JP2559383B2 - 可変ダイナミック・レンジを有するレ−ダ・システム及び可変ダイナミック・レンジ発生方法 - Google Patents

可変ダイナミック・レンジを有するレ−ダ・システム及び可変ダイナミック・レンジ発生方法

Info

Publication number
JP2559383B2
JP2559383B2 JP61290321A JP29032186A JP2559383B2 JP 2559383 B2 JP2559383 B2 JP 2559383B2 JP 61290321 A JP61290321 A JP 61290321A JP 29032186 A JP29032186 A JP 29032186A JP 2559383 B2 JP2559383 B2 JP 2559383B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
sweep
agc
level
radar
range
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
JP61290321A
Other languages
English (en)
Other versions
JPS62135783A (ja
Inventor
ロバート・エッチ・キャントウェル
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Raytheon Co
Original Assignee
Raytheon Co
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Raytheon Co filed Critical Raytheon Co
Publication of JPS62135783A publication Critical patent/JPS62135783A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP2559383B2 publication Critical patent/JP2559383B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
    • H03G3/20—Automatic control
    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
    • H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/88—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications
    • G01S13/95—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for meteorological use
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/28—Details of pulse systems
    • G01S7/285—Receivers
    • G01S7/292—Extracting wanted echo-signals
    • G01S7/2923—Extracting wanted echo-signals based on data belonging to a number of consecutive radar periods
    • G01S7/2928—Random or non-synchronous interference pulse cancellers
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/28—Details of pulse systems
    • G01S7/285—Receivers
    • G01S7/34—Gain of receiver varied automatically during pulse-recurrence period, e.g. anti-clutter gain control
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02A—TECHNOLOGIES FOR ADAPTATION TO CLIMATE CHANGE
    • Y02A90/00—Technologies having an indirect contribution to adaptation to climate change
    • Y02A90/10—Information and communication technologies [ICT] supporting adaptation to climate change, e.g. for weather forecasting or climate simulation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Control Of Amplification And Gain Control (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 〔技術分野〕 この発明はレーザ信号処理装置に関し、特に気象レー
ダ・システムのレーダ反射データを処理する装置及び方
法に関する。
〔背景技術〕
パルス・ドツプラー・レーダは、気象レーダへの応用
のような大きなダイナミツク・レンジを有するレーダ反
射信号の処理に必要とされるものであり、その入力信号
の振幅をレーダ受信機のダイナミツク・レンジ内、特に
レーダ受信機のアナログ・デイジタル（A/D）変換器
（複数）のダイナミツク・レンジ内に保持するために、
フイード・フオワード閉ループの自動ゲイン・コントロ
ール（AGC）を使用している。AGCはA/D変換器の前のア
ナログ制御により、又はA/D変換器の後のデイジタル制
御により制御することが可能である。線形自動ゲイン・
コントロール増幅器又は減衰器の調整をするために、レ
ーダ反射信号は、典型的なものとしてアナログ手段や、
デイジタル手段によるスライド手段、ブロツク平均装
置、又は指数積分器により積分される。デシベル（dB）
の倍数又は約数にあるAGC信号は、フイード・フオワー
ドされ、スケールが定められ、浮動小数点A/Dデータの
対数に加算されてレーダ反射信号の対数を発生させる。
他のレーダからのレーダ・ジヤミング及び妨害パルスは
レーダ受信機のA/D変換器と、通常はAGC信号とに限界を
もたらし、従つてレーダのダイナミツク・レンジ及びグ
ラウンド・クラツタの抑圧機能を低下させる。
この技術分野において公知の他の解決方法では、レー
ダ反射信号のマグニチユード、べき数又は対数が源形増
幅器又は減衰器のゲインを設定するまでレーダ反射信号
を遅延することにより、レーダ反射信号をレーダ受信機
にあるA/D変換器のダイナミツク・レンジ内のものにし
ている。しかし、アナログ信号及びビデオ信号の遅延
は、電源装置の許容精度及び動作温度について正確に制
御して線形増幅器や、減衰器のゲインの制御に必要され
る処理をすることが困難、かつ高価なものである。
レーダ・システムではランダムなインパルス形式の妨
害についての処理をなくすために、妨害パルス検出器を
使用している。従来技術として公知の一解決方法では、
レンジ・セル（距離方向の最小区分単位）Ｍに隣接する
レンジ・セル、即ちレンジ・セルＭ−１及びＭ＋１を調
べているが、レンジＭのレーダ反射信号を処理して妨害
パルスを検出してもレンジＭの妨害パルスに対する置換
データを発生することはない。
ランダムな妨害パルスに関する技術として公知の他の
解決方法では、掃引間の一致基準を用いており、この基
準ではレーダ反射信号を有効信号として受け入れるの
に、同一レンジで連続する２つ（又はそれ以上）の掃引
において振幅閾値を超えることを要求している。しか
し、この解決方法では、弱い信号の連続的な掃引が必要
とする振幅閾値に達しないかも知れないので、検出器感
度の損失をもたらす。
振幅差による妨害排除装置として従来技術で知られて
いる他の解決方法では、各レンジ・セルについて掃引間
の振幅を比較している。大振幅を有するランダムな妨害
反射信号が同一レンジで隣接する掃引に発生する可能性
は低い。現在掃引と前の掃引との間の振幅差を比較する
ことにより、アンテナのビーム幅内で相関される強力な
有効レーダ戻り信号に大きな影響を与えることなく、ラ
ンダムな妨害パルスを排除することができる。しかし、
典型的なコヒーレント・レーダ・システムでは、妨害パ
ルスが検出されたときは、最終的に８乃至10のレーダ反
射信号が処理される結果、試験したレンジ・セルのレー
ダ反射信号も喪失してしまう。
〔発明の概要〕
この発明によれば、可変ダイナミツク・レンジを有
し、それぞれ複数のレンジ・セルを有する複数の送信掃
引による入力信号を処理する受信機が提供される。前記
可変ダイナミツク・レンジは、6dB増分で入力信号のレ
ンジ・サンプルの減衰を増加させ、複数のアナログ・デ
イジタル（A/D）変換器のダイナミツク・レンジ内で各
入力信号の振幅のビデオ信号表記を測定することに基づ
いている。減衰の増分量は、現在掃引におけるレンジ・
セルのうちの対応する一つのAGCレベルと、前の掃引に
おいて対応するレンジ・セルのうちのA/D限界条件と、
現在掃引におけるビデオ信号表記のうちの一つの絶対値
と、前記絶対値により設定されたA/D限界条件とを調べ
ることに基づいて、次の送信掃引におけるレンジ・セル
のそれぞれについて判断されるAGCレベル信号により選
択される。更に、減衰の増分量は、高パルス繰返周波数
波形に対する6dBガードバンドが選択されたか、又は低
パルス繰返周波数波形に対する12dBガードバンドが選択
されたかに基づいている。レーダ受信機には、正規化さ
れた浮動小数点表示によりA/D変換器が発生したビデオ
信号表記を処理するデイジタル信号プロセツサが接続さ
れ、ここで特定のレンジ・サンプルを測定するために発
生した増分AGCレベルが正規化された浮動小数点数の指
数値（又はその一部）となる。この解決方法は非常に効
果的な信号処理が得られる。
更に、この発明の特徴によれば、それぞれ複数のレン
ジ・セルを有する複数のレーダ掃引によるレーダ反射信
号を処理するレーダ受信機において、増分の自動ゲイン
コントロール（AGC）を実行する方法が提供され、前記
方法は、次の掃引AGCレベルに応答してレーダ反射信号
の生起し得る振幅のレンジに応答するようにレーダ受信
機のダイナミツク・レンジを増分調整するステツプと、
レーダ戻り信号の同相成分及び直交成分から、前記レー
ダ掃引のうちの現在掃引において前記レンジ・セルのう
ちで対応する一つのAGCレベルと、現在掃引A/D限界条件
と、前の掃引A/D限界条件とに基づいて次の掃引におけ
る前記レンジ・セルのそれぞれについて次の掃引AGCレ
ベルを判断するステツプとから構成されている。
更に、前記ステツプには、次の掃引AGCレベル及び現
在掃引A/D限界条件のそれぞれをメモリに記憶するステ
ツプと、現在掃引AGCレベル及び前の掃除A/D限界条件を
有するメモリの出力データをレジスタに一時記憶するス
テツプと、前記レジスタの出力データを遅延して現在掃
引AGCレベルを有するデータをエネーブルし、前記現在
掃引AGCレベルにより減衰したレーダ反射信号から抽出
した同相（Ｉ）成分及び直交（Ｑ）成分に時間を一致さ
せるステツプとが含まれる。次の掃引において各レンジ
・セルについて次の掃引AGCレベルを判断する前記ステ
ツプには、更にＩ成分及びＱ成分のそれぞれについて仮
数及び指数を発生するステツプと、前記Ｉ成分及びＱ成
分のそれぞれについて仮数及び指数の最大指数を選択す
るステツプと、選択されたA/Dレベル・ガードバンド
と、最大指数と、現在掃引AGCレベルと、現在掃引A/D限
界と、対応するレンジ・セルに対する前の掃引A/D限界
とにより判断された次の掃引AGCレベルを発生するステ
ツプとが含まれる。
この発明によれば、受信機と、妨害パルスを検出する
検出手段を有するデイジタル信号システムとによりレー
ダ反射信号即ち受信信号を処理するレーダ・システムが
提供される。妨害パルス検出をする前記検出手段は、各
受信信号のＩ成分及びＱ成分の固定小数点データ表示
を、精度の増加用に少なくとも１つの最上位ビツトを含
む仮数と、指数とを有する浮動小数点データ表示に変換
する変換手段と、前記変換手段に接続され、AGCレベル
・ワードに対応して各前記受信信号に対する対数マグニ
チユード値を発生する発生手段と、前記対数マグニチユ
ード値を発生する前記発生手段に接続され、レンジＭに
隣接する掃引Ｎ及び掃引Ｎ−２の対数マグニチユード値
の検定に基づいてレンジＭで掃引Ｎ−１における前記受
信信号のうちの一つに対する妨害パルスを検出する手段
とを有する。
前記対数マグニチユード値は、主として各受信信号に
ついてＩ成分及びＱ成分の最大指数により決定される。
精度は、各Ｉ成分及びＱ成分の正規化された仮数と、非
正規化されたコントロール・ワードとに応答して対数マ
グニチユードの仮数の補正により増加される。この仮数
の補正値は正しいスケールに対して整合され、かつ前記
最大指数に加算されることにより、A/D出力の対数マグ
ニチユード値を発生する。次に、前記レーダ反射信号に
用いたAGCレベルは前記A/D出力の対数マグニチユードに
加算されることにより、実際のレーダ反射信号に対する
対数マグニチユードを発生する。
更に、この発明の特徴によれば、妨害パルス検出器
は、隣接するレンジ掃引Ｎ、Ｎ−１及びＮ−２の対数マ
グニチユード値Y2、Ｘ及びY1をそれぞれ記憶する記憶手
段と、前記対数マグニチユード値Y1、及びY2を記憶する
記憶手段に接続され、前記対数マグニチユード値Y1、及
びY2の平均値を発生する発生手段と、前記平均値を閾値
レベルに加算して和を形成する加算手段と、前記加算手
段に接続され、前記平均値と前記閾値レベルとの和を前
記対数マグニチユード値Ｘに比較して、前記対数マグニ
チユード値Ｘが前記和より大きいときに妨害パルス信号
を発生する発生手段とを備えている。
この発明の他の特徴によれば、自動ゲイン・コントロ
ールを用い、可能とする広いレンジの振幅内で変化し得
る振幅を有する受信信号を処理することにより、妨害パ
ルスを検出して置換するレーダ・システムにおいて、前
記レーダ・システムは各受信信号のＩ成分及びＱ成分の
固定小数点データ表示を、精度の増加用に少なくとも一
つの最上位ビツトを有する仮数と、指数とを含む第１の
浮動小数点データ表示に変換する変換手段と、前記変換
手段に接続され、AGCレベル・ワードに対応し、各前記
受信信号に対して対数マグニチユードを発生する発生手
段と、前記対数マグニチユード値を発生する前記発生手
段に接続され、レンジＭで隣接する掃引Ｎ及びＮ−２の
対数マグニチユード値の検定に基づいてレンジＭで掃引
Ｎ−１の前記受信信号のうちの一つに対する妨害パルス
を検出し、かつ妨害パルスを決定したときに妨害パルス
信号を発生する検出手段と、前記受信信号の各振幅と、
前記AGCレベル・ワードとに対する前記固定小数点デー
タ表示に応答して前記受信信号の第２の正規化された固
定小数点データを発生する発生手段と、前記第２の固定
小数点データを発生する前記発生手段と前記妨害パルス
を検出する前記検出手段とに接続され、前記妨害パルス
検出信号に応答し、補間データを発生して掃引Ｎ−１の
レンジＭで前記受信信号のうちの一つに対する前記妨害
パルスを置換する発生手段とを有する。
更に、この発明は、各受信信号のそれぞれのＩ成分及
びＱ成分の固定小数点データ表記を、精度の増加用に少
なくとも一つの最上位ビツトを有する仮数と、指数とを
有する第１の正規化された浮動小数点データ表示に変換
するステツプと、前記正規化された浮動小数点データ表
示及びAGCレベル・ワードに応答して各前記受信信号に
対する対数マグニチユード値を発生するステツプと、レ
ンジＭで隣接する掃引Ｎ及びＮ−２の前記対数マグニチ
ユード値の検定に基づいてレンジＭで掃引Ｎ−１におけ
る前記受信信号のうちの１つに対する妨害パルスを検出
するステツプと、妨害パルスが検出されたときは、パル
ス妨害検出信号を発生するステツプと、前記受信信号の
各振幅と、前記AGCレベル・ワードとのそれぞれに対す
る前記固定小数点データ表示に応答して前記受信信号の
第２の正規化された浮動小数点データを発生するステツ
プと、前記妨害パルス検出信号に応答して前記受信信号
の前記第２の正規化された浮動小数点データ表示から補
間データを発生して掃引Ｎ−１のレンジＭで前記受信信
号のうちの１つに対する前記妨害パルスを置換するステ
ツプとを有することを特徴とする。更に、前記対数マグ
ニチユード値を発生するステツプは、各受信信号及び非
正規化されたコントロール・ワードの各Ｉ成分及びＱ成
分の正規化された仮数に応答して対数マグニチユード仮
数の補正値を発生するステツプと、前記対数マグニチユ
ード仮数の補正値を各前記受信信号に対するＩ成分及び
Ｑ成分の最大指数に加算してA/D出力の対数マグニチユ
ードを発生するステツプと、前記A/D出力の対数マグニ
チユードを、前記AGCレベル・ワードに加算して各前記
受信信号の前記対数マグニチユード値を得るステツプと
を含む。ただし、前記AGCレベル・ワードは前記受信信
号のそれぞれに印加してA/D変換器のダイナミツク・レ
ンジ内にこれらの信号を保持させる減衰係数を表わす。
更に、この発明の特徴によれば、前記レーダ・システ
ムにおいて妨害パルスを検出する方法は、隣接するレン
ジ掃引Ｎ、Ｎ−１及びＮ−２に対する対数マグニチユー
ド値Y2、Ｘ及びY1を記憶するステツプと、前記対数マグ
ニチユード値Y1、及びY2の平均値を発生するステツプ
と、前記平均値を閾値レベルに加算して和を形成するス
テツプと、前記閾値レベルの前記平均値の和を前記対数
マグニチユード値Ｘと比較するステツプと、前記対数マ
グニチユード値Ｘが前記和より大きいときは妨害パルス
信号を発生するステツプとを有する。
〔実施例の説明〕
この発明により動作可能な気象レーダ受信機及びデイ
ジタル・プロセツサ・システム10は、第１図に示されて
いる。受信機11は複数のレンジ・セルをそれぞれ有する
複数のレーダ掃引中に複数のレーダ信号を発生してアン
テナ12から送信する。パルス反射インターバル（PRI）
は送信した隣接のレーダ信号間の時間であり、このイン
ターバルをレンジにおける掃引とも呼ぶ。受信機48はア
ンテナ12からレーダ反射信号15を受信し、これを同相
（Ｉ）成分及び直交（Ｑ）成分のビデオ信号にダウン・
コンバージヨンする。アナログ・デイジタル（A/D）変
換器30、32はこのビデオ信号を12ビツトのデイジタル・
ワード表記に変換し、また自動ゲイン・コントロール
（AGC）発生器34は２進３ビツト・ワードのAGCレベル・
コントロール36をAGC減衰器22に供給し、アナログ・デ
イジタル（A/D）変換器30、32のダイナミツク・レンジ
内に保持するために必要な７段階の6dB増分によりレー
ダ反射信号15を減衰させ、これによつて可変ダイナミツ
ク・レンジ機能を有する受信機48を得ている。デイジタ
ル信号プロセツサ50は受信機48からデイジタル表示のビ
デオ信号データを受信し、反射率（ｚ）、平均半径方向
速度（ｖ）及びスペクトル幅（σ）の予測値を含むレー
ダ基礎データを発生するのに必要な処理を実行する。更
に、デイジタル信号プロセツサ50は妨害パルスを検出し
てランダムな妨害パルスによる処理誤りを除去、又は大
幅に減少させるようにしている。
増分自動ゲイン・コントロール 第１図を引き続き参照すると、レーダ反射信号15（Ｓ
バンド）は、低雑音増幅器14により増幅され、レーダ・
タイミング発生器13から、RFローカル発振器入力（RFLO
15）を有するRF混合器16に供給されて30MHzの中間周波
数（IF）信号に変換される。レーダ・タイミング発生器
13はレーダ・システム・タイミング用に10MHzのレーダ
・クロツク60を供給する。IF信号は前置増幅器18により
増幅された後、IF整合フイルタ20に供給されてIF整合フ
イルタ20の帯域幅をレーダ反射信号15の情報帯域幅に整
合させることにより、レーダ反射信号15の信号雑音比IF
を最適化する。IF整合フイルタ20からの出力はAGC減衰
器22に供給され、AGC減衰器22は、３ビツトのレベル・
コントロール36に応答して０減衰の他に、6dB増分によ
る７レベルの減衰も行なうので、IA信号及びQA信号をア
ナログ・デイジタル（A/D）変換器30、32のダイナミツ
ク・レンジ内に保ち、システム・ダイナミツク・レンジ
機能を拡張する効果を得ている。AGC減衰器22は−6dB、
−12dB及び−24dBの減衰セクシヨンを有し、各減衰セク
シヨンがAGCレベル・コントロール36の３ビツトのうち
の１ビツトにより制御され、これによつて6dB増分によ
り42dBまでの減衰の組合わせを選択してダイナミツク・
レンジを拡張できるようにしている。AGC減衰器22の出
力は位相復調器24に供給され、位相復調器24はレーダ・
タイミング発生器13からのローカル発振器入力（IFLO2
3）を有し、レーダ反射信号15のＩビデオ信号及びＱビ
デオ信号を発生するものである。位相復調器24はレーダ
反射信号15のIF信号表記を各レンジ・セル用の同相
（Ｉ）成分及び直交（Ｑ）成分に分離している。ビデオ
増幅器26及び28はＩビデオ信号及びＱビデオ信号を増幅
してそれぞれIA信号及びQA信号を出力している。２つの
12ビツトのアナログ・デイジタル（A/D）変換器30、32
は、レーダ・クロツク60から得たレンジ・サンプル・ク
ロツク75に応答し、アナログ信号のIA信号及びQA信号を
サンプリングして、第１表に示すように、各アナログ信
号に対する２の補数、12ビツトによるデイジタル表示の
ID信号及びQD信号をそれぞれ発生する。この実施例で
は、レンジ・サンプル・クロク75がレーダ・クロツク60
を計数した整数であり、これを連続するA/Dサンプリン
グ・クロツクに用いて妨害を受けたサンプリング速度に
起因するトランジエントを除去するようにしている。
12ビツトのレーダ反射データであるId信号及びQd信号
は自動ゲイン・コントロール（AGC）発生器34に供給さ
れ、AGC発生器34に6dB増分によるAGC減衰器22の設定を
選択する３ビツト・ワードのAGCレベル・コントロール3
6を発生する。AGCループは12ビツトのA/D変換器30、32
と共に、第１図に示すこの発明の実施例の場合は102dB
のシステム・ダイナミツク・レンジにする。AGCループ
は、AGC発生器34及びAGC減衰器22を有し、選択可能な6d
B増分で総合102dBのうちの42dBを与えている。A/D変換
器30、32は60dBのダイナミツク・レンジを有する。AGC
発生器34は次のPRIにおいて対応するレンジ・セルにつ
いてAGC減衰器22の設定を決定する。これは、レンジ・
セルの絶対値のＩか、又はＱのうちの大きいものと、現
在PRIにおいて対応するAGC設定と、第２図及び第３図に
示すように、かつ以下でも説明するが、特定のガードバ
ンド97及び99に対する現在PRI及び前のPRIのA/D限界検
出とから得られる。固定小数点の12ビツトのId及びQd信
号のレーダ反射データはAGC発生器34（第４図）におけ
るA/Dデータ・レジスタ71に１レンジ・サンプリング期
間だけ保持され、かつ当該データを得るのに使用した３
ビツト・ワードのAGCレベル41と共にA/DデータID38及び
QD40としてデイジタル信号プロセツサ50にフイードフオ
ワードされる。A/DデータID38及びQD40は、ここで３ビ
ツトのAGCレベル41のワードと時間が整合されることに
より、総合システム・ダイナミツク・レンジ内で最大振
幅のレーダ反射信号15を処理する。次に、デイジタル信
号プロセツサ50はグラウンド・クラツタを抑圧するため
に必要とする処理を実行し、レーダ・ベース・データ信
号、即ち反射率（ｚ）52、平均半径方向速度（ｖ）54及
びRFローカル発振器入力（RFLO15）56を発生し、更にレ
ーダ・システム用のレーダ・クロツク60に応答してコン
トロール・タイミング49を発生する。
第２図及び第３図を参照すると、102dBの総合システ
ム・ダイナミツク・レンジを得るこの発明の動作が示さ
れている。A/D変換器30、32（第１図）は60dBのダイナ
ミツク・レンジを有し、またAGCレベル41の８レベル
（０〜７）は42dBのダイナミツク・レンジを付加する6d
Bの増分である。このグラフは、6dBガードバンド（第２
図）及び12dBガードバンド（第３図）に対する6dBの増
分により、AGCレベル41のワード（０〜７）対A/Dデータ
ID38又はQD40のA/Dレベルをプロツトしたものである。
ガードバンドはA/Dデータ・レベルがA/D変換器のA/D限
界を超えないようにAGCレベルを制御するために使用す
るマージンである。第２図の6dBガードバンドは高パル
ス反復周波数（PRF）波形に用いられ、また第３図の12d
Bガードバンドは低PRF波形に用いられる。
PRIが増加するに従つてレーダ反射信号15の振幅が大
きく変化する可能性が増加するので、ガードバンドは増
加することになる。PRIからPRIへの振幅変化はレーダの
機能及びレーダ反射信号15のパラメータの関数である。
気象レーダ及び他の多くのレーダ応用では、２つだけの
ガードバンド、即ち3msより大きなPRIに対しては6dB、
また3msより小さなPRIに対しては12dBを必要とする。
第２図及び第３図において、縦軸の目盛りはA/Dデー
タID38又はQD40のレベルを示し、左側に０〜2047の範
囲、また右側にdB単位を付けてある。第２図の横軸の目
盛りはA/D変換器30、32についての０〜1024レベル（FS/
2）を示し、これによつてAGCレベルにより７×6dB増分
により42dBの拡張したダイナミツク・レンジを得てい
る。各AGCレベル41の増加は、A/D変換された入力信号の
6dB減衰係数を表わすものであり、デイジタル信号プロ
セツサ50に供給されたA/DデータID38及びQD40の浮動小
数点指数に対応する。処理されたレーダ反射信号15のレ
ベルは、２AGCレベル41×ID38及び２AGCレベル41×QD40
である。浮動小数点表示では、AGCレベル41が指数、A/D
データが仮数である。即ち、AGCレベル41はA/DデータID
38及びQD40の共通指数である。浮動小数点表示は多くの
文献に説明されており、その一つにKai Hwang,John Wil
ey＆Sonsの「コンピユータ演算の原理、構造及び設計、
（Computer Architecture and Design）」、1979年発行
がある。レーダ反射信号15を増加させるために、AGCレ
ベルの７増分はID38又はQD40A/Dレベルのうちの大きい
方の絶対値を6dBガードバンドに対して512〜2047レベル
・レンジ内（第２図）、また12dBガードバンドに対して
256〜2047レベル・レンジ内（第２図）に保持するよう
に試行することによりA/D変換器30、32における限界を
防止し、かつクラツタ抑圧のためのクラツタ対雑音比を
最大化させている。RMS雑音レベル（σＮ）は、この実
施例の場合、公称1.45A/Dレベルに設定される。A/Dデー
タID38及びQD40の絶対値によりAGCレベル41の７つの増
分を発生しているので、第２図及び第３図は負レベルに
ついて示していない。A/DデータID38及びQD40が負のと
きは、２進の負の補数は絶対値を発生する。12ビツトの
A/D変換器30、32は−2048〜＋2047のレベル・レンジを
有する。
第２図及び第３図を引き続き参照すると、線形受信機
48のＱ対Ｉ A/Dレベル・レンジは、限界がA/D変換器3
0、32に発生することを示している。A/D変換器30、32は
正（＋）のフル・スケール（FS）より大きいアナログ入
力レベルに対しては最大の正で制限し、また負（−）の
FSより小さいアナログ入力に対しては最大の負で制限す
る。この実施例において、5Vフル・スケールA/D変換器
の場合、1A/Dレベルは5Vを2048レベルにより割算したも
のに等しい。受信機48内のビデオ増幅器26及び28はA/D
変換器30、32を保護するために最大A/Dフル・スケール
の入力電圧の２倍に制限している。A/D変換器の前か、
又はA/Dマグニチユード（I2＋Q2）1/2についてゲイン調
整を行なう従来技術のような近似ではなく、AGCレベル4
1のワードはA/DデータID38又はQD40のうちの大きい方に
基づいて決定されるので、AGC発生のための正確なレベ
ルを得ている。先に述べたように、２の補数表記の絶対
値を用いているので、A/DデータID38及びQD40の負レベ
ルは発生しない。A/D線形ダイナミツク・レンジは以下
に説明するように、定義される。
この発明において、Ｉ又はＱ A/D線形ダイナミツク
・レンジは次のようになる。
また、Ｉ及びＱ線形ダイナミツク・レンジは次のよう
になる。
AGCレベル41のワードの８つのAGCレベル（０〜７）は
102dBの総合システム・ダイナミツク・レンジに対して4
2dBのダイナミツク・レンジを付加するものである。
ビデオ帯域即ちベースバンドにある静止クラツタはピ
ーク、即ちDCレベルである。クラツク抑圧についての最
小クラツタ対雑音比は、最大RMS雑音レベルに対するピ
ーク、又はDCクラツタ・レベル（Ｃ）の比として定義さ
れる。A/DデータID38又はQD40のA/Dについて高PRF波形
の場合のRMS雑音レベルに対する最小クラツタ・レベル
（dB）は以下のようになり、第２図にもこれを示す。
統計的には全てのA/Dレベルが等しい確率にあるが、
平均的なA/DデータID38又はQD40のA/Dレベルは、第２図
に示す6dBのガードバンドに対して2047レベルから9dB低
い。平均RMS雑音レベルは1.25と、1.625レベル又は1.45
RMSレベルとの間の中間であり、クラツタ抑圧の場合の
典型的な又は平均的なクラツタ対雑音比は次のようにな
る。
クラツタ抑圧の場合のA/DデータID38及びQD40クラツ
タ対雑音比は同一であり、最小値が50dB、典型的なもの
として54dBである。
低PRF波形（dB）の場合の最小クラツタ対雑音レベル
は第３図に示され、また以下のようになる。
A/DデータID38又はQD40の平均A/Dレベルは、第３図に
示す12dBガードバンドの場合、2047レベルから15dB低
い。クラツタ抑圧の場合の典型的な又は平均クラツタ対
雑音比は、 クラツタ抑圧の場合のA/DデータID38及びQD40クラツ
タ対雑音比は同一であり、最小値が44dB、典型的なもの
が48dBである。
第４図を参照すると、AGC発生器34のブロツク図が示
されている。AGC発生器34は、１レンジ・サンプリング
期間についてId及びQdデータを記憶するA/Dデータ・レ
ジスタ71と、現在掃引AGCレベル41、A/DデータID38及び
QD40、現在A/D限界45の条件、及び前の掃引における同
一レンジ・セルに対する前のA/D限界42を調べることに
より、次の掃引におけるデータの同一レンジ・セルをサ
ンプリングするのに用いる正常な次回掃比AGCレベル44
と、現在A/D限界45の条件とを判断するAGC検出器70とを
有する。
更に、AGC発生器34は、2048ワード×４ビツト（各レ
ンジ・セルに対して１メモリ位置）として構成されて、
３ビツト・ワードの次回掃引AGCレベル44と、現在A/D限
界45のビツトとを記憶するAGC掃引メモリ72を有する。A
GC掃引メモリ72は、現在掃引において各レンジ・セルに
ついてアクセスされるものであり、AGCレジスタ（Ｎ＋
４）74を用いてAGCレベル・コントロール36を保持し、
又は電源投入時に予め定めたレベル０にAGC初期条件を
設定し、これをAGC減衰器22（第１図）に転送する。レ
ンジ・サンプル・クロツク75は各レンジ・セルに対する
AGCアドレス66を発生する。レンジ・サンプル・クロツ
ク75が発生した後、レーダ・クロツク60（伝搬時間を許
容するように遅延レジスタ73から供給される）の３カウ
ントにより、各レンジ・セルについてのデータがAGC掃
引メモリ72からAGCレジスタ（Ｎ＋４）74へ読み出され
る（アクセスされる）。更に、AGC発生器34は、AGCレベ
ル・コントロール36のワードに関連したデータに対応す
るA/DデータID38及びQD40を受け取るまで、次の掃引の
ためにフィード・バックするAGCレベル・コントロール3
6のワードと、前のA/D限界42のビツトとを遅延する４つ
のレジスタ、即ちAGCレジスタ（Ｎ＋３）76、AGCレジス
タ（Ｎ＋２）78、AGCレジスタ（Ｎ＋１）80及びAGCレジ
スタ（Ｎ）を有する。レンジ・サンプル・クロツク75が
関連する前のA/D限定ビツトを４つのレジスタ、即ちAGC
レジスタ（Ｎ＋２）78〜AGCレジスタ（Ｎ）82をシフト
させ、４レンジのサンプリング遅延を行なうことによ
り、第１の遅延はAGC減衰器22のトランジエント応答をA
/DレベルのLSBの1/2に安定させる。第２の遅延はA/D変
換が実行できるようにし、第３の遅延はA/DデータID38
及びQD40をA/D変換器30、32から転送する時間を与え、
第４の遅延はA/Dデータ・レジスタ71におけるA/Dデータ
ID38及びQD40のタイミングをこれに関連する３ビツトの
AGCレベル・コントロール36（ここではAGCレベル41と呼
ばれる）と、AGCレジスタ（Ｎ）82における前の１ビツ
トの前のA/D限界42とに時間整合させる。A/DデータID38
及びQD40は順方向にAGC検出器70、デイジタル信号プロ
セツサ50へ供給されて、更に処理される。ここでは、AG
C検出器70が次回掃引AGCレベル44及び現在A/D限定45を
計算して、４レンジ・サンプル前にAGC掃引メモリ72を
読み出し、AGCレジスタ（Ｎ＋３）76〜AGCレジスタ
（Ｎ）82により４つの遅延に対する補償をするために用
いたものと同一の、AGCアドレス66の値によつてAGC掃引
メモリ72にデータを記憶する。このようにして、同一の
AGCアドレス66を読み出し／書き込みエネーブル68と連
係して用い、特定のレンジ・セルに対するメモリの読み
出し又は書き込みをする。
AGC発生器34の機能は、A/D限界検出、初期条件の処
理、及び線形A/Dダイナミツク・レンジ内に確保させるA
GCレベルの設定である。各レンジ・セルの限界検出は監
視され、また現在A/D限界45を検出した最初のPRI掃引は
高PRF波形に対する6dB（＋1AGCレベル）、及び抵PRF波
形に対する12dB（＋2AGCレベル）の最小量により、その
レンジ・セルに対するAGCレベルの設定を変更させてい
る。現在A/D限界45が現在PRI掃引において検出され、か
つ前のPRI掃引の限定のためにAGC掃引メモリ72に前のA/
D限界42のビツトが設定されたときは、レンジ・セルに
対するAGC設定を高PRF波形に対する12dB（＋2AGCレベ
ル）、及び低PRF波形に対する18dB（＋3AGCレベル）に
変更する（第６表を参照のこと）。電源投入の初期条件
によつて各レンジ・セルについてAGCレベル・コントロ
ール36を予め定めた０に設定するので、レーダ反射信号
15のダイナミツク・レンジが102dB未満のときは、A/D限
界の検出及び制御により、高PRF波形に対して最大4PRI
掃引となり、限界を越え、また低PRF波形に対して最大3
PRI掃引となる。
妨害パルスによりA/D変換器30、32が限界まで駆動さ
れたときは、次のPRI掃引期間まで妨害パルスは検出さ
れない。A/D限界の検出及び制御は、先に説明したよう
に、前のA/D限界42及び現在A/D限界45を用い、妨害パル
スによりAGCの設定が制御されないようにする。第２図
及び第３図に示す6dB又は12dBガードバンドによるA/D限
界の検出及び制御により、瞬時的なAGCに匹敵する高速
度応答が得られる。AGCレベル・コントロール36は、デ
イジタル信号処理、即ちクラツタのフイルタ処理及びレ
ーダ反射信号15のパラメータ予測をするために、気象レ
ーダ受信機及びA/D変換器の線形ダイナミツク・レンジ
を拡張している。クラツタのフイルタ処理及びパラメー
タ予測について数十dBで測定されるように、AGCレベル
が小さく、その影響を無視することができるときは、レ
ーダ反射信号15の変動に基づく限定のみが発生する。
レーダ反射信号15が大きい指数レンジ０〜10における
6dBガードバンドに対してフル・スケール（FS）から12d
B以上低下、又は大きい指数レンジ０〜９における12dB
ガードバンドに対してFSから18dB以上低下する減衰をし
たときは、第６表に示すように、AGC設定を6dB、又は1A
GCレベルだけ低下させる。減衰したレーダ反射信号15が
その実際値に復帰するときは、PRI掃引におけるレンジ
・セルに対して6dBだけAGCの設定を低くすることによ
り、レーダ反射信号15の減衰が限界まで進行し、デイジ
タル信号処理を混乱させてしまうのを防止する。
第５図を参照すると、AGC検出器70は、２進固定点
（小数点）のA/DデータID38及びQD40を絶対値に変換
し、かつ絶対値をA/DデータID38及びQD40についての指
数及び仮数を有する正規化された浮動小数点に変換す
る。A/DデータID38及びQD40の固定小数点数値から得た
絶対値の上位ビットの組（IMAN88,QMAN89）は、第２表
及び第３表に示す正規化された浮動小数点の仮数の指数
及びMSBを決定する。A/DデータID38及びQD40の最下位ビ
ット（LSB）の後は０にされる。固定小数点のA/Dデータ
ID38及びQD40が限界にあつたときは、A/DデータID38及
びQD40から発生した最大指数値（LEXPN 95）を選択
し、現在A/D限界45のビツトをセツトする。AGC検出器70
は次回掃引AGCレベル44を決定し、対数マグニチユード
発生器100に入力データを供給する。固定小数点のA/Dデ
ータID38は、正規化浮動小数点変換器90により浮動小数
点に変換され、固定小数点のA/DデータQD40は正規化浮
動小数点変換器92により正規化された浮動小数点に変換
される。正規化された浮動小数点表記は、次回掃引AGC
レベル44の判断及び対数マグニチユードの計算に最も効
果的な方法である。対数マグニチユード出力の重み付け
は、容易に共通した２つの原理を関連付けるものであ
る。
A/Dデータ＝０のときは、指数＝０をセットする。そ
れ以外の場合には、最上位A/Dビット・セットが指数を
決定する。
A/Dデータが＋2046又は＋2047のときは、A/Dオーバー
フロー検出として指数＝15をセットする。最大指数選択
器94はこの指数を使用してA/D限界45のビットをセット
するとともに、最大指数LEXPN 95を12にセットする。
それ以外のときは、２の補数データ・ビットセットの最
上位により指数を決定する。
第１の原理は以下に定義したデシベルによる対数マグ
ニチユードの表示である。
デシベルによる対数マグニチユード（dB）＝20log10
〔（I2＋QD 2）1/2〕 第２の原理はデイジタル回路において２進数による２
のベキ乗を共通使用するものである。ビツトの重み付け
はこれら２つの原理を以下の様に対応付けるものであ
る。
20log10〔２〕＝＋6dB 又は20log10〔1/2〕＝−6dB これらの２式は、指数における変化が対数マグニチユ
ードにおける6dB変化に対応することを示している。次
回掃引AGCレベル44を決定するために用いた最大指数のL
EXPN 95は、6dBステツプで粗のA/D対数マグニチユード
を得るためにも用いられている。仮数Ｉ（IMAN 88）及
びＱ（QMAN 89）は対数マグニチユードを後述するよう
に＋3dBレンジと−6dBレンジとの間で要求精度に精密調
整するために用いられる。後述するように精度が3/4dB
の場合は、仮数の絶対値の4MSBのみが＋3dBレンジと、
−6dBレンジとの間の粗の対数マグニチユードを調整す
るために必要とされる。
第５図を引き続き参照すると、正規化浮動小数点変換
器90、92を実現するために必要な関数ロジツクは、第２
表及び第３表により特定化することが可能であり、当業
者にとり容易に理解可能とする離散的な集積回路、PROM
又はROMのような半導体メモリデバイス、又はPLA又はPA
Lのようなロジツク・アレーにより実現される。第２表
及び第３表は浮動小数点のA/DデータID38データ及びQD4
0を変換する各浮動小数点変換器90、92に必要なロジツ
クを示している。12ビツトの無名数のA/DデータID38又
はQD40を用いることにより、左から右へセツトされる符
号ビツトの後の最初のビツトが指数を決定する。第２表
及び第３表に各データ・ビツトに対応する指数を示す。
指数に割り付けた前記無名数は次回掃引AGCレベル44を
決定するのに用いられ、最大指数（LEXPN 95）の直接
的な加算によつて対数マグニチユード（log mag 108）
が得られるようにする。逐次的な指数の割り付けは次回
掃引AGCレベル44を決定するのに用いることができる。
この実施例における指数割り付けを対数マグニチユード
の計算を最適化するように選択した。各指数が6dB増
分、即ち6dBステツプに対応しているので、指数（IEXP
0、QEXP0）の最下位ビツト（LSB）が第２表及び第３表
に示すように6dBの重み付けを有するときは、この直接
加算が可能である。仮数部（IMAN88、QMAN 89）は、12
ビツト入力の絶対値を取り、正規化し、最終値（符号ビ
ツトを含まない。）の4MSBを抽出することにより、決定
される。例えば、入力データ・ビツト位置I3＝１を有す
るA/DデータID38の２進数である12ビツト固定小数点の
絶対値0000 0000 1000の指数を決定する場合、I3＝１
のときは、指数が５に等しく、かつ浮動小数点変換器90
によるIEXPN 91の出力がIEXP3＝０、IEXP2＝１、IEXP1
＝０及びIEXP0＝１となることを第２表が示している。
仮数は正規化されたIDワードの4MSBであり、この実施例
におけるIDワードはIMAN10＝１、IMAN9＝０、IMAN8＝
０、及びIMAN7＝０である。正規化された浮動小数点数
の仮数部（IMAN 88及びQMAN 89）の4MSBは、対数マグ
ニチユード発生器100に供給され、ここで4MSBを用い、
正確に3/4dBの対数マグニチユードを発生する。最大指
数選択器94により決定された２つの指数IEXPN 91及びQ
EXPN93のうちの大きい指数（LEXPN 95）も対数マグニ
チユード発生器100に送出されて、6dBステツプによる粗
の対数マグニチユード値となる。精度の低い仮数は＋3d
B〜−6dBのレンジ間で対数マグニチユードを精密調整す
るのに用いられる。このようなデータが負数のときは、
第３表は、主として、A/DデータID38及びQD40から２の
補数形式（即ち２進数ビツトを反転し、１をLSBに加算
する）を指定する点で第２表と異なる。
先に述べたように、A/DデータID38及びQD40に対する
浮動小数点数指数IEXPN 91及びQEXPN 93は最大指数選
択器94に供給され、最大指数選択器94は各指数のマグニ
チユードを調べて、ビツト位置LEXP3、LEXP2、LEXP1、L
EXP0を有する４ビツト・ワードLEXPN95により指定され
た２つの指数のうちの最大値を決定する。第４表は最大
指数選択器94に必要な機能を実行するロジツクを指定す
るものである。IEXPN 91か、又はQEXPN 93が15に等し
いときは、A/Dオーバーフロー検出が発生し、これによ
つて次回掃引AGCレベル44の選択と、対数マグニチユー
ド計算とのために最大指数（LEXPN95）を12に設定し、
かつ現在A/D限定45のビツトをセツトする。QD指数（QEX
PN 93）が最大のとき、EXPQLビットがセットされ、ID
指数（IEXPN 91）が最大のとき、ID38及びQD40入力が
両方とも０で、EXPQL＝1,S1＝０及びS0＝０（このよう
な０データ条件に対して0dB対数マグニチュードの補正
とする）の場合を除き、EXPQLはクリアされる。コント
ロール・ビツトS1及びS0は、最大指数と最小指数との間
の差に従つてセツトされ、かつ対数マグニチユード発生
器100により用いられ、第４表に示すように、非正規化
欄に示した機能を実行することにより最大指数IEXPN 9
1と最小指数QEXPN 93との間の差に従い、小さい指数の
仮数を非正規化する（指数を合わせる）。
EXPQLは、Ｑ指数（QEXPN 93）の方が大きいときセッ
トされ、Ｉ指数（IEXPN 91）の方が大きいときクリア
される。ID及びQDA/D入力がいずれも０（コードEXPQL＝
1,S1＝0,S0＝０はOdB対数マグニチュード補正を規定）
である場合を除き、Ｉ及びＱ指数が等しいときは、EXPQ
Lはクリアされる。
コントロール・ビットS0,S1は大きい方の指数と小さ
い方の指数との間の差に従ってセットされ、小さい指数
仮数を非正規化する。
第５図を引き続き参照すると、次のAGCレベル発生器9
6は、現在AGCレベル41、前の掃引A/D限界42、現在掃引A
/D限界45、最大指数（LEXPN95）、及び選択された特定
のガードバンド（6dBまたは12dB）に基づいて、次の掃
引AGCレベル44（３ビット・デイジタル・ワード）を発
生する。次のAGCレベル発生器96の機能を実行するロジ
ツクは、第５表及び第６表に示されている。第６表は２
つのガードバンド6dB及び12dBに対して可能とされる全
てのA/Dレベルにおける変化を示す。
第２表、第３表、第５表及び第６表を参照すると、次
回掃引AGCレベル44を計算するのに必要とするものは、A
/DデータID38又はQD40に割り付けられた指数、A/D限界
条件（前のA/D限界42及び現在A/D限定45）、ガードバン
ド97、99及びAGCレベル41のワードが全てである。AGCレ
ベル41の計算用ロジツクは第５表及び第６表に示されて
いる。先に説明したように、A/DデータID38又はQD40の
指数用のロジツクは、第２表及び第３表に示されてい
る。左から右にセツトされた符号ビツトの後の最初のA/
DデータID38又はQD40のビツトは、指数を決定する。AGC
レベル41を−１だけ減少させたいときは、最小０に限定
させることにより、次回掃引AGCレベル44が負になるの
を防ぐ。AGCレベル41を増加させたいときは、最大の次
回掃引AGCレベル44は７に制限される。この実施例にお
いて、この限界はAGC減衰器22の３ビツトを制御するの
に用いたビツト数に従つて設定される。第４表、第５表
及び第６表により指定された機能のハードウエア実施
は、離散的な集積回路、PROM及びROMのような半導体メ
モリ・デバイス、又はPLAや、PALのようなロジツク・ア
レーを使用することにより、第２表及び第３表について
前に説明したものと同様に実現することができる。
6dBガードバンド97 A/DデータがA/Dレベル512〜1023内にあるときは、AGC
レベル41を＋０変化させる。
A/Dデータがレベル512以下のときは、AGCレベル41を
−１変化させる。
A/Dデータが6dBガードバンド97内にあるときは、AGC
レベル41を＋１変化させる。ただし、前のA/D限界42及
び現在A/D限界45がセットされているときは、AGCレベル
41を＋２だけ変化させる。
12dBガードバンド99 A/DデータがA/Dレベル256〜511内にあるときは、AGC
レベル41を＋０変化させる。
A/Dデータがレベル256以下のときは、AGCレベル41を
−１変化させる。
A/Dデータが12dBガードバンド99内にあり、またA/Dレ
ベル512〜1023内にあるときは、AGCレベル41を＋１変化
させる。
A/Dデータが12dBガードバンド99内にあり、またA/Dレ
ベル1024〜2047内にあるときは、AGCレベル41を＋２変
化させる。ただし、前のA/D限界42及び現在A/D限界45が
セットされているときは、AGCレベル41を＋３だけ変化
させる。
対数マグニチユード・パルス妨害検出 ここで第６図、第７図及び第８図を参照する。第６図
には受信機48に接続されているデイジタル信号プロセツ
サ50のブロツク図が示されている。デイジタル信号プロ
セツサ50は、レンジ・サンプルの対数マグニチユード値
を発生することにより、妨害パルスの検出及び除去と、
妨害されたレーダ反射信号15又はレンジ・サンプルの置
換とを実行し、かつ単一パルス妨害の発生に基づき隣接
する掃引レンジの複数サンプルの浮動小数点数を補間す
る手段を有する。期間TS1を有する最初のレーダの掃引
Ｎ−１において第８図のパルスＸにより表わされる妨害
パルスが発生すると、第８図に掃引Ｎ−２及びＮにより
示す隣接の掃引において非妨害のレンジ・サンプルＭ間
を補間し、発生した合成レンジ・サンプルにより、第１
のレーダの妨害レンジ・サンプルを置換する。妨害パル
ス検出器110は拡張した受信機のプル・ダイナミツク・
レンジを用い、対数マグニチユード発生器100からレー
ダ反射信号15を定める８ビツト・ワードの対数マグニチ
ユード（MAG）108を受信する。妨害パルス検出器110
は、妨害パルスを検出したときは、PID130信号を発生
し、これをクラツタ・フイルタにより処理されるべき適
当なデイジタル・ワードIF2及びQF2を選択する浮動小数
点補間器150と、反射率（ｚ）52、平均半径方向速度
（ｖ）54及びスペクトル幅（σｖ）を発生するレーダ・
ベース・プロセツサ51と供給する。正規化浮動小数点発
生器140は、受信機48の特定のレンジ・サンプルのA/Dデ
ータID38及びQD40のデイジタル情報と、これと共にアナ
ログ・デイジタル（A/D）変換器30、32における前記レ
ンジ・サンプルのデータをId及びQd又は（遅延された）
A/DデータID38及びQD40のデイジクル情報に変換する前
に、AGC減衰器22の設定に用いたAGCレベル41とを受信す
る。正規化浮動小数点発生器140は、A/DデータID38及び
QD40を２の補数による正規化された浮動小数点データI
F1及びQF1に変換した後、これを浮動小数点補間器150に
供給する。２の補数による正規化された浮動小数点デー
タIF1及びQF1の変換は、アメリカ合衆国カルフオルニア
州ラホイア（La Jolla）92038のTWR LSIプロダクト・
デイビジヨンにより製造されたTDC 1022型のようなモ
ノリシツク浮動小数点演算装置を用いて正規化浮動小数
点発生器140及び浮動小数点補間器150における演算機能
を実行すればよい。浮動小数点補間器150は、合成した
レンジ・サンプル・データIFY及びQFY（第10図）を発生
して、第８図に示すように隣接する掃引において妨害さ
れていないパルスのデータで補間することにより、妨害
を受けたパルスを置換している。妨害パルスを検出した
ときは、PID 130信号はデータを選択して更に処理を進
める。
第７図を参照すると、仮数対数発生器102を有する対
数マグニチユード発生器100の機能ブロツク図が示され
ている。仮数対数発生器102の論理機能は第７表に示さ
れており、先に説明したように、ロジツクを離散的な集
積回路、PROMや、ROMのような半導体メモリ・デバイ
ス、又は当該の技術分野の者にとつて容易に理解可能な
PLAや、PALのようなロジツク・アレーを使用することに
より実現可能である。アナログ・デイジタル（A/D）変
換器30及び32によりサンプリングされた入力信号のマグ
ニチユードは（ID 2＋QD 2）1/2であり、また対数マグニ
チユード発生器100は以下の式から定められるA/Dデータ
ID38からQD40から発生し、正規化した浮動小数点の対数
マグニチユード（MAG）108の値を発生する。例えば、IE
XPN91が最大指数であつたときは、 ２進入力IMAN（10〜７）はQMAN（10〜７）は０を除
き、正規化された浮動小数点数である、A/D ID及びQDデ
ータが０に等しいときは、対数マグニチュードの補正は
0dBであり、コードS1,S0,EXPQL＝001によって検出され
る。それ以外のときは、1/2レベルの丸めを行い、打切
りよりも丸めに生じ得る誤差を1/2にする。
丸めが1/2のときは、IMAN6及びQMAN6をIMAN（10〜
７）及びQMAN（10〜７）入力に対して２進数の１に等し
くする。次いで、EXPQLを使用して指数の大小を判断し
て、小さい指数を有する仮数のスケールをコードS1及び
S0によって以下のように決定する。 S1 S0 スケール ０ ０ ×１ ０ １ ×1/2 １ ０ ×1/4 １ １ ×０ 制限精度3/4dBのときは、下位の正規化A/DビットIMAN
（６〜０）は必要なくなり、無視される。これらは可能
性のある全ての値の平均、即ち全て０〜全て１の中間値
であるとみなされる。従って、IMAN6及びQMAN6を２進数
の１にセットして、対数マグニチュード仮数補正を以下
の式によって計算する。
対数マグニチュード補正 ＝20log10［IMAN（10〜６）２＋QMAN（10〜６）２］1/2 ＝10log10［IMAN（10〜６）２＋QMAN（10〜６）２］ 仮数対数発生器102に対する入力データはIMAN88及びQ
MAN89を有し、これらは浮動小数点A/DデータID38及びQD
40を正規化した直交データの絶対値の4MSBである。IMAN
88及びQMAN89の発生は、第５図に関連して説明されてい
る。他の入力にはA/DデータID38及びQD40の大小の指数
（IEXPN91及びQEXPN93）間の差を表わすコントロール・
ビツトS1、S0及びQEXPN93の方が大きいときにセツトし
ていずれの方が大きいかを表わすEXPQLビツトが含まれ
る。これら３ビツトのS1、S0、EXPQL83は、仮数シフト
・フイールド即ち非正規化されたコントロール・ワード
を形成しており、また非正規化し、かつ指数を等しくさ
せるべく正規化しなかつた場合に２つの仮数、IMAN88及
びQMAN8 ９をどのように配列するかの情報である。第
７表に示すように、IMAN6及びQMAN6を２進数の１とし
て、IMAN（10−７）及びQMAN（10−７）にそれぞれ付加
することによって、1/2レベルの丸めを行う。即ち、4MS
Bの最下位ビットIMAN7及びQMAN7の1/2レベルを付加する
ことによって、打ち切り（切り捨て）に比較して最大誤
差を1/2にすることができる。その機能は、第７表に示
すように、S1及びS0の値に従って小さい指数を有する仮
数のスケーリングを行うことによって達成され、その結
果MANDB7−MANDB0からなる８ビット出力を発生し、MAND
B0は3/4（0.75）dBを表すことになる。従って、精度が3
/4dBの場合には、4MSBのみが使用される。
仮数対数発生器102は第７表により定めた式（1/2レベ
ルの丸めを行なつている。）から８ビツトの対数マグニ
チユード仮数補正107を計算する。仮数対数発生器102の
出力は、加算器104に供給され、ここで最大指数選択器9
4が発生した最大指数（LEXPN95）に加算され、表示用に
便利なことが多いA/D log mag103を発生する。この直
接加算は選択した指数番号付けにより可能にされる。
第５図を参照すると、正規化浮動小数点変換器90及び
92がA/DデータID38及びQD40に基づいて指数IEXPN91及び
QEXPN93をそれぞれ発生している。第２表及び第３表は
指数IEXPN91及びQEXPN93に対応するA/DデータID38及びQ
D40に基づいてこれらに割り付けられた10進値を示すも
のである。第２表は正の数に対するロジツクを示し、第
３表は負の数に対するロジツクを示す。指数は（正入力
又は負入力）のいずれの場合であつても、符号ビツトの
論理状態が逆である入力（ID38又はQD40）の最上位ビツ
トにより決定される。４ビツト指数（IEXPN91又はQEXPN
93）は第２表及び第３表に示すようにdBに等価である。
第２表及び第３表から明らかなように、出力指数（IEXP
N91又はQEXPN93）のLSBは、6dBのdBスケール値に対応し
ており、この6dBは先に説明したように、デイジタル回
路における２進の２のベキ数及びデシベル表示の共通原
理を容易にインタフエース接続させるように選択された
ものである。次に、２つの指数IEXPN91及びQEXPN93は最
大指数選択器94に供給されており、その出力LEXPN95が7
2dB（可能とする最大指数値）に対応する十進数の12に
等しくなつたときは、第４表に説明したA/D限界の場合
の１例を除き、最大指数選択器94はその出力のLEXPN95
を２入力信号IEXPN91及びQEXPN93のうちの大きい方に等
しくさせる。
最大指数選択器94、LEXPN95の出力は、加算器104に接
続され、対数マグニチユード仮数補正107に直接加算さ
れる（第７図に示すように整合される）。以下のように
IEXPNQEXPNの場合は、この加算はA/D log mag103の
式のデイジタル回路により実行される。
この場合は、 LEXPN95＝10log〔22・IEXPN〕＝IEXPN（20LOG〔２〕） 従つて、 A/D log mag 103＝LEXPN95＋対数マグニチユード仮数
補正107 第７図を引き続き参照すると、A/D log mag103を、こ
こでA/DデータID38及びQD40に変換されたレーダ反射信
号15をサンプリングするときに用いたAGCレベル41に直
接加算することができる。加算106の加算結果は±3/4の
精度でレーダのフル・ダイナミツク・レンジに対応可能
な８ビツトの対数マグニチユード108となる。８ビツト
の対数マグニチユード108の最終精度は仮数対数発生器1
02の出力の精度により支配される。この対数マグニチユ
ード仮数補正107はその最小及び最大入力信号のそれぞ
れに対応する−6dB〜＋3dBに及ぶ（０入力の特殊な場合
を除く）。即ち、仮数IMAN及びQMANに対する補正（20io
g〔（IMAN2＋QMAN2）1/2〕）は次のようになり、 IMAN QMAN 補正（dB） ０ ０ ０ １ ０ ０ ０ １ ０ １ １ ＋３ 1/2 ０ −６ ０ 1/2 −６ 1/2 1/2 −３ 従って、補正範囲は−6dB〜＋3dBとなる。
第８図及び第９図を参照する。第９図には、妨害パル
ス検出器110のブロツク図が示されている。対数マグニ
チユード発生器100が発生した８ビツトの対数マグニチ
ユード（MAG）108は、妨害パルス検出器110に供給さ
れ、対数マグニチユード・レジスタ112に一時記憶され
る。次に、対数マグニチユード（MAG）108は第１の掃引
遅延メモリ114に転送され、掃引遅延メモリ114の出力は
第２の掃引遅延メモリ116に供給される。対数マグニチ
ユード・レジスタ112、掃引遅延メモリ114及び116はレ
ンジＭでレーダ掃引Ｎ、Ｎ−１、Ｎ−２に対するレンジ
・サンプルの対数マグニチユード値Y2、Ｘ及びY1をそれ
ぞれ一時記憶するためのものであり、PID転送信号113に
より一時記憶する。対数マグニチユード・レジスタ112
の８ビツト出力も加算器118の１入力に供給され、加算
器118は第２の掃引遅延メモリ116の出力から他の８ビツ
ト入力を受け取つている。加算器118の出力はシフタ119
に供給され、シフタ119は２による割算を実行する。シ
フタ119からの８ビツトは加算器120に供給されて閾値12
1のレベルに加算される。加算器120がオバーフローした
とき、即ちキヤリー出力ビツトCOUT2123をセツトしたと
きは、これをインバータ126により反転した後、NANDゲ
ート128において妨害パルスの検出を禁止する。この禁
止機能が得られるのは、可能とされる対数マグニチユー
ド及び閾値がこのキヤリー出力ビツトCOUT2123をセツト
させることがないためである。従つて、キヤリー出力ビ
ツトCOUT2123がセツトされたときは、回路の故障を表わ
している。
加算器120の出力の7MSBはインバータ124により反転さ
れ、加算器122により、調査中の掃引Ｎ−１におけるレ
ンジ・サンプルを有する掃引遅延メモリ114の出力の7MS
Bに加算される。この7MSBを使用して対数マグニチユー
ド108の丸め又は切り捨てによる量子化誤差を低減して
いる。この実施例では、閾値121の量子化ステツプ1.5dB
である。妨害パルスが発生したときは、加算器122の加
算によりキヤリ出力信号COUT1125が発生する。キヤリ出
力信号COUT1125はNANDゲート128を介して出力され、PID
レジスタ129に記憶された後に、妨害パルスの検出を示
す信号PID130を発生する。
第８図及び第９図を参照すると、妨害パルス検出器11
0の目的は次の対数マグニチユード・アルゴリズム基準
に基づいて妨害パルスを検出することにある。
ただし、 Ｘ＝生起し得る妨害パルスのために掃引Ｎ−１において
処理されているレンジ・サンプルＭの対数マグニチユー
ド、 Ｙ＝Y2＋Y1＝掃引Ｎ−１及び掃引Ｎにおいて隣接するレ
ンジ・サンプルの対数マグニチユードの和、 Y1＝Ｘと同一レンジにおける前の掃引Ｎ−２からのレン
ジ・サンプルの対数マグニチユード、 Y2＝Ｘと同一レンジにおける前の掃引Ｎからのレンジ・
サンプルの対数マグニチユード（注:Xを計算し、１掃引
記憶した後に、妨害パルスについて調べられる。）、 Ｔ＝４ビツトの閾値121値は通常、1.5dB増分で12dB可変
である。
第８図及び第９図を引き続き参照すると、３つの掃引
Ｎ、Ｎ−１及びＮ−２からのレンジ・サンプルY2、Ｘ及
びY1を対数マグニチユード・レジスタ112、最初の掃引
遅延メモリ114及び第２の掃引遅延メモリ116にそれぞれ
記憶した後に、加算器118によりY2及びY1を加算し、そ
の和をシフタ119に１ビツトだけ右にシフトして、和（Y
2＋Y1）を２により割算して切り捨による和（Y2＋Y1）
の平均即ちY/2を得る。この平均は加算器120により閾値
121のレベルに加算され、その和の出力の7MSBをインバ
ータ124により反転して１の補数を形成することによ
り、Ｘとの直接比較に適当な値を得る。インバータ124
からの１の補数出力を各数の7MSBによるＸと比較をする
ことにより、妨害パルスのアルゴリズムを実行する、即
ち次式の引算及び比較を実行する効果的な方法を得る。
Ｘ−（Y/2＋Ｔ）＜０ 常に正の数Ｘと、インバータ124からの常に負の数と
の２進加算により、加算器122の最上位段から掃引Ｎ−
１に妨害パルスが発生したことを示す１ビツトのキヤリ
出力信号COUT1125を発生する。このキヤリ出力信号C
OUT1125は、キヤリー出力ビツトCCUT2123を反転したイ
ンバータ126の出力により、NANDゲート128を通過して、
対数マグニチユード・オバーフロー誤り条件が発生して
いないことを示す。このような誤り条件が発生しなかつ
たときは、対数マグニチユード・アルゴリズムにより妨
害パルスの検出を禁止する。このような誤り条件が発生
したときは、浮動小数点補間器150に信号PID130を転送
する前に、PID130をPIDレジスタ129に一時記憶する。
第10図を参照すると、浮動小数点補間器150の機能ブ
ロツク図が示されている。浮動小数点補間器150は、浮
動小数点加算器142及び144を有する正規化浮動小数点発
生器140から２の補数による正規化された浮動小数点デ
ータIF1及びQF1の入力と、妨害パルス検出器110からの
信号PID130とを受け取り、２の補数による正規化された
浮動小数点のデイジタル・ワードIF2及びQF2を発生して
クラツタ・フイルタ及びレーダ・ベース・プロセツサ51
に供給する。マルチプレクサ（MUX）160及び162に供給
された信号PID130は、妨害パルスのレンジ・サンプルを
置換するための合成データIFY及びQFYを選択する。そう
でないときは、MUX160及び162によりレンジ・サンプル
・データIFX及びQFXをそれぞれ選択する。レンジ・サン
プル・データIFX及びQFXは正規化浮動小数点発生器140
の出力の浮動小数点データIF1及びQF1を遅延したものに
等価である。
浮動小数点補間器150は隣接する掃引において非妨害
パルス間の補間により妨害パルスに対する合成レンジ・
サンプル・データを発生する。掃引遅延メモリ152は掃
引Ｎ−１においてレンジ・サンプルの同相成分の浮動小
数点値を記憶し、また掃引遅延メモリ154は掃引Ｎ−２
においてレンジ・サンプルの同相成分の浮動小数点値を
記憶する。掃引Ｎにおいて浮動小数点データIF1が発生
すると、浮動小数点加算器156は掃引Ｎ−２及び掃引Ｎ
のレンジ・サンプルを互いに加算する補間を実行し、そ
の和をシフタ158に供給する。シフタ158はこの和を２に
より割算して浮動小数点のレンジ・サンプル・データI
FYを形成してMUX160に供給する。浮動小数点の直交成分
の補間は同じようにして実行される。掃引遅延メモリ16
4は掃引Ｎ−においてレンジ・サンプルの直交成分の浮
動小数点値を記憶し、また掃引遅延メモリ166は掃引Ｎ
−２においてレンジ・サンプルの直交成分の浮動小数点
値を記憶する。掃引Ｎにおいて浮動小数点データQF1が
発生したときは、浮動小数点加算器168により掃引Ｎ−
２及び掃引Ｎのレンジ・サンプルを互いに加算する補間
を実行し、その和をシフタ170に供給し、シフタ170がこ
の和を２により割算して浮動小数点のレンジ・サンプル
・データQFYを形成してこれをMUX162に供給する。
マルチプレクサ（MUX）160及び162は妨害パルス検出
器110が発生した信号PID130により選択される。妨害パ
ルスが発生しなかつたときは、レンジ・サンプル・デー
タIFX及びQFXは変更されずにMUX160及び162を通過す
る。しかし、妨害パルスが発生したときは、補間値のレ
ンジ・サンプル・データIFY及びQFYがMUX160及び162を
通過する。これによつて、リアル・タイムで妨害パルス
を有するレンジ・セル・サンプルを検出し、除去し、置
換する効果的な手段が得られる。
以上で好適実施例の説明を終了するが、この発明の構
成の精神及び範囲を逸脱することなく、当業者において
は多くの変形及び変更が明らかである。
【図面の簡単な説明】
第１図はデイジタル信号プロセツサに接続されたこの発
明の実施例による気象レーダ受信機を示すブロツク図、 第２図はクラツタ抑圧に対して50dBの最小ID及びQDダイ
ナミツク・レンジを得るように高パルス繰返周波数波形
に対して6dBガードバンドを有する6dB増分によりID38又
はQD40のA/Dレベル及びAGCレベル41のプロツトを示す
図、 第３図はクラツタ抑圧に対して44dBの最小ID及びQDダイ
ナミツク・レンジを得るように低パルス繰返周波数波形
に対して12dBガードバンドを有する6dB増分によりID38
又はQD40のA/Dレベル対AGCレベル41のプロツトを示す
図、 第４図はこの発明のAGC発生器の機能ブロツク図、 第５図は第２図及び第３図に示すAGCレベルと、対数マ
グニチユード発生器に供給された信号とを発生するため
に用いられるAGC発生器内のAGC検出器のブロツク図、 第６図は妨害パルス検出器及び浮動小数点補間器を用い
るレーダ・システムにおけるデイジタル信号プロセツサ
の機能ブロツク図、 第７図は妨害パルス検出器に接続された対数マグニチユ
ード発生器を示すこの発明の機能ブロツク図、 第８図は第１のレーダの掃引Ｎ−１においてレンジＭで
発生する第２のレーダからの妨害パルスを示す図、 第９図は第６図に示す妨害パルス検出器の機能ブロツク
図、 第10図は妨害パルス検出器により選択される出力を有す
る浮動小数点補間器に接続した正規化浮動小数点発生器
を示す機能ブロツク図である。 10……気象レーダ受信機及びデイジタル・プロセツサ・
システム、22……AGC減衰器、24……位相復調器、30、3
2……A/D変換器、34……AGC発生器、48……受信機、50
……デイジタル信号プロセツサ、70……AGC検出器、71
……A/Dデータ・レジスタ、72……AGC掃引メモリ、74〜
82……AGCレジスタ（Ｎ＋４）、90、92……浮動小数点
変換器、94……最大指数選択器、96……次のAGCレベル
発生器、100……対数マグニチユード発生器、102……仮
数対数発生器、110……妨害パルス検出器、112……対数
マグニチユード・レジスタ、140……浮動小数点発生
器、150……浮動小数点補間器、114、116、152、154、1
64、166……掃引遅延メモリ。

Claims (18)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】自動ゲイン・コントロール（AGC）を有
    し、複数のレーダ反射信号の生起し得る振幅範囲に対応
    するように受信機のダイナミック・レンジを調整するレ
    ーダ・システムであって、 レーダ反射信号を受け、第１の漸増AGCレベル（36）に
    応答して前記レーダ反射信号の生起し得る振幅範囲に対
    応するように前記受信機のダイナミック・レンジを調整
    するAGC減衰器（22）と、 前記AGC減衰器に接続され、複数のレーダ掃引のそれぞ
    れの複数のレンジ・セルに対しそれぞれ同相（Ｉ）成分
    及び直交（Ｑ）成分を有するビデオ信号表記を発生する
    位相復調器手段（24）と、 前記位相復調器手段からの各レンジ・セルについてのア
    ナログ・ビデオ信号表記をディジタル・ワードに変換す
    る第１及び第２のアナログ・ディジタル（A/D）変換器
    （30,32）と、 前記A/D変換器に接続され、次のレーダ掃引における各
    レンジ・セルに対し前記第１漸増AGCレベルを発生し、
    該AGCレベルを、前記ビデオ信号表記の前記Ｉ成分及び
    Ｑ成分のうちで大きな方の絶対値（95）と、前記絶対値
    により設定されたアナログ・ディジタル（A/D）限界条
    件（45）と、現在のレーダ掃引において前記レンジ・セ
    ルのうち対応するものの第２の漸増AGCレベル（41）
    と、前のレーダ掃引において対応するレンジ・セルのA/
    D限界条件（42）と、A/Dレベル・ガードバンドによって
    決定する、AGC発生器（34）と、 前記AGC発生器に接続され、それぞれ前記漸増AGCレベル
    に等しい指数を有する仮数によって正規化された浮動小
    数点表示による前記ビデオ信号表記の前記Ｉ成分及びＱ
    成分に対する前記ディジタル・ワードを処理してレーダ
    ・データを出力するディジタル信号プロセッサ（50）
    と、 から構成されるレーダ・システム。
  2. 【請求項２】特許請求の範囲第１項記載のシステムにお
    いて、 前記第１のA/D変換器（30）は前記同相（Ｉ）成分をID
    ディジタル・ワードに変換し、前記第２のA/D変換器（3
    2）は前記直交（Ｑ）成分をQDディジタル・ワードに変
    換する、レーダ・システム。
  3. 【請求項３】特許請求の範囲第２項記載のシステムにお
    いて、 前記IDディジタル・ワード及び前記QDディジタル・ワー
    ドは前記A/D変換器により２の補数系で生成される、レ
    ーダ・システム。
  4. 【請求項４】特許請求の範囲第２項記載のシステムにお
    いて、 前記IDディジタル・ワード及び前記QDデイジタル・ワー
    ドはそれぞれ前記浮動少数点表示において浮動小数点ワ
    ードの仮数部を形成すると共に、それぞれ前記第１のAG
    C値に等しく対応する浮動小数点指数を有し、前記IDデ
    ィジタル・ワード及び前記QDデイジタル・ワードが発生
    される、レーダ・システム。
  5. 【請求項５】特許請求の範囲第１項記載のシステムにお
    いて、 前記第１の漸増AGCレベルを発生する前記AGC発生器が6d
    B増分により前記AGC減衰器を変化させるレーダ・システ
    ム。
  6. 【請求項６】特許請求の範囲第１項記載のシステムにお
    いて、 前記ガードバンドが高パルス繰返周波数波形に対して6d
    Bのガードバンドを有し、 かつ前記ガードバンドが低パルス繰返周波数波形に対し
    て12dBのガードバンドを有するレーダ・システム。
  7. 【請求項７】複数のレンジ・セルをそれぞれが有する複
    数のレーダ掃引により生起し得る広い範囲の振幅内で変
    化し得るレーダ反射信号に対して動作する漸増自動ゲイ
    ン・コントロール（AGC）装置を有するレーダ・システ
    ムであって、 次の掃引AGCレベル（36）に応答してレーダ反射信号の
    生起し得る振幅範囲に対応するように前記受信機のダイ
    ナミック・レンジを調整する調整手段（22）と、 前記調整手段を介して前記レーダ反射信号の同相成分及
    び直交成分を受け、現在のレーダ掃引における対応する
    レンジ・セルに対するAGCレベル（41）と、現在掃引A/D
    限界条件（45）と、前の掃引A/D限界条件（42）とに基
    づいて、次のレーダ掃引における各レンジ・セルについ
    て前記次の掃引AGCレベルを決定する検出手段（34,70）
    と、 前記検出手段に接続され、前記次の掃引AGCレベル及び
    前記現在掃引A/D限界条件のそれぞれを記憶するメモリ
    手段（34,72）と、 前記メモリ手段に接続され、初期条件を設定すると共
    に、前記現在掃引AGCレベル及び前記前の掃引A/D限界条
    件を含む前記メモリ手段からの出力データを一時記憶す
    るレジスタ手段（34,74）と、 前記レジスタ手段に接続され、現在掃引AGCレベルを有
    する出力データ（41）を遅延させ、該出力データと、前
    記現在掃引AGCレベルにより減衰された前記レーダ反射
    信号から引出された前記同相成分及び直交成分と、の時
    間を一致させて前記検出手段により次の掃引AGCレベル
    を決定するために、遅延された出力データを前記検出手
    段に供給する遅延手段（34,76,78,80,82）と、 から構成されるレーダ・システム。
  8. 【請求項８】特許請求の範囲第７項記載のシステムにお
    いて、 前記検出手段（70）が、 前記同相成分及び直交成分の各々について仮数及び指数
    を発生する正規化浮動小数点変換手段（90,92）と、 前記浮動小数点変換手段に接続され、前記同相成分及び
    直交成分のうちの最大指数を選択するとともに、前記現
    在掃引A/D限界条件を検出する最大指数選択手段（94）
    と、 前記最大指数選択手段に接続され、選択されたA/Dレベ
    ルのガードバンドと、前記最大指数と、前記現在掃引AG
    Cレベルと、前記現在掃引A/D限界と、対応するレンジ・
    セルに対する前記前の掃引A/D限界とにより決定された
    前記次の掃引AGCレベルを発生する次のAGCレベル発生器
    （96）と、 から成るレーダ・システム。
  9. 【請求項９】特許請求の範囲第８項記載のシステムにお
    いて、選択された前記A/Dレベルのガードバンドが高パ
    ルス繰返周波数波形に対して6dBを有し、低パルス繰返
    周波数波形に対して12dBを有する、レーダ・システム。
  10. 【請求項１０】特許請求の範囲第９項記載のシステムに
    おいて、 前記現在掃引AGCレベルは、前記6dBガードバンドに対し
    て１だけ増加され、前記12dBガードバンド内のA/Dレベ
    ルに基づいて１又は２だけ増加されると共に、 前記現在掃引AGCレベルは、該現在掃引で限界が検出さ
    れ前記現在掃引に隣接する前記前の掃引において限界が
    検出されないときは、6dBガードバンドについて１だけ
    増加し、前記12dBガードバンド内のA/Dレベルに基づい
    て１又は２だけ増加して、前記次の掃引AGCレベルを発
    生する、レーダ・システム。
  11. 【請求項１１】特許請求の範囲第９項記載のシステムに
    おいて、 前記現在掃引AGCレベルは、 前記現在掃引に隣接する前の掃引において限界が検出さ
    れたときは、前記6dBガードバンドに対して２だけ増加
    され、前記12dBガードバンドに対して３だけ増加されて
    前記次のAGCレベルを発生させる、レーダ・システム。
  12. 【請求項１２】特許請求の範囲第９項記載のシステムに
    おいて、 前記現在掃引AGCレベルは、 前記レーダ反射信号が前記6dBガードバンドにおいて振
    幅が12dB減少し、前記12dBガードバンドにおいて振幅が
    18dB減少したとき、大きい方の指数レンジ０〜10におけ
    る前記6dBガードバンドに対して１だけ減少され、大き
    い方の指数レンジ０〜９における前記12dBガードバンド
    に対して１だけ減少されて前記次のAGCレベルを発生す
    る、レーダ・システム。
  13. 【請求項１３】特許請求の範囲第８項記載のシステムに
    おいて、 前記正規化浮動小数点変換手段は負の数を絶対値に変換
    する変換手段を有すると共に、 前記絶対値の浮動小数点の指数はA/Dオーバーフローが
    検出された場合固有の符号に設定され、前記符号がA/D
    限界を設定するとともに前記指数を予め定めた値に設定
    する、レーダ・システム。
  14. 【請求項１４】それぞれが複数のレンジ・セルを有する
    複数のレーダ掃引によるレーダ反射信号に対して動作す
    るレーダ受信機において可変ダイナミック・レンジを発
    生する方法であって、 次の掃引AGCレベルに応答して前記レーダ反射信号の生
    起し得る振幅範囲に対応するように前記受信機のダイナ
    ミック・レンジを調整する調整ステップと、 前記レーダ反射信号の同相成分及び直交成分から、現在
    の送信掃引における対応するレンジ・セルに対するAGC
    レベルと、現在掃引A/D限界条件と、前の掃引A/D限界条
    件に基づき、前記次の掃引における各レンジ・セルにつ
    いて前記次の掃引AGCレベルを決定するステップと、 メモリ手段に次の掃引AGCレベルと、前記現在掃引A/D限
    界条件とを記憶するステップと、 前記現在掃引AGCレベルと、前記前の掃引A/D限界条件と
    を有する前記メモリ手段からの出力データをレジスタ手
    段に一時記憶するステップと、 前記レジスタ手段が、現在掃引AGCレベルを有する出力
    データを遅延させ、該出力データと、前記現在掃引AGC
    レベルにより減衰された前記レーダ反射信号から引出さ
    れた前記同相成分及び直交成分とを時間的に一致させ
    て、遅延された出力データを使用して前記次の掃引AGC
    レベルを決定するステップと、 から構成される方法。
  15. 【請求項１５】特許請求の範囲第14項記載の方法におい
    て、 前記次の掃引における各レンジ・セルに対する次の掃引
    AGCレベルを決定するステップが、 前記同相成分及び直交成分のそれぞれに対する仮数及び
    指数を発生するステップと、 前記同相成分及び直交成分の最大指数を選択するステッ
    プと、 選択されたA/Dレベルのガードバンドと、前記最大指数
    と、前記現在掃引AGCレベルと、前記現在掃引A/D限界
    と、対応するレンジ・セルに対する前記前の掃引A/D限
    界とにより決定される前記次の掃引AGCレベルを発生す
    るステップと、 から成る方法。
  16. 【請求項１６】特許請求の範囲第14項記載の方法におい
    て、次の掃引AGCレベルに応答して前記ダイナミック・
    レンジを調整するステップが、 前記現在掃引AGCレベルを、前記6dBに対して１だけ、前
    記12dBガードバンド内のA/Dレベルに基づいて１又は２
    だけ増加させるステップと、 前記現在掃引において限界が検出され、前記現在掃引に
    隣接する前記前の掃引において限界が検出されなかった
    ときは、6dBガードバンドについて１だけ、また前記12d
    Bガードバンド内のA/Dレベルに基づいて１又は２だけ、
    前記現在掃引AGCレベルを増加して、前記次のAGCレベル
    を発生するステップと、 を有する方法。
  17. 【請求項１７】特許請求の範囲第14項記載の方法におい
    て、次の掃引AGCレベルに応答して前記ダイナミック・
    レンジを調整するステップが、 前記現在掃引に隣接する前の掃引において限界が検出さ
    れたとき、6dBガードバンドについて２だけ、12dBガー
    ドバンドについて３だけ前記現在掃引AGCレベルを増加
    して前記次の掃引AGCレベルを発生するステップから成
    る方法。
  18. 【請求項１８】特許請求の範囲第14項に記載の方法にお
    いて、 次の掃引AGCレベルに応答して前記ダイナミックレンジ
    を調整する前記ステップが、 前記6dBガードバンドにおいて12dBだけ、前記12dBガー
    ドバンドにおいて18dBだけ、前記レーダ反射信号の振幅
    が減少したとき、大きい方の指数レンジ０〜10における
    前記6dBガードバンドに対して１だけ、大きい方の指数
    レンジ０〜９における前記12dBガードバンドに対して１
    だけ前記現在掃引AGCレベルを減少させるステップから
    成る、方法。
JP61290321A 1985-12-05 1986-12-05 可変ダイナミック・レンジを有するレ−ダ・システム及び可変ダイナミック・レンジ発生方法 Expired - Lifetime JP2559383B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US804944 1985-12-05
US06/804,944 US4680588A (en) 1985-12-05 1985-12-05 Radar system with incremental automatic gain control

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPS62135783A JPS62135783A (ja) 1987-06-18
JP2559383B2 true JP2559383B2 (ja) 1996-12-04

Family

ID=25190287

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP61290321A Expired - Lifetime JP2559383B2 (ja) 1985-12-05 1986-12-05 可変ダイナミック・レンジを有するレ−ダ・システム及び可変ダイナミック・レンジ発生方法

Country Status (6)

Country Link
US (1) US4680588A (ja)
EP (1) EP0225787B1 (ja)
JP (1) JP2559383B2 (ja)
AU (1) AU588648B2 (ja)
CA (1) CA1271547A (ja)
DE (1) DE3689033T2 (ja)

Families Citing this family (43)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB8824653D0 (en) * 1988-10-21 1989-11-08 Thorn Emi Electronics Ltd Radar range finder
DE3922429C1 (ja) * 1989-07-07 1991-01-24 Deutsche Forschungsanstalt Fuer Luft- Und Raumfahrt Ev, 5300 Bonn, De
US5125008A (en) * 1990-03-09 1992-06-23 Scientific-Atlanta, Inc. Method and apparatus for autoranging, quadrature signal generation, digital phase reference, and calibration in a high speed rf measurement receiver
CA2038825A1 (en) * 1990-03-30 1991-10-01 Akio Nagamune In-furnace slag level measuring apparatus
US5095313A (en) * 1990-05-31 1992-03-10 Hughes Aircraft Company Transient glitch cancellation network
US5315303A (en) * 1991-09-30 1994-05-24 Trw Inc. Compact, flexible and integrated millimeter wave radar sensor
US5293325A (en) * 1991-11-22 1994-03-08 Alliedsignal Inc. Apparatus and method for compensating a radar's sensitivity timing control circuit
US5572452A (en) * 1995-02-03 1996-11-05 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Filter with feed-forward AGC
US5610613A (en) * 1995-09-15 1997-03-11 Raytheon Company Analog to digital conversion system
US6148048A (en) * 1997-09-26 2000-11-14 Cirrus Logic, Inc. Receive path implementation for an intermediate frequency transceiver
US7242912B2 (en) * 1998-05-29 2007-07-10 Silicon Laboratories Inc. Partitioning of radio-frequency apparatus
US7221921B2 (en) * 1998-05-29 2007-05-22 Silicon Laboratories Partitioning of radio-frequency apparatus
US6970717B2 (en) * 2001-01-12 2005-11-29 Silicon Laboratories Inc. Digital architecture for radio-frequency apparatus and associated methods
US6804497B2 (en) 2001-01-12 2004-10-12 Silicon Laboratories, Inc. Partitioned radio-frequency apparatus and associated methods
US7228109B2 (en) * 2001-01-12 2007-06-05 Silicon Laboratories Inc. DC offset reduction in radio-frequency apparatus and associated methods
US7024221B2 (en) * 2001-01-12 2006-04-04 Silicon Laboratories Inc. Notch filter for DC offset reduction in radio-frequency apparatus and associated methods
US7092675B2 (en) * 1998-05-29 2006-08-15 Silicon Laboratories Apparatus and methods for generating radio frequencies in communication circuitry using multiple control signals
US6993314B2 (en) 1998-05-29 2006-01-31 Silicon Laboratories Inc. Apparatus for generating multiple radio frequencies in communication circuitry and associated methods
US7035607B2 (en) * 1998-05-29 2006-04-25 Silicon Laboratories Inc. Systems and methods for providing an adjustable reference signal to RF circuitry
US6903617B2 (en) 2000-05-25 2005-06-07 Silicon Laboratories Inc. Method and apparatus for synthesizing high-frequency signals for wireless communications
US6654594B1 (en) * 2000-05-30 2003-11-25 Motorola, Inc. Digitized automatic gain control system and methods for a controlled gain receiver
US20030232613A1 (en) * 2001-01-12 2003-12-18 Kerth Donald A. Quadrature signal generation in radio-frequency apparatus and associated methods
US7031683B2 (en) * 2001-01-12 2006-04-18 Silicon Laboratories Inc. Apparatus and methods for calibrating signal-processing circuitry
US7035611B2 (en) * 2001-01-12 2006-04-25 Silicon Laboratories Inc. Apparatus and method for front-end circuitry in radio-frequency apparatus
US7177610B2 (en) * 2001-01-12 2007-02-13 Silicon Laboratories Inc. Calibrated low-noise current and voltage references and associated methods
US7138858B2 (en) 2001-01-12 2006-11-21 Silicon Laboratories, Inc. Apparatus and methods for output buffer circuitry with constant output power in radio-frequency circuitry
US7158574B2 (en) * 2001-01-12 2007-01-02 Silicon Laboratories Inc. Digital interface in radio-frequency apparatus and associated methods
US6594000B2 (en) * 2001-01-25 2003-07-15 Science And Technology Corporation Automatic gain control system for use with multiple wavelength signal detector
AU2003220281A1 (en) * 2002-03-15 2003-09-29 Silicon Laboratories Inc. Radio-frequency apparatus and associated methods
US20120256778A1 (en) * 2003-07-02 2012-10-11 M/A Com, Inc. Short-range vehicular radar system
US20050104766A1 (en) * 2003-11-14 2005-05-19 Brian Bandhauer Radar detection zone pattern shaping
US7760825B2 (en) * 2004-02-19 2010-07-20 Stmicroelectronics S.A. Device and method for suppressing pulse interferences in a signal
JP4662737B2 (ja) * 2004-06-17 2011-03-30 セイコーＮｐｃ株式会社 アッテネータ、アッテネータの減衰量取得方法及びプログラム
US7417578B1 (en) * 2005-03-08 2008-08-26 Rockwell Collins, Inc. Removal of spurious aircraft detections on weather radar
EP1750367B1 (en) * 2005-08-04 2009-07-15 Dibcom Method and device for automatic gain control with limited jitter
US7701371B2 (en) * 2006-04-04 2010-04-20 Qualcomm Incorporated Digital gain computation for automatic gain control
JP4724694B2 (ja) * 2007-08-08 2011-07-13 日立オートモティブシステムズ株式会社 電波レーダ装置
JP6031267B2 (ja) * 2012-06-21 2016-11-24 古野電気株式会社 干渉検出装置、干渉除去器、レーダ装置、干渉検出方法および干渉検出用プログラム
JP6272703B2 (ja) * 2014-01-30 2018-01-31 パナソニック株式会社 レーダ装置
US11294030B2 (en) * 2019-04-02 2022-04-05 GM Global Technology Operations LLC Adaptive range-selective gain control in radar system
US11143747B2 (en) * 2019-07-11 2021-10-12 GM Global Technology Operations LLC Methods and systems for classifying received signals from radar system
US11552650B2 (en) 2019-10-03 2023-01-10 Raytheon Company Methods to compress range doppler map (RDM) values from floating point to decibels (dB)
CN110927670B (zh) * 2019-12-05 2022-06-28 成都圭目机器人有限公司 一种浅层对地雷达信号自动增益方法

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3719942A (en) * 1970-09-30 1973-03-06 Hughes Aircraft Co Adaptive automatic gain control for radar systems
US3781882A (en) * 1970-09-30 1973-12-25 Hughes Aircraft Co Adaptive digital automatic gain control for mti radar systems
US3700871A (en) * 1971-06-21 1972-10-24 Shell Oil Co Multiple multiplexer gain-ranging amplifier
US3781883A (en) * 1972-03-10 1973-12-25 Hughes Aircraft Co Dynamic range control system having amplitude restoration
US3786506A (en) * 1972-03-10 1974-01-15 Hughes Aircraft Co Dynamic range control system
US4058809A (en) * 1972-06-26 1977-11-15 Control Data Corporation MTI system and method
US3944942A (en) * 1972-06-26 1976-03-16 Control Data Corporation Automatic gain control circuit and method
US4062011A (en) * 1972-08-21 1977-12-06 Control Data Corporation MTI System processor and method
NL174675C (nl) * 1976-09-06 1984-07-16 Hollandse Signaalapparaten Bv Inrichting voor het opwekken van de regelspanning voor de automatische sterkteregeling van een impulsradarapparaat.
US4233604A (en) * 1978-11-27 1980-11-11 Thomson-Csf Receiver with fixed-echo suppressor
US4191995A (en) * 1979-01-02 1980-03-04 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Digital automatic gain control circuit
FR2503897A1 (fr) * 1981-04-14 1982-10-15 Thomson Csf Procede et dispositif de calcul du logarithme du module d'un signal video frequence a partir de ses composantes en quadrature, application a un dispositif de traitement d'informations radar ou de telecommunications
US4571590A (en) * 1983-07-13 1986-02-18 Westinghouse Electric Corp. System for adaptively adjusting radar receiver attenuation

Also Published As

Publication number Publication date
EP0225787A2 (en) 1987-06-16
AU6535186A (en) 1987-06-11
DE3689033D1 (de) 1993-10-21
EP0225787B1 (en) 1993-09-15
AU588648B2 (en) 1989-09-21
EP0225787A3 (en) 1988-09-07
JPS62135783A (ja) 1987-06-18
DE3689033T2 (de) 1994-04-14
US4680588A (en) 1987-07-14
CA1271547A (en) 1990-07-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2559383B2 (ja) 可変ダイナミック・レンジを有するレ−ダ・システム及び可変ダイナミック・レンジ発生方法
JP2581683B2 (ja) パルス妨害検出装置及び方法
US7903024B2 (en) Adaptive moving target indicator (MTI) clutter rejection filter for radar systems
JP3388506B2 (ja) 改良されたクラスタ目標分解機能のパルス・ドップラ・レーダー・システム
US4713664A (en) Point clutter threshold determination for radar systems
CA2206751C (en) Reception automatic gain control system and method
US4117538A (en) Radar system with specialized weighting
US3761922A (en) Digital mean level detector
US4213127A (en) Doubly adaptive CFAR apparatus
EP0062519B1 (en) Adaptive constant false alarm rate (cfar) processor
US3611369A (en) Quantizer system with adaptive automatic clutter elimination
US4636793A (en) Adaptive MTD digital processor for surveillance radar
US5630221A (en) Dynamic range extension system
US4013998A (en) System to render constant the probability of false alarm in radar signals converted into numerical form
US4649389A (en) Stacked beam radar and target height measurement extractor especially for use therein
US4212084A (en) Beam-former for FFT-based signal processor
US4318101A (en) MTI Radar comprising a processor selectively operable as a Weibull and a Rayleigh clutter suppressor
US3718927A (en) Automatic digital error detector for radar range tracking
EP0227457B1 (en) Radar system
US4104631A (en) Method and system for clutter blanking in a radar target processor
US3781883A (en) Dynamic range control system having amplitude restoration
US4320397A (en) Echo tracker/range finder for radars and sonars
US4940988A (en) Two parameter clutter map
US4003052A (en) Digital prefilter for clutter attenuation in MTI radars
JPH07294628A (ja) 信号処理装置