JPH0728553A - クロック発生回路、及びデータ処理装置 - Google Patents

クロック発生回路、及びデータ処理装置

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JPH0728553A
JPH0728553A JP5195512A JP19551293A JPH0728553A JP H0728553 A JPH0728553 A JP H0728553A JP 5195512 A JP5195512 A JP 5195512A JP 19551293 A JP19551293 A JP 19551293A JP H0728553 A JPH0728553 A JP H0728553A
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JP
Japan
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clock
circuit
constant current
delay
mos transistor
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Withdrawn
Application number
JP5195512A
Other languages
English (en)
Inventor
Kazufumi Suzukawa
一文 鈴川
Takayuki Kuchiki
隆之 朽木
Kiyoshi Matsubara
清 松原
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Hitachi Microcomputer System Ltd
Hitachi Ltd
Original Assignee
Hitachi Microcomputer System Ltd
Hitachi Ltd
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Publication date
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明の目的は、ノンオーバラップ時間の変
動を抑えるための技術を提供することにある。 【構成】 クロック発生回路において、クロックを取込
んで第1クロックを形成するための第1回路10Aと、
クロックを反転するための反転回路INV3と、この反
転出力を取込んで第2クロックを形成するための第2回
路10Bとを設け、さらに、入力されたクロックを遅延
するための遅延回路6と、定電流源を介してキャパシタ
の充放電を制御することによって遅延回路6の遅延量を
制御するための遅延量制御回路7とを含んで、第1回路
及び第2回路を形成することによって、クロック回路に
おける電源電圧や温度変動の依存性を低減する。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、半導体集積回路に内蔵
したクロック発生回路に適用して特に有効な技術に関
し、例えばシングルチップマイクロコンピュータのよう
なデータ処理装置のクロック発生回路に利用して有効な
技術に関するものである。
【0002】
【従来の技術】従来、シングルチップマイクロコンピュ
ータに内蔵されるクロック発生回路は、外付けの振動子
と接続される発振回路とその出力を(1/2)のn乗に
分周する分周器とで構成され、デューティ(1周期に対
するハイレベル期間の割合)50パーセントのクロック
パルスを生成していた。上記クロック発生回路の例とし
て、平成元年12月(株)日立製作所発行「H8/53
2 HD647532,HD6435328 ハードウ
ェアマニュアル」第2版に記載されている。
【0003】ところで、ノンオーバラップクロックによ
る同期制御方式は、安定な同期動作を実現するための最
も一般的な方式である。
【0004】ノンオーバラップ2相クロック発生させる
従来技術としては、図5に示されるように、ゲート回路
(G1,G2,及びG3,G4)によって掲載される遅
延回路12を用いるのが、一般的である。図6には当該
従来回路の動作タイミングが示される。
【0005】入力クロックCKをインバータによって反
転させてクロックCKBを生成し、インバータG1,G
2による遅延出力CK2DBを生成し、それと上記入力
クロックCKとのアンド論理を得ることによって、入力
クロックCKと同相クロックの前縁を削り、第1クロッ
クCK1を生成する。同様に、インバータG3,G4に
よる遅延出力CK1DBを生成し、それと上記クロック
CKBとのアンド論理を得ることによって、入力クロッ
クCKと逆相クロックの前縁を削り、第2クロックCK
2を生成する。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ノンオーバ
ラップ2相クロックによる同期制御方式においては、ノ
ンオーバラップ2相クロックの時間の変動を可能な限り
抑える必要がある。このノンオーバラップ2相クロック
の変動幅は、プロセス変動や使用環境を考慮して10n
s程度とられている。従って、システムが高速化される
ほど、ラッチから次のラッチまでの間で有効に使える論
理伝搬時間の割合が減少される。例えば、10MHzの
クロックの場合、90nsが区間が有効な論理伝搬時間
とされ、これは1ステート100nsの場合の90パー
セントに相当するが、有効論理伝搬時間は、クロック周
波数が20MHzの場合には80パーセントに、30M
Hzの場合には70パーセントに、40MHzの場合に
は60パーセントに、それぞれ減少される。
【0007】一般に、ゲート遅延時間は、電源電圧の低
下により、また、温度上昇により大幅に増加する。シス
テムの高速動作のため、論理伝搬時間は、低電圧、且つ
高温側で必要とされるが、上記従来例のようにゲート遅
延回路を利用してノンオーバラップ時間を形成する場合
には、ノンオーバラップ時間もこの条件で増加してしま
う。このことが、システムの高速化を阻害する主たる要
因とされるのが、本発明者によって見いだされた。
【0008】本発明の目的は、電源電圧や温度変動に起
因する、ノンオーバラップ時間の変動を抑えるための技
術を提供することにある。
【0009】本発明の上記並びにその他の目的と新規な
特徴は本明細書の記述及び添付図面から明らかになるで
あろう。
【0010】
【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば下記
の通りである。
【0011】すなわち、クロック発生回路において、ク
ロックを取込んで第1クロックを形成するための第1回
路と、上記クロックを反転するための反転回路と、この
反転出力を取込んで第2クロックを形成するための第2
回路とを設け、さらに、入力されたクロックを遅延する
ための遅延回路と、定電流源を介してキャパシタの充放
電を制御することによって上記遅延回路の遅延量を制御
するための遅延量制御回路とを含んで、上記第1回路及
び第2回路を形成する。このとき、入力されたクロック
を1/2分周することによって、デューティ50パーセ
ントのクロックを生成するための分周回路を、上記第1
回路及び第2回路の前段に配置することができる。ま
た、上記遅延制御回路は、上記キャパシタへの充電のた
めの第1定電流源と、上記キャパシタの放電のための第
2定電流源とを含み、この第1定電流源及び第2定電流
源の電流値を互いに異ならせることによって、デューテ
ィ50パーセント未満のクロックを得るように構成する
ことができる。
【0012】そして、上記のように構成されたクロック
発生回路と、このクロック発生回路で発生されたノンオ
ーバラップクロックに基づいて動作される複数の機能モ
ジュールとを含んでデータ処理装置を構成することがで
きる。
【0013】
【作用】上記した手段によれば、上記遅延量制御回路
は、定電流源を介してキャパシタの充放電を制御するこ
とによって上記遅延回路の遅延量を制御し、このこと
が、遅延回路の温度依存性や電源電圧依存性を緩和する
ように作用し、ノンオーバラップ時間の変動を抑える。
【0014】
【実施例】図4には本発明の一実施例であるシングルチ
ップマイクロコンピュータが示される。
【0015】この実施例のシングルチップマイクロコン
ピュータ1は、CPU11、ROM(リードオンリメモ
リ)12、RAM(ランダムアクセスメモリ)13、D
MAC(ダイレクトメモリアクセスコントローラ)1
4、BUSC(バスステートコントローラ)15、IN
TC(割込みコントローラ)16、SCI(シリアルコ
ミュニケーションインタフェース)17、TIM(タイ
マユニット)18、ADC(アナログディジタルコンバ
ータ)19、WDT(ウォッチドッグタイマ)20、C
PG(クロックパルスジェネレータ)21、ポートA2
2、ポートB23、ポートC24、アドレスバッファ2
5、データ/アドレスバッファ26などの複数の機能モ
ジュールから構成され、公知のCMOS半導体製造技術
によって一つの半導体基板上に形成されている。
【0016】CPUで実行されるプログラム命令は、R
OM12だけでなくRAM13にも格納することができ
るようになっている。また、RAM13は必しもCPU
と同一の半導体基板上に形成されている必要は無く、外
付けされて使用されてもよい。この場合に上記アドレス
バッファ25、データ/アドレスバッファ26を介して
アクセスされる。ROM12には、いわゆるマスクRO
M、EPROM、EEPROM、フラッシュメモリ等を
適用することができる。
【0017】低消費電力状態に遷移するための命令がC
PU11で実行されて、制御信号が直接又は他の周辺機
能(例えばWDT20)を介してCPG21に入力され
る。低消費電力状態には、例えば、CPU11が停止す
るモード(スリープ命令)、CPU11、周辺機能及び
CPG21が停止するモード(スタンバイ命令)があ
る。
【0018】ポートC24には、DRAM(ダイナミッ
クランダムアクセスメモリ)を直接インタフェースする
ための制御回路が含まれ、DRAMに必要なRAS(ロ
ウアドレスストローブ)信号やCAS(カラムアドレス
ストローブ)信号が形成される。ポートC24には、D
RAMに必要な制御信号(RAS、CAS等)を形成す
るためのクロックがCPG21から供給される。
【0019】CPU11、ROM12、RAM13、D
MAC14、BUSC15、INTC16、SCI1
7、TIM18、ADC19、WDT20、ポートA2
2、ポートB23、ポートC24、アドレスバッファ2
5及びデータ/アドレスバッファ26には、デューティ
50パーセント未満のノンオーバラップクロックがCP
G21から供給される。
【0020】また、DRAMを直接インタフェースする
場合は、アドレスバッファ25、データ/アドレスバッ
ファ26は、DRAMに必要なアドレスをマルチプレク
スして出力する。これにより、上記シングルチップマイ
クロコンピュータ1は、DRAMと直接接続されたシス
テムを構成する。
【0021】尚、この実施例のシングルチップマイクロ
コンピュータ1は、電源電圧が5V付近のほか3V付近
の低電圧でも動作が可能である。
【0022】図1には上記CPG21の主要部の構成例
が示される。
【0023】図1に示されるクロック発生回路33は、
特に制限されないが、外部クロック信号CKiを1/2
分周することによって、デューティ50パーセントのク
ロックCKi1を生成するための分周回路9と、この分
周回路9から出力されたクロックCKi1のデューティ
を調整するための第1デューティ調整回路10Aと、上
記分周回路9から出力されたクロックCKi1を反転す
るためのインバータINV3と、このインバータINV
3の後段に配置され、当該インバータから出力されたク
ロックCKi2のデューティを調整するための第2デュ
ーティ調整回路10Bとを含む。
【0024】分周回路9は、特に制限されないが、図2
に示されるように、外部クロックCKiをトリガとして
二つの安定状態を有する論理回路とされ、2入力アンド
回路91,92、その後段に配置された2入力ノア回路
93,94、さらに2入力オア回路95,96、及び2
入力ナンドゲート、及び2入力ナンド回路97,98、
インバータ99とを含む。外部クロックCKi1は上記
2入力アンドゲートに入力されるようになっている。
【0025】上記第1デューティ調整回路10Aは、特
に制限されないが、入力されたクロックを遅延するため
の遅延回路6と、定電流源を介してキャパシタの充放電
を制御することによって上記遅延回路6でのクロック遅
延量を制御するための遅延量制御回路7とを含む。上記
遅延回路6は、特に制限されないが、pチャンネル型M
OSトランジスタPM10とnチャンネル型MOSトラ
ンジスタNM10とが、nチャンネル型MOSトランジ
スタNM11を介して直列接続され、pチャンネル型M
OSトランジスタPM10とnチャンネル型MOSトラ
ンジスタNM11との結合箇所と低電位側電源Vssと
の間にキャパシタC1が設けられて成る。pチャンネル
型MOSトランジスタPM10がオンされたときに、キ
ャパシタC1に蓄積された電荷が、nチャンネル型MO
SトランジスタNM10がオンされたときに放電され
る。このとき、nチャンネル型MOSトランジスタNM
11は、遅延量制御回路7によって制御される可変抵抗
器として作用する。この遅延回路6からのクロック出力
は、インバータINV10で反転される。この反転出力
は、クロックCK145として、後段回路へ出力される
とともに、上記遅延量制御回路7へ伝達される。
【0026】上記遅延量制御回路7は、特に制限されな
いが、それぞれ高電位側電源Vdd、低電位側電源Vs
sに結合されることによって所定の定電流を回路へ供給
するように作用する定電流源41,42と、クロックC
K145を反転するため、互いに直列接続されたpチャ
ンネル型MOSトランジスタPM11、nチャンネル型
MOSトランジスタNM12、及びその直列接続箇所に
結合されたキャパシタCDとを含む。
【0027】遅延回路6の入力状態がハイレベルからロ
ーレベルになったとき、キャパシタC1が急速に充電さ
れ、インバータINV10の出力論理状態がローレベル
になる。すると、pチャンネル型MOSトランジスタP
M11がオンされ、定電流ICが流れることによってキ
ャパシタCDが充電される。この充電によりnチャンネ
ル型MOSトランジスタNM11のゲート電極の電位が
上昇し、当該MOSトランジスタNM11のオン抵抗が
制御され、キャパシタC1の蓄積電荷の放電が可能とさ
れる。しかし、nチャンネル型MOSトランジスタNM
10がオフ状態であるため、キャパシタC1の蓄積電荷
は放電されずに、クロックCK145はローレベルのま
まの状態とされる。
【0028】次に、入力クロックCKi1がローレベル
からハイレベルに変ると、pチャンネル型MOSトラン
ジスタPM10はオフ状態とされ、nチャンネル型MO
SトランジスタNM11がオン状態とされる。すると、
キャパシタC1の蓄積電荷が、nチャンネル型MOSト
ランジスタNM10,NM11を介して放電される。こ
の放電により、キャパシタC1の端子電位が、インバー
タINV10の論理しきい値より低くなったとき、当該
インバータINV10の出力論理が反転される。
【0029】クロックCKi1についてのデューティ
は、キャパシタCDの充放電電流IC、IDを制御する
ことによって調整可能とされる。そのような充放電電流
制御は定電流源41,42を制御することによって可能
とされる。ここで、クロックCK145のデューティD
は、次式によって示される。 D=ID/(IC+ID) 上式において、IC=IDのとき、50パーセントのデ
ューティクロックが得られる。そして、IC>IDのと
きには、 D=1/(IC/ID+1)<0.5 となり、50パーセント未満のデューティクロックを得
ることができる。
【0030】特に制限されないが、本実施例では、IC
>IDとなるように定電流源41,42を調整すること
によって、デューティ45パーセントのノンオーバラッ
プクロックを得るようにしている。定電流源41,42
の調整は、それを構成するMOSトランジスタのゲート
電極に印加される電圧を制御することによって可能とさ
れる。
【0031】尚、デューティ調整回路10Bは、デュー
ティ調整回路10Aと同一構成とされるので、その詳細
な説明は省略する。
【0032】図3には図1に示されるCPG21におけ
る主要部の動作波形が示される。
【0033】クロックCKiが分周回路9で分周される
ことによって、デューティ50パーセントのクロックC
Ki1が得られ、デューティ調整回路10Aにおいて、
デューティ45パーセントのクロックCK145が生成
される。一方、上記分周回路9からの出力クロックCK
i1がインバータINV3で反転されることによって、
クロックCKi2が形成され、それが、デューティ調整
回路10Bへ入力されることによって、デューティ45
パーセントのクロックCK245が形成される。そのよ
うにして生成されたクロックCK145,CK245
が、ノンオーバラップ2相クロックとされる。分周回路
9の出力がデューティ50パーセントであり、それが、
デューティ補正回路10A,10Bでデューティ45パ
ーセントに調整されているため、ノンオーバラップ2相
クロックCK145,CK245のノンオーバラップ時
間は5パーセントとなる。
【0034】上記実施例によれば以下の作用効果が得ら
れる。
【0035】遅延量制御回路7では、定電流源41,4
2を介してキャパシタの充放電が制御されることによっ
て、遅延回路6の遅延量が制御される。このとき、IC
>IDとなるように定電流源41,42を調整すること
によって、デューティ45パーセントのノンオーバラッ
プクロックを得ることができる。定電流源41,42の
調整は、それを構成するMOSトランジスタのゲート電
極に印加される電圧を制御することによって可能とされ
る。そのような構成によれば、従来回路のように、ゲー
ト回路によって掲載される遅延回路を採用する場合に比
して、遅延回路の温度依存性や電源電圧依存性を緩和す
ることができるので、ノンオーバラップ時間の変動を抑
えることができる。
【0036】図7には上記デューティ調整回路10Aの
他の構成例が示される。
【0037】遅延回路74は、ソースが高電位側電源V
ddに接続されているpチャンネル型MOSトランジス
タPM1、並列に接続されているpチャンネル型MOS
トランジスタPM2、nチャンネル型MOSトランジス
タNM1と、ソースが基準電圧(GND)に接続されて
いるnチャンネル型MOSトランジスタNM2と、コン
デンサC1と、インバータINV1、3段のインバータ
からなる波形整形回路80で構成されている。
【0038】遅延量制御回路75は、遅延回路74から
の出力クロックルスCK145を取込んで、その切換え
を行うスイッチ回路84と、充電用定電流源82と、放
電用定電流源83と、それらを制御するカレントミラー
かいろ85と、上記nチャンネル型MOSトランジスタ
NM1のゲート電圧となるコンデンサC2と、低消費電
力状態時に上記VGをある電位に保つためのスイッチM
OSであるNM6から構成されている。
【0039】上記並列に接続されているpチャンネル型
MOSトランジスタPM2と、nチャンネル型MOSト
ランジスタNM1とのオン抵抗と、コンデンサC1の容
量の時定数が主たる遅延作用を生じさせている。この遅
延作用を調整するための制御電圧VGは、制御回路75
におけるコンデンサC2の電圧である。コンデンサC2
は、上記定電流源82から充電されるか、又は上記定電
流源83へ放電される。
【0040】スイッチ回路84のpチャンネル型MOS
トランジスタPM3とnチャンネル型MOSトランジス
タNM3は、波形整形回路80からの出力クロックルス
CK145を受けて、上記充電用定電流源82及び上記
放電用定電流源83を交互にコンデンサC2に接続する
ための切換回路を構成している。
【0041】入力パルスCKi1は、pチャンネル型M
OSトランジスタPM1とnチャンネル型MOSトラン
ジスタNM2とを駆動する。また、上記入力パルスCK
i1は、同時にインバータINV1を経て、pチャンネ
ル型MOSトランジスタPM2のゲート電圧となる。
【0042】入力パルスCKi1がハイレベルからロー
レベルに変わると、pチャンネル型MOSトランジスタ
PM1が導通し、nチャンネル型MOSトランジスタN
M2が遮断されて、コンデンサC1は急速に充電され
る。従って、入力パルスCKi1の立ち下がり線と、そ
れに対応する波形整形回路80からの出力クロックパル
スCK145の立ち下がり線との間の遅延時間は極めて
小さい。また、同時にインバータINV1により反転さ
れ、pチャンネル型MOSトランジスタPM2が遮断さ
れている。
【0043】その結果、パルスCK135はハイレベル
となり、波形整形回路80によって反転されたクロック
ルスCK145はローレベルとなる。
【0044】上記遅延量制御回路75の入力クロックC
K145がローレベルの場合には、スイッチ回路74の
pチャンネル型MOSトランジスタPM3が導通し、コ
ンデンサC2は上記定電流源82により急速に充電され
る。従って、VGは徐々にハイレベルとなり上記nチャ
ンネル型MOSトランジスタNM1も徐々に導通する。
しかしながら、上記nチャンネル型MOSトランジスタ
NM2は、非導通であるため、放電されずに上記コンデ
ンサC1を充電し続け、クロックCK145はローレベ
ルのままになっている。
【0045】次に、入力パルスCKi1がローレベルか
らハイレベルに変わると、上記pチャンネル型MOSト
ランジスタPM1は非導通となる。また、上記インバー
タINV1の出力はローレベルになり、上記pチャンネ
ル型MOSトランジスタPM2は導通する。上記nチャ
ンネル型MOSトランジスタNM2が導通し、上記コン
デンサC1の電荷は上記nチャンネル型MOSトランジ
スタNM2と、上記pチャンネル型MOSトランジスタ
PM2と、上記nチャンネル型MOSトランジスタNM
1を通って放電される。しかしながら、上記nチャンネ
ル型MOSトランジスタNM1のゲート電圧は完全なハ
イレベルでないため、上記nチャンネル型MOSトラン
ジスタNM1のオン抵抗は高く、放電は徐々に行われ
る。
【0046】さらに、クロックCK145がローレベル
である期間中は、pチャンネル型MOSトランジスタP
M3が導通して、上記定電流源82からコンデンサC2
を充電し、クロックCK145がハイレベルにある期間
中は、nチャンネル型MOSトランジスタNM3が導通
して、コンデンサC2は上記定電流源83へ放電する。
従って、制御電圧VGは、クロックCK145のハイレ
ベル期間がローレベル期間に比して長いほど減少傾向が
強い。そして、制御電圧VGが小さくなるほど、nチャ
ンネル型MOSトランジスタNM1のオン抵抗は大きく
なり、その結果、立ち下がり時の遅延時間が増大し、ク
ロックパルスCK145のローレベル期間が減少する。
【0047】MOSトランジスタのオン抵抗を利用した
遅延回路において、MOSトランジスタのゲート電圧が
低くなると、そのオン抵抗が急激に増加し、遅延量も急
激に増加する。それは、電源電圧が3V等の低電圧動作
において特に重視される。
【0048】いま、図8に示されるように、nチャンネ
ル型MOSトランジスタNM1のゲート電圧であるVG
の電圧が低くなると、nチャンネル型MOSトランジス
タNM1のオン抵抗は増加し、最終的には無限大とな
る。この場合にpチャンネル型MOSトランジスタPM
2とnチャンネル型MOSトランジスタNM2を並列に
接続することにより、無限大に増加するオン抵抗を制限
することができる(L2の実線)。そのように並列接続
されたMOSトランジスタがない場合にMOSトランジ
スタのオン抵抗は、そのゲート電圧VGの微小変動に対
し急激に変動する(L1の点線)。MOSトランジスタ
のゲート電圧の微小変動(△VG)に対して、オン抵抗
は大きく変動(△r2)することになる。パルス波形の
遅延量は、この抵抗に比例して増加するため、このこと
はパルス操作回路の不安定動作につながる。
【0049】本実施例では、上記カレントミラー回路8
5の貫通電流を防ぐためにnチャンネル型MOSトラン
ジスタNM5を設けている。制御信号ST*(*はロー
アクティブを示す)がアサートされることによって低消
費電力状態が指定された場合、nチャンネル型MOSト
ランジスタNM5がオフされることにより、カレントミ
ラー回路85の動作が停止され、それにより、遅延量制
御回路75の動作が停止されるので、低消費電力を図る
ことができる。
【0050】また、コンデンサC2を充放電する回路の
電位固定用に、高電位側電源Vdd側にスイッチ回路と
してのnチャンネル型MOSトランジスタNM6を設け
ている。このnチャンネル型MOSトランジスタNM6
のゲート電極には、制御信号ST*がインバータINV
2で反転されてから伝達される。電位固定されたとき、
高電位側電源Vddレベルよりスレッショルド電圧分、
電位をずらしている。これにより、nチャンネル型MO
SトランジスタNM1のゲート電圧を、高電位側電源V
ddと、低電位側電源Vssとの中間電位に固定するこ
とができ、遅延量を調整するために必要な最大時間を減
らすことができる。
【0051】以上本発明者によってなされた発明を実施
例に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定
されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲におい
て種々変更可能であることは言うまでもない。
【0052】例えば、上記実施例では分周回路9を有す
るものについて説明したが、2相クロックCK145,
CK245のハイレベル時間を等しくする必要が無い場
合には、当該分周回路9は不要とされる。
【0053】以上の説明では主として本発明者によって
なされた発明をその背景となった利用分野であるシング
ルチップマイクロコンピュータに適用した場合について
説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、
クロック発生回路を必要とする各種半導体集積回路、例
えば、マイクロプロセッサ、CPUをコアとして品種展
開されたASICやCBICに広く適用することができ
る。
【0054】本発明は、少なくともノンオーバラップク
ロックを生成することを条件に適用することができる。
【0055】
【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記
の通りである。
【0056】すなわち、定電流源を介してキャパシタの
充放電を制御することによって遅延回路の遅延量を制御
されることによって、回路の温度依存性や電源電圧依存
性が緩和されるので、ノンオーバラップ時間の変動を抑
えることができる。このことは、ノンオーバラップクロ
ックに基づいて動作される複数の機能モジュールを含ん
で成る各種データ処理装置において、処理速度の高速化
を図る上で有効とされる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施例であるシングルチップマイク
ロコンピュータに含まれるクロック発生回路の構成ブロ
ック図である。
【図2】上記クロック発生回路に含まれる分周回路の構
成回路図である。
【図3】上記クロック発生回路における主要部の動作波
形図である。
【図4】上記シングルチップマイクロコンピュータの全
体的な構成を示すブロック図である。
【図5】クロック発生回路の従来例回路図である。
【図6】従来のクロック発生回路における動作波形図で
ある。
【図7】上記クロック発生回路に含まれるデューティ調
整回路の他の構成例回路図である。
【図8】MOSトランジスタのゲート電圧とオン抵抗と
の関係を示す特性図である。
【符号の説明】
6 遅延回路 7 遅延量制御回路 9 分周回路 10A デューティ調整回路 10B デューティ調整回路 11 CPU 12 ROM 13 RAM 14 DMAC 15 BUSC 16 INTC 17 SCI 18 TIM 19 ADC 20 WDT 21 CPG 22 ポートA 23 ポートB 24 ポートC 25 アドレスバッファ 26 データ/アドレスバッファ 41 定電流源 42 定電流源 C1,CD キャパシタ INV1 インバータ INV2 インバータ INV3 インバータ INV10 インバータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松原 清 東京都小平市上水本町5丁目20番1号 株 式会社日立製作所半導体事業部内

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 入力されたクロックに基づいてノンオー
    バラップクロックを生成するためのクロック発生回路に
    おいて、上記クロックを取込んで第1クロックを形成す
    るための第1回路と、上記クロックを反転するための反
    転回路と、この反転出力を取込んで第2クロックを形成
    するための第2回路と含み、上記第1回路及び第2回路
    は、入力されたクロックを遅延するための遅延回路と、
    定電流源を介してキャパシタの充放電を制御することに
    よって上記遅延回路の遅延量を制御するための遅延量制
    御回路とを含んで成ることを特徴とするクロック発生回
    路。
  2. 【請求項2】 入力されたクロックを1/2分周するこ
    とによって、デューティ50パーセントのクロックを生
    成するための分周回路が、上記第1回路及び第2回路の
    前段に配置されて成る請求項1記載のクロック発生回
    路。
  3. 【請求項3】 上記遅延制御回路は、上記キャパシタへ
    の充電のための第1定電流源と、上記キャパシタの放電
    のための第2定電流源とを含み、この第1定電流源及び
    第2定電流源の電流値を互いに異ならせることによっ
    て、デューティ50パーセント未満のクロックを得るよ
    うに構成された請求項1記載のクロック発生回路。
  4. 【請求項4】 請求項1乃至3のいずれか1項記載のク
    ロック発生回路と、このクロック発生回路で発生された
    ノンオーバラップクロックに基づいて動作される複数の
    機能モジュールとを含んで成るデータ処理装置。
JP5195512A 1993-07-13 1993-07-13 クロック発生回路、及びデータ処理装置 Withdrawn JPH0728553A (ja)

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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6788110B2 (en) 2002-06-28 2004-09-07 Oki Electric Industry Co., Ltd. Clock signal feeding circuit

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