は、実施例１と同様、ノイズ標準偏差
演算回路６、偏差定数発生回路７及び、ノイズレベル演
算回路５の出力を“数３”を用いて可変スレッショルド
レベル演算回路８で計算されるスレッショルド値ＴＨ2
を選択し、比較器９へ出力する。比較器９では、信号振
幅Ｓがスイッチ回路１５により選択されたスレッショル
ドレベルの出力信号より大きければ、例えば“１”を出
力し目標有りとする。また、小さければ“０”を出力し
目標無しとする。
【００２２】
【数４】
【００２３】図４は、スイッチ回路１５でスイッチ信号
ＳＷが１の時の例を示しており、３０は変動系数ηが１
以下の時の受信信号であり、３１は目標信号、３２はノ
イズレベル演算回路５で出力したノイズレベルＮＬを示
している。３３は固定スレッショルドレベル演算回路１
１で“数１”を用い計算したスレッショルドレベルＴＨ
2 である。変動系数ηが小さいため目標信号３１のみが
スレッショルドレベル３３を越え検出できていることを
示している。また、スイッチ信号ＳＷが０の時は、図２
に示した実施例１と同じ動作である。
ＳＷが１の時の例を示しており、３０は変動系数ηが１
以下の時の受信信号であり、３１は目標信号、３２はノ
イズレベル演算回路５で出力したノイズレベルＮＬを示
している。３３は固定スレッショルドレベル演算回路１
１で“数１”を用い計算したスレッショルドレベルＴＨ
2 である。変動系数ηが小さいため目標信号３１のみが
スレッショルドレベル３３を越え検出できていることを
示している。また、スイッチ信号ＳＷが０の時は、図２
に示した実施例１と同じ動作である。
【００２４】実施例３ 以下この発明の実施例３について説明する。図５は、こ
の発明による実施例３の構成図で、アナログ受信信号を
ディジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器１、Ａ／Ｄ
変換器１により変換された信号をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆ
ｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）演算するＦＦＴ処理
回路２、ＦＦＴ処理回路２によって周波数分析された信
号に対し、目標検出の為のスレッショルドレベルを決定
するＣＦＡＲ処理回路３である。またＣＦＡＲ処理回路
３は、周波数軸上に分解された受信信号を遅延、記憶す
るシフトレジスタ回路４、上記シフトレジスタ回路４の
出力からノイズの平均値（以下ノイズレベルＮＬ）を求
めるノイズレベル演算回路５、上記シフトレジスタ回路
４及び、ノイズレベル演算回路５の出力からノイズの標
準偏差（以下ノイズ標準偏差σ）を求めるノイズ標準偏
差演算回路６であり実施例１と同様の構成である。
の発明による実施例３の構成図で、アナログ受信信号を
ディジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器１、Ａ／Ｄ
変換器１により変換された信号をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆ
ｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）演算するＦＦＴ処理
回路２、ＦＦＴ処理回路２によって周波数分析された信
号に対し、目標検出の為のスレッショルドレベルを決定
するＣＦＡＲ処理回路３である。またＣＦＡＲ処理回路
３は、周波数軸上に分解された受信信号を遅延、記憶す
るシフトレジスタ回路４、上記シフトレジスタ回路４の
出力からノイズの平均値（以下ノイズレベルＮＬ）を求
めるノイズレベル演算回路５、上記シフトレジスタ回路
４及び、ノイズレベル演算回路５の出力からノイズの標
準偏差（以下ノイズ標準偏差σ）を求めるノイズ標準偏
差演算回路６であり実施例１と同様の構成である。
【００２５】更に、ノイズレベル演算回路５の出力であ
るノイズレベルＮＬとノイズ標準偏差演算回路６の出力
であるノイズ標準偏差σからノイズの変動系数（以下ノ
イズ変動系数η）を計算するノイズ変動系数演算回路１
２と、上記のノイズ変動系数演算回路１２の出力である
ノイズ変動系数ηの大きさに応じて、予め設定し保持し
ておいたＣＦＡＲ定数テーブル１６のテーブルから１つ
選択し出力するＣＦＡＲ定数切換回路１７を備え、この
ＣＦＡＲ定数切換回路１７の出力であるＫi とノイズレ
ベル演算回路５の出力であるノイズレベルＮＬを掛合わ
せ目標検出のためのしきい値（以下スレッショルドレベ
ルＴＨi ）を計算する固定スレッショルドレベル演算回
路１１と、この固定スレッショルドレベル演算回路１１
の出力とシフトレジスタ回路４の出力との大小を比較す
る比較器９から構成されている。
るノイズレベルＮＬとノイズ標準偏差演算回路６の出力
であるノイズ標準偏差σからノイズの変動系数（以下ノ
イズ変動系数η）を計算するノイズ変動系数演算回路１
２と、上記のノイズ変動系数演算回路１２の出力である
ノイズ変動系数ηの大きさに応じて、予め設定し保持し
ておいたＣＦＡＲ定数テーブル１６のテーブルから１つ
選択し出力するＣＦＡＲ定数切換回路１７を備え、この
ＣＦＡＲ定数切換回路１７の出力であるＫi とノイズレ
ベル演算回路５の出力であるノイズレベルＮＬを掛合わ
せ目標検出のためのしきい値（以下スレッショルドレベ
ルＴＨi ）を計算する固定スレッショルドレベル演算回
路１１と、この固定スレッショルドレベル演算回路１１
の出力とシフトレジスタ回路４の出力との大小を比較す
る比較器９から構成されている。
【００２６】次に、実施例３の動作について説明する。
実施例３では、図５に示すように、ノイズ変動系数演算
回路１２でノイズの変動系数ηを“数４”を用いて計算
して、ＣＦＡＲ定数切換回路１７へ送出する。ＣＦＡＲ
定数切換回路１７では、上記変動系数ηの値により予め
設定し保持しておいたＣＦＡＲ定数テーブル１６（Ｋ1
〜Ｋn ）からＣＦＡＲ定数Ｋi （１≦ｉ≦ｎ）を選択し
て固定スレッショルドレベル演算回路１１へ出力する。
尚、変動系数ηとＣＦＡＲ定数Ｋi （１≦ｉ≦ｎ）は比
例関係で変動系数ηが大きければ、大きなＣＦＡＲ定数
が選定される。ＣＦＡＲ定数切換回路１７の出力である
Ｋi とノイズレベル演算回路５の出力であるノイズレベ
ルＮＬから従来の方法“数１”を用いてスレッショルド
レベル演算回路１１でスレッショルドＴＨi を計算し、
比較器９へ出力する。比較器９では、信号振幅Ｓがスレ
ッショルドレベル演算回路１１からの出力であるスレッ
ショルドレベルＴＨi の出力信号より大きければ、例え
ば“１”を出力し目標有りとする。また、小さければ
“０”を出力し目標無しとする。
実施例３では、図５に示すように、ノイズ変動系数演算
回路１２でノイズの変動系数ηを“数４”を用いて計算
して、ＣＦＡＲ定数切換回路１７へ送出する。ＣＦＡＲ
定数切換回路１７では、上記変動系数ηの値により予め
設定し保持しておいたＣＦＡＲ定数テーブル１６（Ｋ1
〜Ｋn ）からＣＦＡＲ定数Ｋi （１≦ｉ≦ｎ）を選択し
て固定スレッショルドレベル演算回路１１へ出力する。
尚、変動系数ηとＣＦＡＲ定数Ｋi （１≦ｉ≦ｎ）は比
例関係で変動系数ηが大きければ、大きなＣＦＡＲ定数
が選定される。ＣＦＡＲ定数切換回路１７の出力である
Ｋi とノイズレベル演算回路５の出力であるノイズレベ
ルＮＬから従来の方法“数１”を用いてスレッショルド
レベル演算回路１１でスレッショルドＴＨi を計算し、
比較器９へ出力する。比較器９では、信号振幅Ｓがスレ
ッショルドレベル演算回路１１からの出力であるスレッ
ショルドレベルＴＨi の出力信号より大きければ、例え
ば“１”を出力し目標有りとする。また、小さければ
“０”を出力し目標無しとする。
【００２７】図６は、ノイズの変動系数ηの大きさによ
ってＣＦＡＲ定数を切り替えた時の例を示し、３４は受
信信号、３５は目標信号、３６はノイズレベル演算回路
５より出力したノイズレベルＮＬを示している。３７は
従来方式の固定ＣＦＡＲ定数Ｋを用い“数１”で計算し
たスレッショルドレベルＴＨ1 であり、３８は変動系数
ηの大きさから、ＣＦＡＲ定数切換回路１７で選ばれた
Ｋi を用い“数１”で計算したスレッショルドレベルＴ
Ｈi を示している。図６より、従来のスレッショルドレ
ベル３７では誤検出していたノイズを、変動系数ηで選
択したスレッショルド３８を用いることによって、ノイ
ズを誤検出していないことを示している。
ってＣＦＡＲ定数を切り替えた時の例を示し、３４は受
信信号、３５は目標信号、３６はノイズレベル演算回路
５より出力したノイズレベルＮＬを示している。３７は
従来方式の固定ＣＦＡＲ定数Ｋを用い“数１”で計算し
たスレッショルドレベルＴＨ1 であり、３８は変動系数
ηの大きさから、ＣＦＡＲ定数切換回路１７で選ばれた
Ｋi を用い“数１”で計算したスレッショルドレベルＴ
Ｈi を示している。図６より、従来のスレッショルドレ
ベル３７では誤検出していたノイズを、変動系数ηで選
択したスレッショルド３８を用いることによって、ノイ
ズを誤検出していないことを示している。
【００２８】
【発明の効果】この発明は、以上説明した通りノイズの
標準偏差または変動系数に応じて、ＣＦＡＲ定数を変化
させることにより、クラッタ等によるノイズの誤検出を
防ぐことができる。
標準偏差または変動系数に応じて、ＣＦＡＲ定数を変化
させることにより、クラッタ等によるノイズの誤検出を
防ぐことができる。
【００２９】即ち、実施例１によればクラッタ等による
振幅変動幅の大きいノイズ信号に対し、変動幅つまり標
準偏差を求め、その標準偏差を基準にスレッショルドレ
ベルを設定することでノイズの誤検出を防ぐことが可能
になる。
振幅変動幅の大きいノイズ信号に対し、変動幅つまり標
準偏差を求め、その標準偏差を基準にスレッショルドレ
ベルを設定することでノイズの誤検出を防ぐことが可能
になる。
【００３０】また、実施例２によれば変動幅を計る変動
系数を求め、その変動系数が大きい時は、実施例１と同
様の方法でスレッショルドレベルを設定し、変動系数が
小さい時は、従来のスレッショルドレベルを設定する選
択方式によって、ノイズの誤検出を防ぐことが可能にな
る。
系数を求め、その変動系数が大きい時は、実施例１と同
様の方法でスレッショルドレベルを設定し、変動系数が
小さい時は、従来のスレッショルドレベルを設定する選
択方式によって、ノイズの誤検出を防ぐことが可能にな
る。
【００３１】また、実施例３によれば変動幅を計る変動
系数を求め、その変動系数の大きさによって、予め設定
しておいたＣＦＡＲ定数テーブルの中から値を選択しス
レッショルドレベルを設定することで、ノイズの誤検出
を防ぐことが可能になる。
系数を求め、その変動系数の大きさによって、予め設定
しておいたＣＦＡＲ定数テーブルの中から値を選択しス
レッショルドレベルを設定することで、ノイズの誤検出
を防ぐことが可能になる。
【図１】この発明による実施例１に示す信号処理装置の
目標検出部の全体構成図である。
目標検出部の全体構成図である。
【図２】実施例１における処理例を示す図である。
【図３】この発明による実施例２に示す信号処理装置の
目標検出部の全体構成図である。
目標検出部の全体構成図である。
【図４】実施例２における処理例を示す図である。
【図５】この発明による実施例３に示す信号処理装置の
目標検出部の全体構成図である。
目標検出部の全体構成図である。
【図６】実施例３における処理例を示す図である。
【図７】従来の信号処理装置における目標検出部の全体
構成図である。
構成図である。
【図８】ＣＦＡＲ処理の説明図である。
【図９】ノイズの変動幅が大きい受信信号に対し、ＣＦ
ＡＲ処理した例である。
ＡＲ処理した例である。
１ Ａ／Ｄ変換機 ２ ＦＦＴ処理回路 ３ ＣＦＡＲ処理回路 ４ シフトレジスタ回路 ５ ノイズレベル演算回路 ６ ノイズ標準偏差演算回路 ７ 偏差定数発生回路 ８ 可変スレッショルドレベル演算回路 ９ 比較器 １０ 固定ＣＦＡＲ定数発生回路 １１ 固定スレッショルドレベル演算回路 １２ ノイズ変動系数演算回路 １３ 変動定数発生回路 １４ 判定器 １５ スイッチ回路 １６ ＣＦＡＲ定数テーブル １７ ＣＦＡＲ定数切換回路 １８ 周波数セル ２０ ピークセル ２１ リファレンスセル ２２ 加算器 ２３ 除算器 Ｓ 信号振幅 ＮＬ ノイズレベル Ｋ 固定ＣＦＡＲ定数 ＴＨ1 従来のスレッショルドレベル σ ノイズ標準偏差 α 偏差定数 ＴＨ2 標準偏差を考慮した時のスレッショルドレベル η ノイズ変動系数 η0 変動定数 ＳＷ スイッチ信号 Ｋi ＣＦＡＲ定数 Ｋn ＣＦＡＲ定数 ＴＨi ＣＦＡＲ定数Ｋi の時のスレッショルドレベル
Claims (3)
- 【請求項１】 入力信号を遅延、記憶するシフトレジス
タ回路と、このシフトレジスタ回路の出力の相加平均を
計算するノイズレベル演算回路と、上記シフトレジスタ
回路の出力とノイズレベル演算回路の出力から標準偏差
を計算するノイズ標準偏差演算回路と、一定の値を出力
する偏差定数発生回路と、上記ノイズレベル演算回路、
ノイズ標準偏差演算回路、及び偏差定数発生回路の各々
の出力から、目標信号検出のしきい値を計算する可変ス
レッショルドレベル演算回路と、この可変スレッショル
ドレベル演算回路の出力と上記シフトレジスタ回路の出
力との大小比較を行う比較器とを備えたことを特徴とす
る信号処理装置。 - 【請求項２】 入力信号を遅延、記憶するシフトレジス
タ回路と、このシフトレジスタ回路の出力の相加平均を
計算するノイズレベル演算回路と、一定の値を出力する
固定ＣＦＡＲ定数発生回路と、ノイズレベル演算回路及
び固定ＣＦＡＲ定数発生回路の各々の出力を乗算しスレ
ッショルドレベルを計算する固定スレッショルドレベル
演算回路と、上記シフトレジスタ回路の出力とノイズレ
ベル演算回路の出力から標準偏差を計算するノイズ標準
偏差演算回路と、一定の値を出力する偏差定数発生回路
と、上記固定スレッショルドレベル演算回路に並列に接
続され、ノイズ標準偏差演算回路及び偏差定数発生回路
の各々の出力を乗算しスレッショルドレベルを計算する
可変スレッショルドレベル演算回路と、更に、上記固定
スレッショルド演算回路と可変スレッショルド演算回路
に並列に接続され、ノイズレベル演算回路及びノイズ標
準偏差演算回路の各々の出力からノイズの変動系数を計
算するノイズ変動系数演算回路と、一定の値を出力する
変動定数発生回路と、ノイズ変動系数演算回路と変動定
数発生回路の出力の大小を比較し、その判定信号を出力
する判定器と、この判定器の出力から、上記固定スレッ
ショルドレベル演算回路と可変スレッショルドレベル演
算回路の２つの出力のうち１つを選択するスイッチ回路
と、スイッチ回路の出力と上記シフトレジスタ回路の出
力との大小比較を行う比較器とを備えたことを特徴とす
る信号処理装置。 - 【請求項３】 入力信号を遅延、記憶するシフトレジス
タ回路と、このシフトレジスタ回路の出力の相加平均を
計算するノイズレベル演算回路と、上記シフトレジスタ
回路の出力とノイズレベル演算回路の出力から標準偏差
を計算するノイズ標準偏差演算回路と、ノイズレベル演
算回路の出力とノイズ標準偏差演算回路の出力からノイ
ズの変動系数を計算するノイズ変動系数演算回路と、上
記ノイズ変動系数演算回路の出力から、予め設定し保持
しておいた複数のＣＦＡＲ定数から１つのＣＦＡＲ定数
を選択出力するＣＦＡＲ定数切換回路と、上記ノイズレ
ベル演算回路及び、ＣＦＡＲ定数切換回路の各々の出力
を乗算しスレッショルドレベルを計算する固定スレッシ
ョルドレベル演算回路と、この固定スレッショルドレベ
ル演算回路の出力と上記シフトレジスタ回路の出力との
大小比較を行う比較器とを備えたことを特徴とする信号
処理装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6084900A JPH07294628A (ja) | 1994-04-22 | 1994-04-22 | 信号処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6084900A JPH07294628A (ja) | 1994-04-22 | 1994-04-22 | 信号処理装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07294628A true JPH07294628A (ja) | 1995-11-10 |
Family
ID=13843618
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6084900A Pending JPH07294628A (ja) | 1994-04-22 | 1994-04-22 | 信号処理装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07294628A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007121044A (ja) * | 2005-10-26 | 2007-05-17 | Matsushita Electric Works Ltd | 物体探知装置 |
| JPWO2006123499A1 (ja) * | 2005-05-16 | 2008-12-25 | 株式会社村田製作所 | レーダ |
| JP2010169425A (ja) * | 2009-01-20 | 2010-08-05 | Japan Radio Co Ltd | Ｆｍ−ｃｗレーダ装置 |
| JP2011059064A (ja) * | 2009-09-14 | 2011-03-24 | Cti Science System Co Ltd | 超低周波音測定による構造体の状況評価方法 |
| WO2014196188A1 (ja) * | 2013-06-06 | 2014-12-11 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 物理量センサの調整方法および物理量センサ |
| KR20160132078A (ko) * | 2014-03-11 | 2016-11-16 | 알레그로 마이크로시스템스, 엘엘씨 | 스레쉬홀드들의 최소의 분리를 유지하는 자기장 센서 및 상응하는 센싱 방법 |
| KR102089556B1 (ko) * | 2019-10-17 | 2020-03-16 | 국방과학연구소 | 레이더 시스템에서 표적을 탐지하는 방법 및 장치 |
| JP2021505885A (ja) * | 2017-12-07 | 2021-02-18 | ベロダイン ライダー， インク． | 効率的なマルチリターン光検出器のためのシステムおよび方法 |
| CN112888962A (zh) * | 2018-08-01 | 2021-06-01 | 德克萨斯仪器股份有限公司 | 具有时变阈值的声音感测 |
-
1994
- 1994-04-22 JP JP6084900A patent/JPH07294628A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPWO2006123499A1 (ja) * | 2005-05-16 | 2008-12-25 | 株式会社村田製作所 | レーダ |
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