JPH07241072A - 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH07241072A JPH07241072A JP2856594A JP2856594A JPH07241072A JP H07241072 A JPH07241072 A JP H07241072A JP 2856594 A JP2856594 A JP 2856594A JP 2856594 A JP2856594 A JP 2856594A JP H07241072 A JPH07241072 A JP H07241072A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング
損失を低減する。 【構成】 直流電源１と、直流電源１の一端に接続され
たリアクトル４と、リアクトル４及び直流電源１の他端
間に接続されたトランジスタ２と、トランジスタ２と並
列に接続されたダイオード３及びコンデンサ５の直列回
路と、コンデンサ５と並列に接続された負荷６と、トラ
ンジスタ２と並列に接続されたリアクトル１０及びトラ
ンジスタ９の直列回路と、この直列回路の接続点とダイ
オード３及びコンデンサ５の直列回路の接続点との間に
接続されたダイオード１１、１２の直列回路と、この直
列回路の接続点とトランジスタ２のコレクタ端子との間
に接続されたコンデンサ８と、トランジスタ２と並列に
接続されたダイオード１３と、負荷６の端子電圧を検出
してトランジスタ２のベース端子に主制御信号を付与す
る前にトランジスタ９のベース端子に補助制御信号を付
与する制御回路７とを備えている。
損失を低減する。 【構成】 直流電源１と、直流電源１の一端に接続され
たリアクトル４と、リアクトル４及び直流電源１の他端
間に接続されたトランジスタ２と、トランジスタ２と並
列に接続されたダイオード３及びコンデンサ５の直列回
路と、コンデンサ５と並列に接続された負荷６と、トラ
ンジスタ２と並列に接続されたリアクトル１０及びトラ
ンジスタ９の直列回路と、この直列回路の接続点とダイ
オード３及びコンデンサ５の直列回路の接続点との間に
接続されたダイオード１１、１２の直列回路と、この直
列回路の接続点とトランジスタ２のコレクタ端子との間
に接続されたコンデンサ８と、トランジスタ２と並列に
接続されたダイオード１３と、負荷６の端子電圧を検出
してトランジスタ２のベース端子に主制御信号を付与す
る前にトランジスタ９のベース端子に補助制御信号を付
与する制御回路７とを備えている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコン
バータ、特にスイッチング損失を低減できる昇圧型ＤＣ
−ＤＣコンバータに関するものである。
バータ、特にスイッチング損失を低減できる昇圧型ＤＣ
−ＤＣコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング素子をオン・オフ制御する
ことにより、直流電源の電圧よりも高い定電圧の直流出
力を負荷に供給する昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは従来
から電子機器等の電源回路等に広く使用されている。図
８に示す従来の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電
源１と、直流電源１の一端に接続された昇圧用リアクト
ル４と、コレクタ端子（一方の主端子）が昇圧用リアク
トル４に接続されかつエミッタ端子（他方の主端子）が
直流電源１の他端に接続された主スイッチング素子とし
ての主トランジスタ２と、主トランジスタ２と並列に接
続された主還流用整流素子としての主還流用ダイオード
３及び平滑コンデンサ５の直列回路と、平滑コンデンサ
５と並列に接続された負荷６と、主トランジスタ２のベ
ース端子に制御パルス信号を付与する制御回路７とを備
えている。この昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、負荷
６の端子電圧の変動に比例して主トランジスタ２のベー
ス端子に付与する制御パルス信号の時間幅を変化させる
ことにより、主トランジスタ２のオン期間を制御し、負
荷６に供給される直流電力の安定化を図っている。
ことにより、直流電源の電圧よりも高い定電圧の直流出
力を負荷に供給する昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは従来
から電子機器等の電源回路等に広く使用されている。図
８に示す従来の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電
源１と、直流電源１の一端に接続された昇圧用リアクト
ル４と、コレクタ端子（一方の主端子）が昇圧用リアク
トル４に接続されかつエミッタ端子（他方の主端子）が
直流電源１の他端に接続された主スイッチング素子とし
ての主トランジスタ２と、主トランジスタ２と並列に接
続された主還流用整流素子としての主還流用ダイオード
３及び平滑コンデンサ５の直列回路と、平滑コンデンサ
５と並列に接続された負荷６と、主トランジスタ２のベ
ース端子に制御パルス信号を付与する制御回路７とを備
えている。この昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、負荷
６の端子電圧の変動に比例して主トランジスタ２のベー
ス端子に付与する制御パルス信号の時間幅を変化させる
ことにより、主トランジスタ２のオン期間を制御し、負
荷６に供給される直流電力の安定化を図っている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図８の昇圧
型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トランジスタ２のター
ンオン又はターンオフ時において、図９に示すように主
トランジスタ２のコレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCEと
主トランジスタ２のコレクタ電流波形ＩCとの重複部分
Ｗが生じ、この重複部分Ｗに基づく大きなスイッチング
損失が発生する欠点があった。また、主トランジスタ２
のコレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCE及びコレクタ電流
波形ＩCの立上り時にスパイク状のサージ電圧Ｖsr、サ
ージ電流Ｉs r及びノイズが発生する欠点があった。
型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トランジスタ２のター
ンオン又はターンオフ時において、図９に示すように主
トランジスタ２のコレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCEと
主トランジスタ２のコレクタ電流波形ＩCとの重複部分
Ｗが生じ、この重複部分Ｗに基づく大きなスイッチング
損失が発生する欠点があった。また、主トランジスタ２
のコレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCE及びコレクタ電流
波形ＩCの立上り時にスパイク状のサージ電圧Ｖsr、サ
ージ電流Ｉs r及びノイズが発生する欠点があった。
【０００４】そこで、本発明はスイッチング損失やサー
ジ電圧及び電流等を低減できる昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを提供することを目的とする。
ジ電圧及び電流等を低減できる昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明による昇圧型ＤＣ
−ＤＣコンバータは、直流電源と、前記直流電源の一端
に接続された昇圧用リアクトルと、一方の主端子が前記
昇圧用リアクトルに接続されかつ他方の主端子が前記直
流電源の他端に接続された主スイッチング素子と、該主
スイッチング素子と並列に接続された主還流用整流素子
及び平滑コンデンサの直列回路と、前記平滑コンデンサ
と並列に接続された負荷とを備え、前記主スイッチング
素子をオン・オフ制御することにより前記直流電源の電
圧よりも高い電圧の直流出力を前記負荷に供給する。こ
の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記主スイッチング
素子と並列に接続された共振用リアクトル及び補助スイ
ッチング素子の直列回路と、該直列回路の接続点と前記
主還流用整流素子及び前記平滑コンデンサの直列回路の
接続点との間に接続された第１及び第２の補助還流用整
流素子の直列回路と、該第１及び第２の補助還流用整流
素子の直列回路の接続点と前記主スイッチング素子の一
方の主端子との間に接続された共振用コンデンサと、前
記主スイッチング素子と一体に形成された整流素子又は
独立の整流素子から成りかつ前記主スイッチング素子と
並列に接続された循環電流用整流素子と、前記主スイッ
チング素子の制御端子に主制御パルス信号を付与する前
に前記補助スイッチング素子の制御端子に補助制御パル
ス信号を付与する制御回路とを備えている。前記主スイ
ッチング素子と並列に他の共振用コンデンサを接続して
もよい。また、前記第１及び第２の補助還流用整流素子
の直列回路の接続点と前記主還流用整流素子及び前記平
滑コンデンサの直列回路の接続点との間に、補充電用抵
抗又は前記主スイッチング素子のオン期間中にオン状態
となる補充電用スイッチを接続してもよい。また、本発
明の変更実施例では、前記昇圧用リアクトルと前記主ス
イッチング素子の一方の主端子との間に挿入された共振
用リアクトルと、前記共振用リアクトル及び前記主スイ
ッチング素子の接続点と前記主還流用整流素子及び前記
平滑コンデンサの直列回路の接続点との間に接続された
第１及び第２の補助還流用整流素子の直列回路と、該直
列回路の接続点と前記昇圧用リアクトル及び前記共振用
リアクトルの接続点との間に接続された共振用コンデン
サと、前記昇圧用リアクトル及び前記共振用リアクトル
の接続点と前記主スイッチング素子の他方の主端子との
間に接続された循環電流用整流素子と、前記主スイッチ
ング素子の制御端子に主制御パルス信号を付与する制御
回路とを備えている。図示の変更実施例では、前記循環
電流用整流素子と並列に他の共振用コンデンサを接続し
ている。
−ＤＣコンバータは、直流電源と、前記直流電源の一端
に接続された昇圧用リアクトルと、一方の主端子が前記
昇圧用リアクトルに接続されかつ他方の主端子が前記直
流電源の他端に接続された主スイッチング素子と、該主
スイッチング素子と並列に接続された主還流用整流素子
及び平滑コンデンサの直列回路と、前記平滑コンデンサ
と並列に接続された負荷とを備え、前記主スイッチング
素子をオン・オフ制御することにより前記直流電源の電
圧よりも高い電圧の直流出力を前記負荷に供給する。こ
の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記主スイッチング
素子と並列に接続された共振用リアクトル及び補助スイ
ッチング素子の直列回路と、該直列回路の接続点と前記
主還流用整流素子及び前記平滑コンデンサの直列回路の
接続点との間に接続された第１及び第２の補助還流用整
流素子の直列回路と、該第１及び第２の補助還流用整流
素子の直列回路の接続点と前記主スイッチング素子の一
方の主端子との間に接続された共振用コンデンサと、前
記主スイッチング素子と一体に形成された整流素子又は
独立の整流素子から成りかつ前記主スイッチング素子と
並列に接続された循環電流用整流素子と、前記主スイッ
チング素子の制御端子に主制御パルス信号を付与する前
に前記補助スイッチング素子の制御端子に補助制御パル
ス信号を付与する制御回路とを備えている。前記主スイ
ッチング素子と並列に他の共振用コンデンサを接続して
もよい。また、前記第１及び第２の補助還流用整流素子
の直列回路の接続点と前記主還流用整流素子及び前記平
滑コンデンサの直列回路の接続点との間に、補充電用抵
抗又は前記主スイッチング素子のオン期間中にオン状態
となる補充電用スイッチを接続してもよい。また、本発
明の変更実施例では、前記昇圧用リアクトルと前記主ス
イッチング素子の一方の主端子との間に挿入された共振
用リアクトルと、前記共振用リアクトル及び前記主スイ
ッチング素子の接続点と前記主還流用整流素子及び前記
平滑コンデンサの直列回路の接続点との間に接続された
第１及び第２の補助還流用整流素子の直列回路と、該直
列回路の接続点と前記昇圧用リアクトル及び前記共振用
リアクトルの接続点との間に接続された共振用コンデン
サと、前記昇圧用リアクトル及び前記共振用リアクトル
の接続点と前記主スイッチング素子の他方の主端子との
間に接続された循環電流用整流素子と、前記主スイッチ
ング素子の制御端子に主制御パルス信号を付与する制御
回路とを備えている。図示の変更実施例では、前記循環
電流用整流素子と並列に他の共振用コンデンサを接続し
ている。
【０００６】
【作用】主スイッチング素子をオンした状態で昇圧用リ
アクトル及び主スイッチング素子に電流が流れかつ共振
用コンデンサが負荷の端子電圧、即ち出力電圧まで充電
されている時に主スイッチング素子をオフ状態に切り替
えると、主スイッチング素子に流れていた電流が直ちに
共振用コンデンサに流れる電流に切り替わり共振用コン
デンサが徐々に放電して行く。このとき、主スイッチン
グ素子の両端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇する。これ
により、主スイッチング素子のターンオフ時においてゼ
ロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達成されるので、主ス
イッチング素子のターンオフ時のスイッチング損失を低
減することができる。また、主スイッチング素子の制御
端子に主制御パルス信号を付与して主スイッチング素子
をオン状態にする前に、補助スイッチング素子の制御端
子に補助制御パルス信号を付与して補助スイッチング素
子をオン状態にすると、主還流用整流素子が導通してい
る期間は共振用リアクトルに出力電圧が印加され、共振
用リアクトルの電流が０より直線的に増加して行く。こ
れにより、補助スイッチング素子のターンオン時におい
てゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）が達成されるので、
補助スイッチング素子のターンオン時のスイッチング損
失を低減することができる。共振用リアクトルの電流の
増加に伴って主還流用整流素子の電流は直線的に減少し
て行き、共振用リアクトルの電流が昇圧用リアクトルの
電流に等しくなると、主還流用整流素子はカットオフす
る。このとき、主スイッチング素子をオン状態にする
と、主スイッチング素子の電圧が直ちに０Ｖまで降下す
る。これにより、主スイッチング素子のターンオン時に
おいてゼロ電圧スイッチングが達成されるので、主スイ
ッチング素子のターンオン時のスイッチング損失を低減
することができる。その後、少し遅れて補助スイッチン
グ素子をオフ状態にすると、共振用リアクトル及び共振
用コンデンサに共振電流が流れ、共振用コンデンサの電
圧が０Ｖより正弦波状に上昇して行く。そして、この電
圧が最大値に達すると共振電流は０となる。昇圧用リア
クトルの電流は、補助スイッチング素子のターンオフ時
に主スイッチング素子を通して流れる。これにより、補
助スイッチング素子のターンオフ時においてゼロ電圧ス
イッチングが達成されるので、補助スイッチング素子の
ターンオフ時のスイッチング損失を低減することができ
る。以上により、主スイッチング素子及び補助スイッチ
ング素子のオン・オフ動作時のスイッチング損失を低減
することができる。また、主スイッチング素子及び補助
スイッチング素子のターンオン及びターンオフ時に発生
するスパイク状のサージ電圧及び電流は共振用コンデン
サ及び共振用リアクトルにより吸収されるから、主スイ
ッチング素子及び補助スイッチング素子のオン・オフ動
作時のサージ電圧及び電流を低減することができる。な
お、主スイッチング素子と並列に他の共振用コンデンサ
を接続した場合には、主スイッチング素子のターンオン
時のゼロ電圧スイッチングがより確実になり、更にスイ
ッチング損失を低減することが可能である。
アクトル及び主スイッチング素子に電流が流れかつ共振
用コンデンサが負荷の端子電圧、即ち出力電圧まで充電
されている時に主スイッチング素子をオフ状態に切り替
えると、主スイッチング素子に流れていた電流が直ちに
共振用コンデンサに流れる電流に切り替わり共振用コン
デンサが徐々に放電して行く。このとき、主スイッチン
グ素子の両端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇する。これ
により、主スイッチング素子のターンオフ時においてゼ
ロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達成されるので、主ス
イッチング素子のターンオフ時のスイッチング損失を低
減することができる。また、主スイッチング素子の制御
端子に主制御パルス信号を付与して主スイッチング素子
をオン状態にする前に、補助スイッチング素子の制御端
子に補助制御パルス信号を付与して補助スイッチング素
子をオン状態にすると、主還流用整流素子が導通してい
る期間は共振用リアクトルに出力電圧が印加され、共振
用リアクトルの電流が０より直線的に増加して行く。こ
れにより、補助スイッチング素子のターンオン時におい
てゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）が達成されるので、
補助スイッチング素子のターンオン時のスイッチング損
失を低減することができる。共振用リアクトルの電流の
増加に伴って主還流用整流素子の電流は直線的に減少し
て行き、共振用リアクトルの電流が昇圧用リアクトルの
電流に等しくなると、主還流用整流素子はカットオフす
る。このとき、主スイッチング素子をオン状態にする
と、主スイッチング素子の電圧が直ちに０Ｖまで降下す
る。これにより、主スイッチング素子のターンオン時に
おいてゼロ電圧スイッチングが達成されるので、主スイ
ッチング素子のターンオン時のスイッチング損失を低減
することができる。その後、少し遅れて補助スイッチン
グ素子をオフ状態にすると、共振用リアクトル及び共振
用コンデンサに共振電流が流れ、共振用コンデンサの電
圧が０Ｖより正弦波状に上昇して行く。そして、この電
圧が最大値に達すると共振電流は０となる。昇圧用リア
クトルの電流は、補助スイッチング素子のターンオフ時
に主スイッチング素子を通して流れる。これにより、補
助スイッチング素子のターンオフ時においてゼロ電圧ス
イッチングが達成されるので、補助スイッチング素子の
ターンオフ時のスイッチング損失を低減することができ
る。以上により、主スイッチング素子及び補助スイッチ
ング素子のオン・オフ動作時のスイッチング損失を低減
することができる。また、主スイッチング素子及び補助
スイッチング素子のターンオン及びターンオフ時に発生
するスパイク状のサージ電圧及び電流は共振用コンデン
サ及び共振用リアクトルにより吸収されるから、主スイ
ッチング素子及び補助スイッチング素子のオン・オフ動
作時のサージ電圧及び電流を低減することができる。な
お、主スイッチング素子と並列に他の共振用コンデンサ
を接続した場合には、主スイッチング素子のターンオン
時のゼロ電圧スイッチングがより確実になり、更にスイ
ッチング損失を低減することが可能である。
【０００７】
【実施例】以下、本発明による昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの実施例を図１及び図２に基づいて説明する。但
し、図１では図８に示す箇所と同一の部分には同一の符
号を付し、その説明を省略する。本実施例の昇圧型ＤＣ
−ＤＣコンバータは、図１に示すように、主トランジス
タ２と並列に接続された共振用リアクトル１０及び補助
スイッチング素子としての補助トランジスタ９の直列回
路と、この直列回路の接続点と主還流用ダイオード３及
び平滑コンデンサ４の直列回路の接続点との間に接続さ
れた第１及び第２の補助還流用ダイオード（補助還流用
整流素子）１１、１２の直列回路と、第１及び第２の補
助還流用ダイオード１１、１２の直列回路の接続点と主
トランジスタ２のコレクタ端子との間に接続された共振
用コンデンサ８と、主トランジスタ２と並列に接続され
た循環電流用ダイオード（循環電流用整流素子）１３と
を図８の回路に追加したものである。また、制御回路７
は主トランジスタ２のベース端子（制御端子）に主制御
パルス信号を付与する前に補助トランジスタ９のベース
端子に補助制御パルス信号を付与する。本実施例では、
主トランジスタ２及び補助トランジスタ９として接合型
パワートランジスタを使用している。
ータの実施例を図１及び図２に基づいて説明する。但
し、図１では図８に示す箇所と同一の部分には同一の符
号を付し、その説明を省略する。本実施例の昇圧型ＤＣ
−ＤＣコンバータは、図１に示すように、主トランジス
タ２と並列に接続された共振用リアクトル１０及び補助
スイッチング素子としての補助トランジスタ９の直列回
路と、この直列回路の接続点と主還流用ダイオード３及
び平滑コンデンサ４の直列回路の接続点との間に接続さ
れた第１及び第２の補助還流用ダイオード（補助還流用
整流素子）１１、１２の直列回路と、第１及び第２の補
助還流用ダイオード１１、１２の直列回路の接続点と主
トランジスタ２のコレクタ端子との間に接続された共振
用コンデンサ８と、主トランジスタ２と並列に接続され
た循環電流用ダイオード（循環電流用整流素子）１３と
を図８の回路に追加したものである。また、制御回路７
は主トランジスタ２のベース端子（制御端子）に主制御
パルス信号を付与する前に補助トランジスタ９のベース
端子に補助制御パルス信号を付与する。本実施例では、
主トランジスタ２及び補助トランジスタ９として接合型
パワートランジスタを使用している。
【０００８】特に図示はしないが、制御回路７内には、
一定周期の三角波電圧を発生する発振回路部と、基準電
圧に対する負荷６の端子電圧の誤差電圧を演算増幅する
誤差増幅回路部と、誤差増幅回路部の誤差出力電圧及び
発振回路部の三角波電圧を比較する比較回路部と、比較
回路部の出力電圧に比例した時間幅の主制御パルス信号
を発生して主トランジスタ２のベース端子に付与する主
制御パルス発生回路部と、主制御パルス発生回路部の主
制御パルス信号が立ち上がる前に補助トランジスタ９の
ベース端子に付与する一定時間幅の補助制御パルス信号
を発生する補助制御パルス発生回路部とが設けられてい
る。補助制御パルス発生回路部から発生する補助制御パ
ルス信号の時間幅は主トランジスタ２のオフ時間より極
めて小さい。
一定周期の三角波電圧を発生する発振回路部と、基準電
圧に対する負荷６の端子電圧の誤差電圧を演算増幅する
誤差増幅回路部と、誤差増幅回路部の誤差出力電圧及び
発振回路部の三角波電圧を比較する比較回路部と、比較
回路部の出力電圧に比例した時間幅の主制御パルス信号
を発生して主トランジスタ２のベース端子に付与する主
制御パルス発生回路部と、主制御パルス発生回路部の主
制御パルス信号が立ち上がる前に補助トランジスタ９の
ベース端子に付与する一定時間幅の補助制御パルス信号
を発生する補助制御パルス発生回路部とが設けられてい
る。補助制御パルス発生回路部から発生する補助制御パ
ルス信号の時間幅は主トランジスタ２のオフ時間より極
めて小さい。
【０００９】上記の構成において、図２(Ａ)に示すよう
にｔ0以前において主トランジスタ２がオン状態のとき
は、図２(Ｃ)に示すように昇圧用リアクトル４及び主ト
ランジスタ２の経路で電流Ｉ0が流れている。このと
き、図２(Ｆ)に示すように共振用コンデンサ８は図１に
示す極性で負荷６の端子電圧、即ち出力電圧Ｅ0まで充
電されている。図２(Ａ)に示すように、ｔ0において制
御回路７から主トランジスタ２のベース端子に付与され
た主制御パルス信号電圧ＶB1が高レベルから低レベルに
なり、主トランジスタ２がオン状態からオフ状態になる
と、図２(Ｃ)及び(Ｄ)に示すように主トランジスタ２に
流れていた電流ＩTR1、即ち昇圧用リアクトル４の電流
Ｉ0が直ちに共振用コンデンサ８及び第２の補助還流用
ダイオード１２の経路で流れる電流ＩC1に切り替わる。
このとき、図２(Ｆ)に示すように共振用コンデンサ８が
徐々に放電して行き、共振用コンデンサ８の両端の電圧
ＶC1が出力電圧Ｅ0から直線的に降下して行く。これに
伴って、図２(Ｅ)に示すように主トランジスタ２の両端
の電圧ＶTR1が０Ｖから直線的に上昇する。このため、
主トランジスタ２のターンオフ時は電圧波形と電流波形
の重なりが少ないゼロ電圧スイッチングとなる。
にｔ0以前において主トランジスタ２がオン状態のとき
は、図２(Ｃ)に示すように昇圧用リアクトル４及び主ト
ランジスタ２の経路で電流Ｉ0が流れている。このと
き、図２(Ｆ)に示すように共振用コンデンサ８は図１に
示す極性で負荷６の端子電圧、即ち出力電圧Ｅ0まで充
電されている。図２(Ａ)に示すように、ｔ0において制
御回路７から主トランジスタ２のベース端子に付与され
た主制御パルス信号電圧ＶB1が高レベルから低レベルに
なり、主トランジスタ２がオン状態からオフ状態になる
と、図２(Ｃ)及び(Ｄ)に示すように主トランジスタ２に
流れていた電流ＩTR1、即ち昇圧用リアクトル４の電流
Ｉ0が直ちに共振用コンデンサ８及び第２の補助還流用
ダイオード１２の経路で流れる電流ＩC1に切り替わる。
このとき、図２(Ｆ)に示すように共振用コンデンサ８が
徐々に放電して行き、共振用コンデンサ８の両端の電圧
ＶC1が出力電圧Ｅ0から直線的に降下して行く。これに
伴って、図２(Ｅ)に示すように主トランジスタ２の両端
の電圧ＶTR1が０Ｖから直線的に上昇する。このため、
主トランジスタ２のターンオフ時は電圧波形と電流波形
の重なりが少ないゼロ電圧スイッチングとなる。
【００１０】図２(Ｆ)に示すように、ｔ1において共振
用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖになると、主還
流用ダイオード３が順バイアスになり、図２(Ｄ)及び
(Ｇ)に示すように共振用コンデンサ８に流れていた電流
ＩC1に代わって主還流用ダイオード３に流れる
（ＩD）。また、主トランジスタ２がオフ状態のとき、
昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0は主還流用ダイオード３
を介して負荷６へ流れている。
用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖになると、主還
流用ダイオード３が順バイアスになり、図２(Ｄ)及び
(Ｇ)に示すように共振用コンデンサ８に流れていた電流
ＩC1に代わって主還流用ダイオード３に流れる
（ＩD）。また、主トランジスタ２がオフ状態のとき、
昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0は主還流用ダイオード３
を介して負荷６へ流れている。
【００１１】図２(Ｂ)に示すように、ｔ2において制御
回路７から補助トランジスタ９のベース端子に付与され
た補助制御パルス信号電圧ＶB2が低レベルから高レベル
になり、補助トランジスタ９がオン状態になると、主還
流用ダイオード３が導通している期間は共振用リアクト
ル１０に出力電圧Ｅ0が印加され、図２(Ｈ)に示すよう
に共振用リアクトル１０に電流ＩL1が流れ始める。この
電流ＩL1は０から昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0に等し
くなるまで直線的に増加する。一方、主還流用ダイオー
ド３に流れていた電流ＩDは図２(Ｇ)に示すように直線
的に減少して行く。したがって、補助トランジスタ９の
ターンオン時においてゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）
となる。
回路７から補助トランジスタ９のベース端子に付与され
た補助制御パルス信号電圧ＶB2が低レベルから高レベル
になり、補助トランジスタ９がオン状態になると、主還
流用ダイオード３が導通している期間は共振用リアクト
ル１０に出力電圧Ｅ0が印加され、図２(Ｈ)に示すよう
に共振用リアクトル１０に電流ＩL1が流れ始める。この
電流ＩL1は０から昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0に等し
くなるまで直線的に増加する。一方、主還流用ダイオー
ド３に流れていた電流ＩDは図２(Ｇ)に示すように直線
的に減少して行く。したがって、補助トランジスタ９の
ターンオン時においてゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）
となる。
【００１２】図２(Ｈ)に示すように、ｔ3において共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が昇圧用リアクトル４の電
流Ｉ0に等しくなると主還流用ダイオード３がカットオ
フし、図２(Ｇ)に示すように主還流用ダイオード３には
電流が流れなくなる。そして、主還流用ダイオード３の
電流ＩDが０となるとき、制御回路７は図２(Ａ)に示す
ように主トランジスタ２のベース端子に付与する主制御
パルス信号電圧ＶB1を低レベルから高レベルにして主ト
ランジスタ２をオフ状態からオン状態にする。このと
き、図２(Ｅ)に示すように主トランジスタ２の両端の電
圧ＶTR1は直ちに０Ｖまで降下する。したがって、主ト
ランジスタ２のターンオン時においてゼロ電圧スイッチ
ングとなる。
用リアクトル１０の電流ＩL1が昇圧用リアクトル４の電
流Ｉ0に等しくなると主還流用ダイオード３がカットオ
フし、図２(Ｇ)に示すように主還流用ダイオード３には
電流が流れなくなる。そして、主還流用ダイオード３の
電流ＩDが０となるとき、制御回路７は図２(Ａ)に示す
ように主トランジスタ２のベース端子に付与する主制御
パルス信号電圧ＶB1を低レベルから高レベルにして主ト
ランジスタ２をオフ状態からオン状態にする。このと
き、図２(Ｅ)に示すように主トランジスタ２の両端の電
圧ＶTR1は直ちに０Ｖまで降下する。したがって、主ト
ランジスタ２のターンオン時においてゼロ電圧スイッチ
ングとなる。
【００１３】その後少し遅れて、図２(Ｂ)に示すよう
に、ｔ4において制御回路７は補助トランジスタ９のベ
ース端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レ
ベルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態
からオフ状態にする。このとき、共振用リアクトル１０
に蓄積されたエネルギが放出されて共振用リアクトル１
０及び共振用コンデンサ８が共振するので、共振用リア
クトル１０の電流ＩL1は共振用リアクトル１０、第１の
補助還流用ダイオード１１及び共振用コンデンサ８の経
路で流れる共振電流となる。これにより、共振用コンデ
ンサ８が正弦波形で充電されて行くので、図２(Ｆ)に示
すように共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖか
ら正弦波状に上昇して行く。これと共に、図２(Ｄ)及び
(Ｈ)に示すように共振用コンデンサ８の電流ＩC1及び共
振用リアクトル１０の電流ＩL1は余弦波状に減少して行
く。また、昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0は、図２(Ｃ)
に示すように主トランジスタ２を通して流れる
（ＩTR1）。したがって、補助トランジスタ９のターン
オフ時に共振用コンデンサ８が０Ｖから正弦波状に充電
されて行くため、ゼロ電圧スイッチングとなる。
に、ｔ4において制御回路７は補助トランジスタ９のベ
ース端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レ
ベルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態
からオフ状態にする。このとき、共振用リアクトル１０
に蓄積されたエネルギが放出されて共振用リアクトル１
０及び共振用コンデンサ８が共振するので、共振用リア
クトル１０の電流ＩL1は共振用リアクトル１０、第１の
補助還流用ダイオード１１及び共振用コンデンサ８の経
路で流れる共振電流となる。これにより、共振用コンデ
ンサ８が正弦波形で充電されて行くので、図２(Ｆ)に示
すように共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖか
ら正弦波状に上昇して行く。これと共に、図２(Ｄ)及び
(Ｈ)に示すように共振用コンデンサ８の電流ＩC1及び共
振用リアクトル１０の電流ＩL1は余弦波状に減少して行
く。また、昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0は、図２(Ｃ)
に示すように主トランジスタ２を通して流れる
（ＩTR1）。したがって、補助トランジスタ９のターン
オフ時に共振用コンデンサ８が０Ｖから正弦波状に充電
されて行くため、ゼロ電圧スイッチングとなる。
【００１４】図２(Ｆ)に示すように、ｔ5において共振
用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が略最大値、即ち出力
電圧Ｅ0に達すると、図２(Ｄ)及び(Ｈ)に示すように共
振用コンデンサ８の電流ＩC1及び共振用リアクトル１０
の電流ＩL1は０となり、第１の補助還流用ダイオード１
１がカットオフする。また、補助トランジスタ９のター
ンオフ時において共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1
が出力電圧Ｅ0以上になろうとするときは、循環電流用
ダイオード１３、共振用リアクトル１０、第１の補助還
流用ダイオード１１及び第２の補助還流用ダイオード１
２の経路で負荷６へエネルギが供給される。
用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が略最大値、即ち出力
電圧Ｅ0に達すると、図２(Ｄ)及び(Ｈ)に示すように共
振用コンデンサ８の電流ＩC1及び共振用リアクトル１０
の電流ＩL1は０となり、第１の補助還流用ダイオード１
１がカットオフする。また、補助トランジスタ９のター
ンオフ時において共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1
が出力電圧Ｅ0以上になろうとするときは、循環電流用
ダイオード１３、共振用リアクトル１０、第１の補助還
流用ダイオード１１及び第２の補助還流用ダイオード１
２の経路で負荷６へエネルギが供給される。
【００１５】上記のように、本実施例では主トランジス
タ２及び補助トランジスタ９のターンオン及びターンオ
フ時においてゼロ電圧又はゼロ電流スイッチングが達成
されるので、主トランジスタ２及び補助トランジスタ９
のオン・オフ動作時の電力損失、即ちスイッチング損失
を低減することができる。また、主トランジスタ２及び
補助トランジスタ９のターンオン及びターンオフ時に発
生するスパイク状のサージ電圧及びサージ電流は共振用
コンデンサ８及び共振用リアクトル１０により吸収され
るので、主トランジスタ２のオン・オフ動作時のサージ
電圧、サージ電流及びノイズを低減することができる。
タ２及び補助トランジスタ９のターンオン及びターンオ
フ時においてゼロ電圧又はゼロ電流スイッチングが達成
されるので、主トランジスタ２及び補助トランジスタ９
のオン・オフ動作時の電力損失、即ちスイッチング損失
を低減することができる。また、主トランジスタ２及び
補助トランジスタ９のターンオン及びターンオフ時に発
生するスパイク状のサージ電圧及びサージ電流は共振用
コンデンサ８及び共振用リアクトル１０により吸収され
るので、主トランジスタ２のオン・オフ動作時のサージ
電圧、サージ電流及びノイズを低減することができる。
【００１６】次に、図１に示す昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの変更実施例を図３及び図４に基づいて説明する。
但し、図３において図１と同一の部分には同一の符号を
付し、その説明を省略する。なお、図３の制御回路７内
の詳細は、図１の実施例で示した制御回路７と全く同様
であるので、説明は省略する。図３に示す昇圧型ＤＣ−
ＤＣコンバータは、図１に示す実施例の回路の主トラン
ジスタ２と並列に他の共振用コンデンサ１４を接続し、
主トランジスタ２のターンオン時（ｔ4）のゼロ電圧ス
イッチングをより確実にしたものである。その他の構成
は図１に示す回路と同一である。
ータの変更実施例を図３及び図４に基づいて説明する。
但し、図３において図１と同一の部分には同一の符号を
付し、その説明を省略する。なお、図３の制御回路７内
の詳細は、図１の実施例で示した制御回路７と全く同様
であるので、説明は省略する。図３に示す昇圧型ＤＣ−
ＤＣコンバータは、図１に示す実施例の回路の主トラン
ジスタ２と並列に他の共振用コンデンサ１４を接続し、
主トランジスタ２のターンオン時（ｔ4）のゼロ電圧ス
イッチングをより確実にしたものである。その他の構成
は図１に示す回路と同一である。
【００１７】上記の構成において、図４(Ａ)〜(Ｉ)に示
すようにｔ3までは図１の回路における動作と同一であ
る。したがって、この実施例ではｔ3以降の動作につい
て説明する。図４(Ｉ)に示すように、ｔ3において共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が昇圧用リアクトル４の電
流Ｉ0に等しくなると主還流用ダイオード３がカットオ
フし、図４(Ｈ)に示すように主還流用ダイオード３には
電流が流れなくなる。このとき、ｔ0〜ｔ1において充電
された共振用コンデンサ１４のエネルギが放出されて共
振用コンデンサ１４及び共振用リアクトル１０が共振
し、共振用コンデンサ１４、共振用リアクトル１０及び
補助トランジスタ９の経路で共振電流が流れる。このた
め、共振用リアクトル１０には、正弦波状の電流が昇圧
用リアクトル４の電流Ｉ0に重畳して流れるので、共振
用リアクトル１０の電流ＩL1は図４(Ｉ)に示すように引
き続き正弦波状に増加して行く（ＩL1）。これと共に、
共振用コンデンサ１４の電流ＩC2が図４(Ｄ)に示すよう
に正弦波状に増加し、共振用コンデンサ１４の両端の電
圧ＶC2が図４(Ｆ)に示すように余弦波状に降下して行
く。
すようにｔ3までは図１の回路における動作と同一であ
る。したがって、この実施例ではｔ3以降の動作につい
て説明する。図４(Ｉ)に示すように、ｔ3において共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が昇圧用リアクトル４の電
流Ｉ0に等しくなると主還流用ダイオード３がカットオ
フし、図４(Ｈ)に示すように主還流用ダイオード３には
電流が流れなくなる。このとき、ｔ0〜ｔ1において充電
された共振用コンデンサ１４のエネルギが放出されて共
振用コンデンサ１４及び共振用リアクトル１０が共振
し、共振用コンデンサ１４、共振用リアクトル１０及び
補助トランジスタ９の経路で共振電流が流れる。このた
め、共振用リアクトル１０には、正弦波状の電流が昇圧
用リアクトル４の電流Ｉ0に重畳して流れるので、共振
用リアクトル１０の電流ＩL1は図４(Ｉ)に示すように引
き続き正弦波状に増加して行く（ＩL1）。これと共に、
共振用コンデンサ１４の電流ＩC2が図４(Ｄ)に示すよう
に正弦波状に増加し、共振用コンデンサ１４の両端の電
圧ＶC2が図４(Ｆ)に示すように余弦波状に降下して行
く。
【００１８】図４(Ｉ)に示すように、ｔ4において共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が略最大値、即ち昇圧用リ
アクトル４の電流Ｉ0と共振電流の最大値Ｉpとの和に達
すると、循環電流用ダイオード１３が順バイアスにな
る。このため、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は循環
電流用ダイオード１３、共振用リアクトル１０及び補助
トランジスタ９の経路で循環電流となり流れ続ける。こ
れと共に、共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が図
４(Ｆ)に示すように０Ｖとなる。このとき、制御回路７
は図２(Ａ)に示すように主トランジスタ２のベース端子
に付与する主制御パルス信号電圧ＶB1を低レベルから高
レベルにして主トランジスタ２をオフ状態からオン状態
にする。このときの主トランジスタ２の両端の電圧Ｖ
TR1は、図４(F)に示すように０Ｖであるから、主トラン
ジスタ２のターンオン時においてゼロ電圧スイッチング
となる。
用リアクトル１０の電流ＩL1が略最大値、即ち昇圧用リ
アクトル４の電流Ｉ0と共振電流の最大値Ｉpとの和に達
すると、循環電流用ダイオード１３が順バイアスにな
る。このため、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は循環
電流用ダイオード１３、共振用リアクトル１０及び補助
トランジスタ９の経路で循環電流となり流れ続ける。こ
れと共に、共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が図
４(Ｆ)に示すように０Ｖとなる。このとき、制御回路７
は図２(Ａ)に示すように主トランジスタ２のベース端子
に付与する主制御パルス信号電圧ＶB1を低レベルから高
レベルにして主トランジスタ２をオフ状態からオン状態
にする。このときの主トランジスタ２の両端の電圧Ｖ
TR1は、図４(F)に示すように０Ｖであるから、主トラン
ジスタ２のターンオン時においてゼロ電圧スイッチング
となる。
【００１９】その後少し遅れて、図４(Ｂ)に示すよう
に、ｔ5において制御回路７は補助トランジスタ９のベ
ース端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レ
ベルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態
からオフ状態にする。このとき、共振用リアクトル１０
に蓄積されたエネルギが放出されて共振用リアクトル１
０及び共振用コンデンサ８が共振するので、共振用リア
クトル１０の電流ＩL1は共振用リアクトル１０、第１の
補助還流用ダイオード１１及び共振用コンデンサ８の経
路で流れる共振電流となる。これにより、共振用コンデ
ンサ８が正弦波形で充電されて行くので、図４(Ｇ)に示
すように共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖか
ら正弦波状に上昇して行く。これと共に、図４(Ｅ)及び
(Ｉ)に示すように共振用コンデンサ８の電流ＩC1及び共
振用リアクトル１０の電流ＩL1は余弦波状に減少して行
く。また、昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0は、図４(Ｃ)
に示すように補助トランジスタ９のターンオフと同時に
主トランジスタ２を通して流れる（ＩTR1）。したがっ
て、補助トランジスタ９のターンオフ時は、共振用コン
デンサ８、１４の両端の電圧ＶC1、ＶC2が０Ｖであるた
め、ゼロ電圧スイッチングとなる。
に、ｔ5において制御回路７は補助トランジスタ９のベ
ース端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レ
ベルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態
からオフ状態にする。このとき、共振用リアクトル１０
に蓄積されたエネルギが放出されて共振用リアクトル１
０及び共振用コンデンサ８が共振するので、共振用リア
クトル１０の電流ＩL1は共振用リアクトル１０、第１の
補助還流用ダイオード１１及び共振用コンデンサ８の経
路で流れる共振電流となる。これにより、共振用コンデ
ンサ８が正弦波形で充電されて行くので、図４(Ｇ)に示
すように共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖか
ら正弦波状に上昇して行く。これと共に、図４(Ｅ)及び
(Ｉ)に示すように共振用コンデンサ８の電流ＩC1及び共
振用リアクトル１０の電流ＩL1は余弦波状に減少して行
く。また、昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0は、図４(Ｃ)
に示すように補助トランジスタ９のターンオフと同時に
主トランジスタ２を通して流れる（ＩTR1）。したがっ
て、補助トランジスタ９のターンオフ時は、共振用コン
デンサ８、１４の両端の電圧ＶC1、ＶC2が０Ｖであるた
め、ゼロ電圧スイッチングとなる。
【００２０】図４(Ｆ)に示すように、ｔ6において共振
用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が略最大値、即ち出力
電圧Ｅ0に達すると、図４(Ｉ)に示すように共振用リア
クトル１０の電流ＩL1は昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0
に等しくなり、第２の補助還流用ダイオード１２が順バ
イアスとなる。このとき、図４(Ｃ)及び(Ｅ)に示すよう
に主トランジスタ２の電流ＩTR1及び共振用コンデンサ
８の電流ＩC1が０となる。このときの残りの共振用リア
クトル１０のエネルギは、循環電流用ダイオード１３、
共振用リアクトル１０、第１の補助還流用ダイオード１
１及び第２の補助還流用ダイオード１２の経路で負荷６
へ供給されて行く。これにより、共振用リアクトル１０
の電流ＩL1は図４(Ｉ)に示すように直線的に引き続いて
減少して行くと共に、図４(Ｃ)に示すように主トランジ
スタ２の電流が０から直線的に増加して行く。そして、
ｔ7において共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図４
(Ｉ)に示すように０となり、主トランジスタ２の電流Ｉ
TR1は図４(Ｃ)に示すように昇圧用リアクトル４の電流
Ｉ0に等しくなる。したがって、ｔ7以降は直流電源１か
ら昇圧用リアクトル４及び主トランジスタ２の経路で電
流Ｉ0が流れる。
用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が略最大値、即ち出力
電圧Ｅ0に達すると、図４(Ｉ)に示すように共振用リア
クトル１０の電流ＩL1は昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0
に等しくなり、第２の補助還流用ダイオード１２が順バ
イアスとなる。このとき、図４(Ｃ)及び(Ｅ)に示すよう
に主トランジスタ２の電流ＩTR1及び共振用コンデンサ
８の電流ＩC1が０となる。このときの残りの共振用リア
クトル１０のエネルギは、循環電流用ダイオード１３、
共振用リアクトル１０、第１の補助還流用ダイオード１
１及び第２の補助還流用ダイオード１２の経路で負荷６
へ供給されて行く。これにより、共振用リアクトル１０
の電流ＩL1は図４(Ｉ)に示すように直線的に引き続いて
減少して行くと共に、図４(Ｃ)に示すように主トランジ
スタ２の電流が０から直線的に増加して行く。そして、
ｔ7において共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図４
(Ｉ)に示すように０となり、主トランジスタ２の電流Ｉ
TR1は図４(Ｃ)に示すように昇圧用リアクトル４の電流
Ｉ0に等しくなる。したがって、ｔ7以降は直流電源１か
ら昇圧用リアクトル４及び主トランジスタ２の経路で電
流Ｉ0が流れる。
【００２１】上述の通り、図３に示す実施例でも、スイ
ッチング損失に関して図１に示す実施例と同一の効果が
得られる。なお、図３の実施例の回路では、共振用コン
デンサ１４と共振用リアクトル１０との共振作用によ
り、図４(Ｆ)に示すようにｔ3〜ｔ4において共振用コン
デンサ１４の両端の電圧ＶC2が余弦波状に降下するの
で、主トランジスタ２のターンオン時（ｔ4）のゼロ電
圧スイッチングがより確実になり、図１の実施例の回路
に比較してスイッチング損失低減効果が大きい。
ッチング損失に関して図１に示す実施例と同一の効果が
得られる。なお、図３の実施例の回路では、共振用コン
デンサ１４と共振用リアクトル１０との共振作用によ
り、図４(Ｆ)に示すようにｔ3〜ｔ4において共振用コン
デンサ１４の両端の電圧ＶC2が余弦波状に降下するの
で、主トランジスタ２のターンオン時（ｔ4）のゼロ電
圧スイッチングがより確実になり、図１の実施例の回路
に比較してスイッチング損失低減効果が大きい。
【００２２】また、図１に示す実施例の回路は図５に示
すように変更してもよい。図５に示す回路は、図１に示
す回路の第１及び第２の補助還流用ダイオード１１、１
２の直列回路の接続点と主還流用ダイオード３及び平滑
コンデンサ５の直列回路の接続点との間に補充電用抵抗
１５を接続したものである。図５に示す実施例の回路で
は、主トランジスタ２のオン期間中に出力電圧Ｅ0によ
り共振用コンデンサ８を補充電できるので、図１に示す
回路において共振用コンデンサ８の充電電圧が出力電圧
Ｅ0に満たない場合でも、主トランジスタ２のターンオ
フ時のゼロ電圧スイッチングが可能となる。なお、補充
電用抵抗１５の代わりに主トランジスタ２のオン期間中
にオン状態となる補充電用スイッチを接続してもよい。
補充電用スイッチの具体例としては、トランジスタ等の
半導体スイッチング素子がある。
すように変更してもよい。図５に示す回路は、図１に示
す回路の第１及び第２の補助還流用ダイオード１１、１
２の直列回路の接続点と主還流用ダイオード３及び平滑
コンデンサ５の直列回路の接続点との間に補充電用抵抗
１５を接続したものである。図５に示す実施例の回路で
は、主トランジスタ２のオン期間中に出力電圧Ｅ0によ
り共振用コンデンサ８を補充電できるので、図１に示す
回路において共振用コンデンサ８の充電電圧が出力電圧
Ｅ0に満たない場合でも、主トランジスタ２のターンオ
フ時のゼロ電圧スイッチングが可能となる。なお、補充
電用抵抗１５の代わりに主トランジスタ２のオン期間中
にオン状態となる補充電用スイッチを接続してもよい。
補充電用スイッチの具体例としては、トランジスタ等の
半導体スイッチング素子がある。
【００２３】また、図３に示す実施例の回路は図６に示
すように変更してもよい。図６に示す回路は、図３に示
す回路の主トランジスタ２を省略すると共に補助トラン
ジスタ９を主トランジスタ２として動作させることによ
り、循環電流型の昇圧コンバータとしたものである。
すように変更してもよい。図６に示す回路は、図３に示
す回路の主トランジスタ２を省略すると共に補助トラン
ジスタ９を主トランジスタ２として動作させることによ
り、循環電流型の昇圧コンバータとしたものである。
【００２４】次に、図６の回路の動作を図７の波形図に
基づいて説明する。図７(Ａ)に示すようにｔ0以前にお
いて主トランジスタ２がオフ状態のときは、図７(Ｂ)に
示すように昇圧用リアクトル４及び主還流用ダイオード
３を介して負荷６へ電流Ｉ0が流れている（ＩD）。この
とき、共振用コンデンサ１４は図７(Ｄ)に示すように図
示の極性で負荷６の端子電圧、即ち出力電圧Ｅ0まで充
電されている（ＶC2）。図７(Ａ)に示すように、ｔ0に
おいて制御回路７から主トランジスタ２のベース端子に
付与された主制御パルス信号電圧ＶB1が低レベルから高
レベルになり、主トランジスタ２がオフ状態からオン状
態になると、共振用リアクトル１０に出力電圧Ｅ0が印
加され、図７(Ｃ)に示すように共振用リアクトル１０に
電流ＩL1が流れ始め、０より直線的に増加して行く。こ
れと共に、主還流用ダイオード３に流れていた電流ＩD
は図７(Ｂ)に示すように直線的に減少して行く。このと
き、昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0は主トランジスタ２
を通して流れ、主トランジスタ２の両端の電圧ＶTR1は
図７(Ｅ)に示すように直ちに０Ｖまで降下する。したが
って、主トランジスタ２のターンオン時において、共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が０から緩やかに立ち上が
るためにゼロ電流スイッチングとなる。
基づいて説明する。図７(Ａ)に示すようにｔ0以前にお
いて主トランジスタ２がオフ状態のときは、図７(Ｂ)に
示すように昇圧用リアクトル４及び主還流用ダイオード
３を介して負荷６へ電流Ｉ0が流れている（ＩD）。この
とき、共振用コンデンサ１４は図７(Ｄ)に示すように図
示の極性で負荷６の端子電圧、即ち出力電圧Ｅ0まで充
電されている（ＶC2）。図７(Ａ)に示すように、ｔ0に
おいて制御回路７から主トランジスタ２のベース端子に
付与された主制御パルス信号電圧ＶB1が低レベルから高
レベルになり、主トランジスタ２がオフ状態からオン状
態になると、共振用リアクトル１０に出力電圧Ｅ0が印
加され、図７(Ｃ)に示すように共振用リアクトル１０に
電流ＩL1が流れ始め、０より直線的に増加して行く。こ
れと共に、主還流用ダイオード３に流れていた電流ＩD
は図７(Ｂ)に示すように直線的に減少して行く。このと
き、昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0は主トランジスタ２
を通して流れ、主トランジスタ２の両端の電圧ＶTR1は
図７(Ｅ)に示すように直ちに０Ｖまで降下する。したが
って、主トランジスタ２のターンオン時において、共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が０から緩やかに立ち上が
るためにゼロ電流スイッチングとなる。
【００２５】図７(Ｃ)に示すように、ｔ1において共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が昇圧用リアクトル４の電
流Ｉ0に等しくなると主還流用ダイオード３がカットオ
フし、図７(Ｂ)に示すように主還流用ダイオード３の電
流ＩDが０となる。このとき、共振用コンデンサ１４に
充電されたエネルギが放出されて共振用コンデンサ１４
及び共振用リアクトル１０が共振し、共振用コンデンサ
１４、共振用リアクトル１０及び主トランジスタ２の経
路で共振電流が流れる。このため、共振用リアクトル１
０には、正弦波状の電流が昇圧用リアクトル４の電流Ｉ
0に重畳して流れるので、共振用リアクトル１０の電流
ＩL1は図７(Ｃ)に示すように引き続き正弦波状に増加し
て行く（ＩL1）。一方、共振用コンデンサ１４の両端の
電圧ＶC2は図７(Ｄ)に示すように余弦波状に降下して行
く。
用リアクトル１０の電流ＩL1が昇圧用リアクトル４の電
流Ｉ0に等しくなると主還流用ダイオード３がカットオ
フし、図７(Ｂ)に示すように主還流用ダイオード３の電
流ＩDが０となる。このとき、共振用コンデンサ１４に
充電されたエネルギが放出されて共振用コンデンサ１４
及び共振用リアクトル１０が共振し、共振用コンデンサ
１４、共振用リアクトル１０及び主トランジスタ２の経
路で共振電流が流れる。このため、共振用リアクトル１
０には、正弦波状の電流が昇圧用リアクトル４の電流Ｉ
0に重畳して流れるので、共振用リアクトル１０の電流
ＩL1は図７(Ｃ)に示すように引き続き正弦波状に増加し
て行く（ＩL1）。一方、共振用コンデンサ１４の両端の
電圧ＶC2は図７(Ｄ)に示すように余弦波状に降下して行
く。
【００２６】図７(Ｃ)に示すように、ｔ2において共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が略最大値、即ち昇圧用リ
アクトル４の電流Ｉ0と共振電流の最大値Ｉpとの和に達
すると、共振用リアクトル１０の両端の電圧が０Ｖとな
る。このとき、循環電流用ダイオード１３が順バイアス
になり、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は共振用リア
クトル１０、主トランジスタ２及び循環電流用ダイオー
ド１３の経路で循環電流となって流れ続ける。これと共
に、共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が図７(Ｄ)
に示すように０Ｖとなる。
用リアクトル１０の電流ＩL1が略最大値、即ち昇圧用リ
アクトル４の電流Ｉ0と共振電流の最大値Ｉpとの和に達
すると、共振用リアクトル１０の両端の電圧が０Ｖとな
る。このとき、循環電流用ダイオード１３が順バイアス
になり、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は共振用リア
クトル１０、主トランジスタ２及び循環電流用ダイオー
ド１３の経路で循環電流となって流れ続ける。これと共
に、共振用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が図７(Ｄ)
に示すように０Ｖとなる。
【００２７】図７(Ａ)に示すように、ｔ3において制御
回路７から主トランジスタ２のベース端子に付与された
主制御パルス信号電圧ＶB1が高レベルから低レベルにな
り、主トランジスタ２がオン状態からオフ状態になる
と、昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0は共振用コンデンサ
１４を通して流れる。このとき、共振用リアクトル１０
の電流ＩL1は共振用リアクトル１０、第１の補助還流用
ダイオード１１及び共振用コンデンサ８の経路で共振電
流となって流れ、共振用コンデンサ８を充電する。この
ため、図７(Ｆ)及び(Ｄ)に示すように共振用コンデンサ
８の電圧ＶC1及び共振用コンデンサ１４の電圧ＶC2が共
に０Ｖから緩やかに上昇するから、主トランジスタ２の
ターンオフ時においてゼロ電圧スイッチングとなる。
回路７から主トランジスタ２のベース端子に付与された
主制御パルス信号電圧ＶB1が高レベルから低レベルにな
り、主トランジスタ２がオン状態からオフ状態になる
と、昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0は共振用コンデンサ
１４を通して流れる。このとき、共振用リアクトル１０
の電流ＩL1は共振用リアクトル１０、第１の補助還流用
ダイオード１１及び共振用コンデンサ８の経路で共振電
流となって流れ、共振用コンデンサ８を充電する。この
ため、図７(Ｆ)及び(Ｄ)に示すように共振用コンデンサ
８の電圧ＶC1及び共振用コンデンサ１４の電圧ＶC2が共
に０Ｖから緩やかに上昇するから、主トランジスタ２の
ターンオフ時においてゼロ電圧スイッチングとなる。
【００２８】図７(Ｆ)及び(Ｄ)に示すように、ｔ4にお
いて共振用コンデンサ８の電圧ＶC1と共振用コンデンサ
１４の電圧ＶC2との和が出力電圧Ｅ0に等しくなると、
共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図７(Ｃ)に示すよう
に緩やかに０まで減少して行く。そして、ｔ5において
共振用リアクトル１０の電流ＩL1が０になると、分流し
た負荷６の電流により共振用コンデンサ８、１４が充放
電されて行き、ｔ6において共振用コンデンサ１４の電
圧ＶC2が図７(Ｄ)に示すように出力電圧Ｅ0に等しくな
ると、主還流用ダイオード３の電圧が０Ｖとなる。この
とき、昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0が図７(Ｂ)に示す
ように主還流用ダイオード３を通して流れ(ＩD)、ｔ6以
降は昇圧用リアクトル４及び主還流用ダイオード３を介
して負荷６へ電流Ｉ0が流れる。
いて共振用コンデンサ８の電圧ＶC1と共振用コンデンサ
１４の電圧ＶC2との和が出力電圧Ｅ0に等しくなると、
共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図７(Ｃ)に示すよう
に緩やかに０まで減少して行く。そして、ｔ5において
共振用リアクトル１０の電流ＩL1が０になると、分流し
た負荷６の電流により共振用コンデンサ８、１４が充放
電されて行き、ｔ6において共振用コンデンサ１４の電
圧ＶC2が図７(Ｄ)に示すように出力電圧Ｅ0に等しくな
ると、主還流用ダイオード３の電圧が０Ｖとなる。この
とき、昇圧用リアクトル４の電流Ｉ0が図７(Ｂ)に示す
ように主還流用ダイオード３を通して流れ(ＩD)、ｔ6以
降は昇圧用リアクトル４及び主還流用ダイオード３を介
して負荷６へ電流Ｉ0が流れる。
【００２９】上述のように、図６に示す実施例では主ト
ランジスタ２のターンオン及びターンオフ時においてゼ
ロ電流又はゼロ電圧スイッチングが達成されるので、主
トランジスタ２のスイッチング損失を低減することがで
きる。なお、図６の実施例の回路では、主トランジスタ
２のみで昇圧コンバータ回路を構成できるので、図１、
図３及び図５に示す実施例に比較してスイッチング損失
による発生熱量を抑制できかつ部品点数を少なくできる
利点を有する。
ランジスタ２のターンオン及びターンオフ時においてゼ
ロ電流又はゼロ電圧スイッチングが達成されるので、主
トランジスタ２のスイッチング損失を低減することがで
きる。なお、図６の実施例の回路では、主トランジスタ
２のみで昇圧コンバータ回路を構成できるので、図１、
図３及び図５に示す実施例に比較してスイッチング損失
による発生熱量を抑制できかつ部品点数を少なくできる
利点を有する。
【００３０】更に、本発明の実施態様は前記の実施例に
限定されず、種々の変更が可能である。例えば、上記の
実施例では主スイッチング素子及び補助スイッチング素
子として接合型パワートランジスタを使用した例を示し
たが、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、ＳＣＲ（逆阻
止３端子サイリスタ）等の他のスイッチング素子を使用
してもよい。特に、ＦＥＴを使用する場合にはＦＥＴと
一体に形成された内蔵ダイオードを使用できるので、上
記の実施例での循環電流用ダイオード１３を省略するこ
とが可能である。また、主スイッチング素子及び補助ス
イッチング素子は同種の組合せに限定されない。また、
図６の回路における共振用コンデンサ１４は省略しても
よい。
限定されず、種々の変更が可能である。例えば、上記の
実施例では主スイッチング素子及び補助スイッチング素
子として接合型パワートランジスタを使用した例を示し
たが、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、ＳＣＲ（逆阻
止３端子サイリスタ）等の他のスイッチング素子を使用
してもよい。特に、ＦＥＴを使用する場合にはＦＥＴと
一体に形成された内蔵ダイオードを使用できるので、上
記の実施例での循環電流用ダイオード１３を省略するこ
とが可能である。また、主スイッチング素子及び補助ス
イッチング素子は同種の組合せに限定されない。また、
図６の回路における共振用コンデンサ１４は省略しても
よい。
【００３１】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、スイッ
チング素子のゼロ電圧又はゼロ電流スイッチングを容易
に達成できるので、スイッチング素子の電圧波形と電流
波形との重複部分を少なくして昇圧コンバータ回路のス
イッチング素子のオン・オフ動作時の電力損失、即ち昇
圧コンバータ回路におけるスイッチング損失を低減する
ことができる。また、昇圧コンバータ回路のスイッチン
グ素子のスイッチング動作時におけるサージ電圧、サー
ジ電流及びノイズを低減することができる。更に、主ス
イッチング素子と並列に他の共振用コンデンサを接続し
た場合には、より確実にスイッチング素子のゼロ電圧ス
イッチングを達成できるので、スイッチング素子の電圧
波形と電流波形との重複部分が更に少なくなり、昇圧コ
ンバータ回路におけるスイッチング損失を更に低減する
ことが可能となる。
チング素子のゼロ電圧又はゼロ電流スイッチングを容易
に達成できるので、スイッチング素子の電圧波形と電流
波形との重複部分を少なくして昇圧コンバータ回路のス
イッチング素子のオン・オフ動作時の電力損失、即ち昇
圧コンバータ回路におけるスイッチング損失を低減する
ことができる。また、昇圧コンバータ回路のスイッチン
グ素子のスイッチング動作時におけるサージ電圧、サー
ジ電流及びノイズを低減することができる。更に、主ス
イッチング素子と並列に他の共振用コンデンサを接続し
た場合には、より確実にスイッチング素子のゼロ電圧ス
イッチングを達成できるので、スイッチング素子の電圧
波形と電流波形との重複部分が更に少なくなり、昇圧コ
ンバータ回路におけるスイッチング損失を更に低減する
ことが可能となる。
【図１】 本発明による昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの
実施例を示す電気回路図
実施例を示す電気回路図
【図２】 図１の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図
図
【図３】 図１の回路の変更実施例を示す電気回路図
【図４】 図３の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図
図
【図５】 図１の回路の別の変更実施例を示す電気回路
図
図
【図６】 図３の回路の変更実施例を示す電気回路図
【図７】 図６の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図
図
【図８】 従来の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す電
気回路図
気回路図
【図９】 図８の回路のスイッチング電圧波形とスイッ
チング電流波形との重複部分を示す波形図
チング電流波形との重複部分を示す波形図
１．．．直流電源、２．．．主トランジスタ（主スイッ
チング素子）、３．．．主還流用ダイオード（主還流用
整流素子）、４．．．昇圧用リアクトル、５．．．平滑
コンデンサ、６．．．負荷、７．．．制御回路、８、１
４．．．共振用コンデンサ、９．．．補助トランジスタ
（補助スイッチング素子）、１０．．．共振用リアクト
ル、１１、１２．．．第１及び第２の補助還流用ダイオ
ード（第１及び第２の補助還流用整流素子）、１
３．．．循環電流用ダイオード（循環電流用整流素
子）、１５．．．補充電用抵抗
チング素子）、３．．．主還流用ダイオード（主還流用
整流素子）、４．．．昇圧用リアクトル、５．．．平滑
コンデンサ、６．．．負荷、７．．．制御回路、８、１
４．．．共振用コンデンサ、９．．．補助トランジスタ
（補助スイッチング素子）、１０．．．共振用リアクト
ル、１１、１２．．．第１及び第２の補助還流用ダイオ
ード（第１及び第２の補助還流用整流素子）、１
３．．．循環電流用ダイオード（循環電流用整流素
子）、１５．．．補充電用抵抗
Claims (5)
- 【請求項１】 直流電源と、前記直流電源の一端に接続
された昇圧用リアクトルと、一方の主端子が前記昇圧用
リアクトルに接続されかつ他方の主端子が前記直流電源
の他端に接続された主スイッチング素子と、該主スイッ
チング素子と並列に接続された主還流用整流素子及び平
滑コンデンサの直列回路と、前記平滑コンデンサと並列
に接続された負荷とを備え、 前記主スイッチング素子をオン・オフ制御することによ
り前記直流電源の電圧よりも高い電圧の直流出力を前記
負荷に供給する昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記主スイッチング素子と並列に接続された共振用リア
クトル及び補助スイッチング素子の直列回路と、該直列
回路の接続点と前記主還流用整流素子及び前記平滑コン
デンサの直列回路の接続点との間に接続された第１及び
第２の補助還流用整流素子の直列回路と、該第１及び第
２の補助還流用整流素子の直列回路の接続点と前記主ス
イッチング素子の一方の主端子との間に接続された共振
用コンデンサと、前記主スイッチング素子と一体に形成
された整流素子又は独立の整流素子から成りかつ前記主
スイッチング素子と並列に接続された循環電流用整流素
子と、前記主スイッチング素子の制御端子に主制御パル
ス信号を付与する前に前記補助スイッチング素子の制御
端子に補助制御パルス信号を付与する制御回路とを備え
たことを特徴とする昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記主スイッチング素子と並列に他の共
振用コンデンサを接続した「請求項１」に記載の昇圧型
ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 前記第１及び第２の補助還流用整流素子
の直列回路の接続点と前記主還流用整流素子及び前記平
滑コンデンサの直列回路の接続点との間に、補充電用抵
抗又は前記主スイッチング素子のオン期間中にオン状態
となる補充電用スイッチを接続した「請求項１」に記載
の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 直流電源と、前記直流電源の一端に接続
された昇圧用リアクトルと、一方の主端子が前記昇圧用
リアクトルに接続されかつ他方の主端子が前記直流電源
の他端に接続された主スイッチング素子と、該主スイッ
チング素子と並列に接続された主還流用整流素子及び平
滑コンデンサの直列回路と、前記平滑コンデンサと並列
に接続された負荷とを備え、 前記主スイッチング素子をオン・オフ制御することによ
り前記直流電源の電圧よりも高い電圧の直流出力を前記
負荷に供給する昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記昇圧用リアクトルと前記主スイッチング素子の一方
の主端子との間に挿入された共振用リアクトルと、前記
共振用リアクトル及び前記主スイッチング素子の接続点
と前記主還流用整流素子及び前記平滑コンデンサの直列
回路の接続点との間に接続された第１及び第２の補助還
流用整流素子の直列回路と、該直列回路の接続点と前記
昇圧用リアクトル及び前記共振用リアクトルの接続点と
の間に接続された共振用コンデンサと、前記昇圧用リア
クトル及び前記共振用リアクトルの接続点と前記主スイ
ッチング素子の他方の主端子との間に接続された循環電
流用整流素子と、前記主スイッチング素子の制御端子に
主制御パルス信号を付与する制御回路とを備えたことを
特徴とする昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】 前記循環電流用整流素子と並列に他の共
振用コンデンサを接続した「請求項４」に記載の昇圧型
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6028565A JP3038701B2 (ja) | 1994-02-25 | 1994-02-25 | 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6028565A JP3038701B2 (ja) | 1994-02-25 | 1994-02-25 | 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11368932A Division JP3104875B2 (ja) | 1999-12-27 | 1999-12-27 | 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07241072A true JPH07241072A (ja) | 1995-09-12 |
| JP3038701B2 JP3038701B2 (ja) | 2000-05-08 |
Family
ID=12252169
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6028565A Expired - Fee Related JP3038701B2 (ja) | 1994-02-25 | 1994-02-25 | 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3038701B2 (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002003533A1 (fr) * | 2000-07-05 | 2002-01-10 | Tdk Corporation | Systeme de conversion de courant electrique |
| WO2002025798A1 (fr) * | 2000-09-20 | 2002-03-28 | Tdk Corporation | Dispositif d'alimentation electrique de commutation eleveur |
| JP2007228781A (ja) * | 2006-02-20 | 2007-09-06 | Katsunori Taniguchi | ソフトスイッチング高昇圧コンバータ |
| JP2010045111A (ja) * | 2008-08-11 | 2010-02-25 | Sumitomo Electric Ind Ltd | リアクトル集合体 |
| JP2010045109A (ja) * | 2008-08-11 | 2010-02-25 | Sumitomo Electric Ind Ltd | リアクトル集合体 |
| JP2011083092A (ja) * | 2009-10-06 | 2011-04-21 | Hitachi Appliances Inc | 電源装置 |
| CN102843029A (zh) * | 2012-09-19 | 2012-12-26 | 深圳市英威腾电气股份有限公司 | 一种直流-直流升压电路 |
| KR102045156B1 (ko) * | 2018-11-12 | 2019-11-14 | 서울과학기술대학교 산학협력단 | 소프트 스위칭을 위한 액티브 스너버 셀 및 이를 포함하는 부스트 컨버터 |
| CN113258774A (zh) * | 2021-05-19 | 2021-08-13 | 三峡大学 | 一种零电压关断零电流开通高增益Boost变换器 |
-
1994
- 1994-02-25 JP JP6028565A patent/JP3038701B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002003533A1 (fr) * | 2000-07-05 | 2002-01-10 | Tdk Corporation | Systeme de conversion de courant electrique |
| US6522109B2 (en) | 2000-07-05 | 2003-02-18 | Tdk Corporation | Power conversion apparatus |
| WO2002025798A1 (fr) * | 2000-09-20 | 2002-03-28 | Tdk Corporation | Dispositif d'alimentation electrique de commutation eleveur |
| US7049793B2 (en) | 2000-09-20 | 2006-05-23 | Tdk Corporation | Boost switching power supply |
| JP2007228781A (ja) * | 2006-02-20 | 2007-09-06 | Katsunori Taniguchi | ソフトスイッチング高昇圧コンバータ |
| JP2010045111A (ja) * | 2008-08-11 | 2010-02-25 | Sumitomo Electric Ind Ltd | リアクトル集合体 |
| JP2010045109A (ja) * | 2008-08-11 | 2010-02-25 | Sumitomo Electric Ind Ltd | リアクトル集合体 |
| JP2011083092A (ja) * | 2009-10-06 | 2011-04-21 | Hitachi Appliances Inc | 電源装置 |
| CN102843029A (zh) * | 2012-09-19 | 2012-12-26 | 深圳市英威腾电气股份有限公司 | 一种直流-直流升压电路 |
| KR102045156B1 (ko) * | 2018-11-12 | 2019-11-14 | 서울과학기술대학교 산학협력단 | 소프트 스위칭을 위한 액티브 스너버 셀 및 이를 포함하는 부스트 컨버터 |
| CN113258774A (zh) * | 2021-05-19 | 2021-08-13 | 三峡大学 | 一种零电压关断零电流开通高增益Boost变换器 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3038701B2 (ja) | 2000-05-08 |
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