JPH0723564A - 不飽和磁気増幅器制御装置を使用した高周波給電源 - Google Patents

不飽和磁気増幅器制御装置を使用した高周波給電源

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JPH0723564A
JPH0723564A JP5310790A JP31079093A JPH0723564A JP H0723564 A JPH0723564 A JP H0723564A JP 5310790 A JP5310790 A JP 5310790A JP 31079093 A JP31079093 A JP 31079093A JP H0723564 A JPH0723564 A JP H0723564A
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inductance
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ジェフリー・エル・ボーリン
Dong Tan
ドン・タン
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は、スイッチング周波数を変化せずに
出力電圧調整を行うことのできるＤＣ・ＤＣ変換器を提
供することを目的とする。 【構成】 ＤＣ電力に応答し、固定周波数で駆動され、
インダクタンス以外の共振スイッチング回路の素子を含
むスイッチング手段10と、可変インダクタンスＬ1 を有
し、スイッチング手段10と共同して共振スイッチング回
路を形成し、可変インダクタンスＬ1 の関数であるほぼ
正弦波のＡＣ電流出力を供給する磁気増幅器制御装置20
と、磁気増幅器制御装置20のＡＣ電流出力に比例するＤ
Ｃ出力電圧を供給する磁気増幅器制御装置20のＡＣ出力
に応答する整流手段30と、可変インダクタンスＬ1 を制
御し、それによってＤＣ出力電圧を制御するために磁気
増幅器制御装置を制御する制御手段とを具備しているこ
とを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は一般にＤＣ・ＤＣ変換
器、特に固定されたスイッチング周波数を使用し、変換
器の電圧を制御するために不飽和磁気増幅器制御装置を
使用する改良されたＤＣ・ＤＣ変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＤＣ・ＤＣ変換器は、電源のＤＣ電圧の
出力が異なる電圧レベルのＤＣ供給電圧に変換されるこ
とを必要とする適用において使用される。典型的に、電
源ＤＣ電圧はある形態のスイッチング回路によってＡＣ
電圧に変換される。ＡＣ電圧は必要に応じてステップア
ップまたはダウンされ、その後ＤＣ供給電圧を提供する
ために整流される。スイッチング損失および雑音発生に
関連した理由のために、ＤＣ・ＤＣ変換器のＡＣ部分に
対してほぼ正弦波の波形を使用することが所望されるこ
とが多く、ここに示されているＤＣ・ＤＣ変換器はそれ
らの各ＡＣ部分においてほぼ正弦波の波形を使用する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ＡＣ部分においてほぼ
正弦波の波形を使用するスイッチングＤＣ・ＤＣ変換器
の出力電圧は、典型的にスイッチング周波数を変化する
ことによってによって制御される。電圧調整のためにス
イッチング周波数を変化することに関して、ＤＣ・ＤＣ
変換器の整流器回路上で負荷として使用される多数の装
置は整流器回路のリップルに非常に感応することを考慮
しなければならない。雑音感度を減少するために、リッ
プルをフィルタ処理するために特別な技術が使用される
が、このような技術はリップルが固定された周波数であ
ることを必要とし、したがって出力電圧制御を行うため
に周波数を変化するＤＣ・ＤＣ変換器と組合わせて使用
するのには適切ではない。したがって、スイッチング周
波数を変化せずに出力電圧調整を行うＤＣ・ＤＣ変換器
を提供することが有効である。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記および別の利点は、
ＤＣ電力に応答し、切替えられた電力信号を供給するた
めに固定された周波数で駆動されるスイッチング回路
と、共振スイッチング回路を有する制御された電流源を
形成するようにスイッチング回路と共同し、可変インダ
クタンスを有し、可変インダクタンスの関数であるほぼ
正弦波ＡＣ電流出力を供給する磁気増幅器制御装置と、
磁気増幅器制御装置のＡＣ電流出力に比例するＤＣ出力
電圧を供給する磁気増幅器制御装置のＡＣ電流出力に応
答するＡＣ電流・ＤＣ電圧整流器と、可変インダクタン
スを制御し、それによって整流回路のＤＣ出力電圧を制
御する磁気増幅器制御装置の制御回路とを具備している
ＤＣ・ＤＣ変換器において本発明によって提供される。
【０００５】
【実施例】本発明に記載されている利点および特徴は、
以下の詳細な説明および添付図面から当業者によって容
易に理解されるであろう。以下の詳細な説明および図面
において、同じ素子は同じ参照符号により示されてい
る。図１を参照すると、本発明によるＤＣ・ＤＣ変換器
の簡単なブロック図が示されている。ＤＣ・ＤＣ変換器
は一般に切替えられた電力信号を供給するためにＤＣ電
圧に応答するスイッチング回路10、スイッチング回路10
に応答してほぼ正弦波のＡＣ電流を供給する磁気増幅器
制御装置20（簡単な等価回路の形態で示されている）お
よび磁気増幅器制御装置のＡＣ電流出力を整流し、ＲL
で示された負荷にＤＣ出力電圧を供給するＡＣ電流・Ｄ
Ｃ電圧整流器回路30を含む。スイッチング回路10は、磁
気増幅器制御装置20によって提供される可変インダクタ
ンスＬ1 以外の共振ＤＣ・ＡＣインバータ110 を形成す
る素子を含む。スイッチング回路10および可変インダク
タンスＬ1 は、磁気増幅器制御装置20によって提供され
た可変インダクタンスＬ1 およびスイッチング回路10中
のキャパシタから成る同調されたＬＣ回路を通過するほ
ぼ正弦波のＡＣ電流にＤＣ電圧を変換するＤＣ・ＡＣイ
ンバータ110 を形成する。効果的に、スイッチング回路
10および磁気増幅器制御装置20はほぼ正弦波の電流出力
が磁気増幅器制御装置20によって制御される制御された
電流源を構成し、この電流出力はＡＣ電流・ＤＣ電圧整
流器30に供給され、磁気増幅器制御装置20はここにおい
てさらに説明されるように制御電流によって制御され
る。
【０００６】動作において、磁気増幅器制御装置20への
制御電流は同調されたＬＣ回路のインピーダンスを制御
する同調された回路インダクタンスＬ1 を制御する。同
調されたＬＣ回路のインピーダンスは、スイッチング回
路10から磁気増幅器制御装置20への電流を制御し、磁気
増幅器制御装置20の出力電流はその入力における電流の
関数である。ＡＣ電流・ＤＣ電圧整流器30の電圧出力
は、磁気増幅器制御装置20から受けた入力電流に比例
し、したがってＡＣ電流・ＤＣ電圧整流器30によって供
給されたＤＣ電圧出力は磁気増幅器制御装置20への制御
電流の関数として制御される。
【０００７】共振ＤＣ・ＡＣインバータ110 にインダク
タンスＬ1 を供給することに加えて、磁気増幅器制御装
置20はＡＣ電流・ＤＣ電圧整流器30を構成するのに有効
な固定されたインダクタンスＬm を構成するように設計
されることができる。インダクタンスＬm が所望されな
い場合にこれらの構造において、その値は回路に影響を
与えないように十分に高く設計されることができる。
【０００８】図１に示された磁気増幅器制御装置20の簡
単な等価回路は、特に磁気増幅器制御装置20の入力を横
切って直列接続された可変インダクタンスＬ1 および固
定インダクタンスＬm を含む。１：Ｎ巻きの変成器Ｔ1
の１次巻線は固定インダクタンスＬm を横切って接続さ
れ、一方変成器の２次巻線の端子は磁気増幅器制御装置
20の出力を提供する。ここにおいてさらに説明されるよ
うに、可変インダクタンスＬ1 のインダクタンスはＤＣ
出力電圧を制御する制御電流によって変化される。
【０００９】図２を参照すると、図１のＤＣ・ＤＣ変換
器の磁気増幅器制御装置20の概略的な回路図が示されて
いる。磁気増幅器制御装置20は、磁気増幅器制御装置20
への入力を受取る１次巻線15と、磁気増幅器制御装置20
の出力を提供する２次巻線17と、磁気増幅器制御装置20
を制御するために制御電流源21によって駆動される制御
巻線19とを含む。制御巻線19に供給される制御電流の変
化は、磁気増幅器制御装置20の等価回路のインダクタン
スＬ1 を変化する。本発明のＤＣ・ＤＣ変換器において
使用されることができる磁気増幅器制御装置20の一例
は、Ｖollin およびＴan氏による本出願人の別出願の米
国特許出願に記載されている。
【００１０】図３を参照すると、スイッチング回路10お
よび可変インダクタンスＬ1 によって形成されたインバ
ータがクラスＥ回路を含み、ＡＣ電流・ＤＣ電圧整流器
30が倍電圧回路を含む本発明によるＤＣ・ＤＣ変換器50
の構造が示されている。図３のＤＣ・ＤＣ変換器50のス
イッチング回路10は、ＤＣ源電圧Ｖ＋とノード11との間
に接続されたフィードチョークインダクタンスＬ11を含
む。電力ＦＥＴＱ11のドレインはノード11に接続され、
一方そのソースは入力接地ノード12に接続される。電力
ＦＥＴＱ11のゲートは、一般に部品を小さくするように
小さい成分を提供する少なくとも約100 ＫＨｚの固定周
波数を有する固定周波数方形波信号ＳＷ0 によって駆動
される。ダイオードＤ11はノード11と入力接地ノード12
との間に接続され、陽極は入力接地ノード12に接続さ
れ、陰極はノード11に接続されている。キャパシタＣ11
はノード11と接地ノード12との間に接続され、キャパシ
タＣ12はノード11と磁気増幅器の非接地入力との間に接
続され、この磁気増幅器は磁気増幅器制御装置20の可変
インダクタンスＬ1 に接続される。磁気増幅器制御装置
20の別の入力端子は接地ノード12に接続されている。
【００１１】図３のＤＣ・ＤＣ変換器50のＡＣ電流・Ｄ
Ｃ電圧整流器30は、磁気増幅器制御装置20の出力端子
と、陽極が磁気増幅器制御装置20の別の端子に接続され
ているダイオードＤ12の陰極との間に接続されたキャパ
シタＣ13を含む。ダイオードＤ13はダイオードＤ12の陰
極に接続された陽極を有し、キャパシタＣ14はダイオー
ドＤ13の陰極とダイオードＤ12の陽極との間に接続され
ている。負荷ＲL はフィルタキャパシタＣ14を横切って
並列に接続されている。
【００１２】磁気増幅器制御装置20によって与えられた
可変インダクタンスＬ1 およびスイッチング回路10の素
子は、磁気増幅器制御装置20に供給される制御電流によ
って振幅が制御されるほぼ正弦波のＡＣ電流を供給する
可変インダクタンスＬ1 およびキャパシタＣ12から構成
された直列共振回路を含むクラスＥ共振インバータとし
て機能する。磁気増幅器制御装置20によって提供された
インダクタンスＬm は、ＡＣ電流・ＤＣ電圧整流器30へ
の入力に対してインピーダンス整合および波形成形イン
ダクタンスとして機能する。磁気増幅器制御装置20はさ
らに出力ＤＣ分離および電圧ステップアップまたはステ
ップダウンへの入力を提供する変成器として機能する。
インダクタンスＬm の波形成形機能は、図１の回路にお
ける信号の適切な波形を考慮することによってさらに理
解されることができる。可変インダクタンスＬ1 中の電
流はほぼ正弦波であり、固定されたインダクタンスＬm
中の電流は、ＡＣ電流・ＤＣ電圧整流器30の特性にした
がって可変インダクタンスＬ1 を横切って印加された電
圧波形に応答して三角形波である。整流器30中の電流
は、可変インダクタンスＬ1 中の正弦波電流と固定され
たインダクタンスＬm中の三角形波電流との間の差であ
り、したがって電流導電サイクルのスタート時にゆっく
り上昇し、その後サイクルの終了前にピークに上昇する
歪められたほぼ正弦波の波形を有する。このような電流
波形は、逆復元によって発生させられるダイオード損失
を減少するＡＣ電流・ＤＣ電圧整流器30中のダイオード
をゆっくりオンに切替える望ましい効果を有する。上記
されたダイオード電流波形成形は、文献（“Class E Re
sonant Regulated DC/DC Power Converters:Analysis o
fOperations ,and Experimental Results at 1.5 MHz
”，IEEE Transactions onPower Electronics ,Vol.PE
-1,No.4, 111乃至120 頁，1986年 4月）に詳細に示され
ている。
【００１３】動作において、ＤＣ・ＤＣ変換器50によっ
て負荷ＲL に供給されるＤＣ出力電圧は磁気増幅器制御
装置用の制御電流によって制御される。これは（ａ）可
変インダクタンスＬ1 のインダクタンスが制御電流によ
って制御され、（ｂ）可変インダクタンスＬ1 およびキ
ャパシタＣ12からなる直列共振回路のインピーダンスは
可変インダクタンスＬ1 のインダクタンスによって制御
され、（ｃ）磁気増幅器制御装置への電流は可変インダ
クタンスＬ1 およびキャパシタＣ12からなる直列共振回
路のインピーダンスによって制御され、（ｄ）ＡＣ電流
・ＤＣ電圧整流器回路に供給される磁気増幅器制御装置
の電流出力はその入力電流の関数であり、（ｅ）ＡＣ電
流・ＤＣ電圧整流器のＤＣ出力電圧はその入力電流に比
例するためである。
【００１４】図４を参照すると、スイッチング回路10お
よび可変インダクタンスＬ1 によって形成されたＤＣ・
ＡＣインバータがプッシュ・プルインバータ回路を構成
し、ＡＣ電流・ＤＣ電圧整流器30がブリッジ整流器回路
を含む本発明によるＤＣ・ＤＣ変換器60の構造が示され
ている。図４のＤＣ・ＤＣ変換器のスイッチング回路10
は第１および第２の直列接続された電力ＦＥＴＱ21およ
びＱ22を含み、電力ＦＥＴＱ21は正のＤＣ供給電圧Ｖ＋
に接続されたドレインおよび電力ＦＥＴＱ22のドレイン
にノード21で接続されたソースを有し、この電力ＦＥＴ
Ｑ22は負のＤＣ供給電圧Ｖ−に接続されたソースを有す
る。電力ＦＥＴＱ21およびＱ22のゲートは、互いに位相
が180 °ずれており、一般に部品を小さくできる少なく
とも約100 ＫＨｚである同じ固定周波数を有する各固定
周波数方形波信号ＳＷ0 ，ＳＷ0´によって駆動され
る。各固定周波数方形波信号はＴのスイッチング期間を
有し、例えば各スイッチング期間のスタート時にＴ／４
の期間の間活動レベルである。したがって、電力ＦＥＴ
Ｑ21およびＱ22の一方がＴ／４の期間に対してオンであ
る場合、他方はオフであり、両者は他方のＦＥＴがオン
に切替えられる前にＴ／４の期間の間オフである。換言
すると、方形波信号の活動状態はインターリーブされ、
Ｔ／４の期間だけ互いに関して分離される。各方形波信
号内において、活動レベルは３Ｔ／４の期間だけ分離さ
れる。
【００１５】ダイオードＤ21はＦＥＴＱ21を横切って接
続され、その陽極がノード21に接続され、陰極が正の供
給電圧Ｖ＋に接続されている。ダイオードＤ22は、電力
ＦＥＴＱ22を横切って接続され、その陽極が負の供給電
圧Ｖ−に接続され、陰極がノード21に接続されている。
キャパシタＣ21はノード21と入力接地ノード21との間に
接続され、一方キャパシタＣ22はノード21と磁気増幅器
制御装置20の入力端子との間に接続され、この入力端子
は磁気増幅器制御装置20の可変インダクタンスＬ1 に接
続されている。磁気増幅器制御装置の別の入力端子は接
地ノード22に接続されている。
【００１６】図４のＤＣ・ＤＣ変換器60のＡＣ電流・Ｄ
Ｃ電圧整流器30は、直列接続されたダイオードＤ24，Ｄ
26と並列に接続された直列接続されたダイオードＤ23，
Ｄ25を含み、ダイオードＤ23の陽極はダイオードＤ25の
陰極に接続され、ダイオードＤ24の陽極はダイオードＤ
26の陰極に接続されている。磁気増幅器制御装置20の１
つの２次巻線端子は直列接続されたダイオードＤ23，Ｄ
25間のノードに接続され、一方磁気増幅器制御装置20の
別の２次巻線端子は直列接続されたダイオードＤ24，Ｄ
26間のノードに接続されている。フィルタキャパシタＣ
24は直列接続されたダイオード対Ｄ23，Ｄ25およびＤ2
4，Ｄ26を横切って並列に接続され、出力負荷ＲL はフ
ィルタキャパシタＣ24を横切って接続されている。
【００１７】磁気増幅器制御装置20および図４のスイッ
チング回路10の素子によって与えられた可変インダクタ
ンスＬ1 は、振幅が磁気増幅器制御装置20に供給される
制御電流によって制御されるほぼ正弦波のＡＣ電流を供
給する可変インダクタンスＬ1 およびキャパシタＣ22か
らなる直列共振回路を含む共振インバータとして機能す
る。図４の共振インバータは、プッシュ・プルスイッチ
構造が図４のインバータにおいて使用される以外、図３
のＥクラスインバータと同様に機能する。当業者は、図
４のインバータがクラスＥ回路のゼロ電圧スイッチング
特性を有しているが、電圧供給され、したがってそれを
通常のＥクラスインバータと異るものにしていることを
認識するであろう。磁気増幅器制御装置20によって与え
られた等価回路のインダクタンスＬm は、ＡＣ電流・Ｄ
Ｃ電圧整流器30への入力に対するインピーダンス整合お
よび電流波形成形インダクタンスとして機能する。磁気
増幅器制御装置20は出力ＤＣ分離および電圧ステップア
ップまたはステップダウンへの入力を付加的に提供する
変成器として機能する。
【００１８】動作において、ＤＣ・ＤＣ変換器60によっ
て負荷ＲL に供給されたＤＣ出力電圧は磁気増幅器制御
装置20に対する制御電流によって制御される。これは
（ａ）可変インダクタンスＬ1 のインダクタンスが制御
電流によって制御され、（ｂ）可変インダクタンスＬ1
およびキャパシタＣ22からなる直列共振回路のインピー
ダンスが可変インダクタンスＬ1 のインダクタンスによ
って制御され、（ｃ）磁気増幅器制御装置への電流が可
変インダクタンスＬ1 およびキャパシタＣ22からなる直
列共振回路のインピーダンスによって制御され、（ｄ）
ＡＣ電流・ＤＣ電圧整流器回路に供給される磁気増幅器
制御装置の電流出力は入力電流の関数であり、（ｅ）Ａ
Ｃ電流・ＤＣ電圧整流器のＤＣ出力電圧はその入力電流
に比例するためである。
【００１９】図５を参照すると、ＤＣ・ＡＣインバータ
がゼロ電圧スイッチング特性を備えた１／２ブリッジ回
路を含み、ＡＣ電流・ＤＣ電圧整流器回路が全波整流器
回路を含む本発明によるＤＣ・ＤＣ変換器70の構造が示
されている。図５のＤＣ・ＤＣ変換器のスイッチング回
路10は第１および第２の直列接続された電力ＦＥＴＱ31
およびＱ32を含み、電力ＦＥＴＱ31はＤＣ供給電圧Ｖ＋
に接続されたドレインおよび電力ＦＥＴＱ32のドレイン
にノード31で接続されたソースを有し、この電力ＦＥＴ
Ｑ32は入力接地ノード32に接続されたソースを有する。
電力ＦＥＴＱ31およびＱ32のゲートは、図４のＤＣ・Ｄ
Ｃ変換器の電力ＦＥＴＱ21およびＱ22と同じ方法で各固
定周波数方形波信号ＳＷ0 ，ＳＷ0 ´によって駆動され
る。方形波信号ＳＷ0 ，ＳＷ0 ´は互いに位相が180 °
ずれており、一般に部品を小さくする少なくとも約100
ＫＨｚである同じ固定周波数を有する。各固定周波数方
形波信号ＳＷ0 ，ＳＷ0 ´はＴのスイッチング期間を有
し、例えば各スイッチング期間のスタート時にＴ／４の
期間の間活動レベルである。したがって、電力ＦＥＴＱ
31およびＱ32の一方がＴ／４の期間オンである場合、他
方はオフであり、両者は他方のＦＥＴがオンに切替えら
れる前にＴ／４の期間オフである。換言すると、方形波
信号の活動状態はインターリーブされ、Ｔ／４の期間だ
け分離される。各方形波信号内において、活動レベルは
３Ｔ／４の期間だけ分離される。
【００２０】ダイオードＤ31はＦＥＴＱ31を横切って接
続され、その陽極がノード31に接続され、陰極が供給電
圧Ｖ＋に接続されている。ダイオードＤ32は、電力ＦＥ
ＴＱ32を横切って接続され、その陽極が入力接地ノード
32に接続され、陰極がノード31に接続されている。キャ
パシタＣ32，Ｃ33は直列接続されたダイオードＤ31，Ｄ
32を横切って直列接続され、キャパシタＣ31はノード31
とキャパシタＣ32，Ｃ33間に位置するノード33との間に
接続される。キャパシタＣ34はノード33と磁気増幅器制
御装置20の端子との間に接続され、この端子は可変イン
ダクタンスＬ1に接続されている。磁気増幅器制御装置
の別の端子はノード31に接続されている。
【００２１】図５のＤＣ・ＤＣ変換器70のＡＣ電流・Ｄ
Ｃ電圧整流回路は、陽極が磁気増幅器制御装置20の２次
巻線端子にそれぞれ接続され、陰極が互いに接続されて
いるダイオードＤ33，Ｄ34を含む。フィルタキャパシタ
Ｃ35は磁気増幅器制御装置20の２次巻線の中心タップと
ダイオードＤ33，Ｄ34の共通接続された陰極との間に接
続されている。出力負荷ＲL はフィルタキャパシタＣ35
と並列に接続されている。
【００２２】磁気増幅器制御装置20および図５のスイッ
チング回路10の素子によって与えられた可変インダクタ
ンスＬ1 は、振幅が磁気増幅器制御装置20に供給される
制御電流によって制御されるＡＣ電流を供給する可変イ
ンダクタンスＬ1 およびキャパシタＣ34からなる直列共
振回路を含む共振インバータとして機能する。磁気増幅
器制御装置20によって与えられたインダクタンスＬm
は、ＡＣ電流・ＤＣ電圧整流器30への入力に対するイン
ピーダンス整合および電流波形成形インダクタンスとし
て機能する。磁気増幅器制御装置20はさらに出力ＤＣ分
離および電圧ステップアップまたはステップダウンへの
入力を提供する変成器として機能する。
【００２３】動作において、ＤＣ・ＤＣ変換器70によっ
て負荷ＲL に供給されたＤＣ出力電圧は磁気増幅器制御
装置20に対する制御電流によって制御される。これは
（ａ）可変インダクタンスＬ1 のインダクタンスが制御
電流によって制御され、（ｂ）可変インダクタンスＬ1
およびキャパシタＣ34からなる直列共振回路のインピー
ダンスが可変インダクタンスＬ1 のインダクタンスによ
って制御され、（ｃ）磁気増幅器制御装置への電流が可
変インダクタンスＬ1 およびキャパシタＣ34からなる直
列共振回路のインピーダンスによって制御され、（ｄ）
ＡＣ電流・ＤＣ電圧整流器回路に供給される磁気増幅器
制御装置の電流出力はその入力電流の関数であり、
（ｅ）ＡＣ電流・ＤＣ電圧整流器のＤＣ出力電圧はその
入力電流に比例するためである。
【００２４】本発明によるＤＣ・ＤＣ変換器において、
図３乃至図５の回路によって例示されたように、ＡＣ電
流・ＤＣ電圧整流器30によって与えられたＤＣ出力電圧
は、磁気増幅器制御装置20に供給される制御電流によっ
て制御される。したがって、基準に対してＤＣ出力電圧
を比較するためにフィードバックを使用することによっ
て本発明によるＤＣ・ＤＣ変換器は、調整されたＤＣ・
ＤＣ電源における電力処理段として使用されることがで
きる。
【００２５】上記は、ＡＣ電流・ＤＣ電圧整流回路を駆
動するためにほぼ正弦波の固定周波数電流を使用し、結
果的に固定周波数のＤＣ出力電力に出力リップルを生じ
させ、整流器回路ダイオードにおける損失を減少させ、
スイッチング周波数変化に耐えることができない負荷に
適しているスイッチングＤＣ・ＤＣ変換器の説明であ
る。本発明のＤＣ・ＤＣ変換器は、（ａ）ＤＣ出力電圧
の固定周波数調整を可能にする変換器の可変共振インダ
クタンスと、（ｂ）出力ＤＣ分離および電圧ステップア
ップまたはステップダウンへの入力を提供する変成器
と、並びに（ｃ）特定の適用に対して所望ならば、イン
ピーダンス整合および電流波形成形インダクタンスを有
効に提供し、磁気部品数が磁気増幅器制御装置によって
与えられるインダクタンスおよび変成器の効果的な使用
の結果減少される磁気増幅器制御装置を具備している。
比較的高いＡＣ動作周波数および磁気増幅器制御装置に
よって提供される一体化の結果として、本発明によるＤ
Ｃ・ＤＣ変換器はコンパクトで軽量にすることが可能で
ある。
【００２６】以上、本発明の特定の実施例を説明および
図示してきたが、当業者は添付された特許請求の範囲に
よって限定されるような本発明の技術的範囲を逸脱する
ことなく種々の修正および変化を行うことが可能であ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるＤＣ・ＤＣ変換器の概略的なブロ
ック図。
【図２】図１のＤＣ・ＤＣ変換器の磁気増幅器制御装置
の回路図。
【図３】本発明によるＤＣ・ＤＣ変換器の概略的な回路
図。
【図４】本発明による別のＤＣ・ＤＣ変換器の概略的な
回路図。
【図５】本発明によるさらに別のＤＣ・ＤＣ変換器の概
略的な回路図。
フロントページの続き (71)出願人 592102168 カリフォルニア・インスティテュート・オ ブ・テクノロジー ＣＡＬＩＦＯＲＮＩＡ ＩＮＳＴＩＴＵＴ Ｅ ＯＦ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ アメリカ合衆国91125カリフォルニア州パ サデナ、イースト・カリフォルニア・ブー ルバード1201 (72)発明者 ジェフリー・エル・ボーリン アメリカ合衆国、カリフォルニア州 91304、ウエスト・ヒルズ、バルター 23068 (72)発明者 ドン・タン アメリカ合衆国、カリフォルニア州 91106、パサデナ、ナンバー９、エス・ウ イルソン・アベニュー 307

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ＤＣ電力に応答し、切替えられた電力信
    号を供給するために固定された周波数で駆動され、イン
    ダクタンス以外の共振スイッチング回路の素子を含むス
    イッチング手段と、 可変インダクタンスを有し、可変インダクタンスおよび
    前記スイッチング手段が共振スイッチング回路を形成す
    るように前記スイッチング手段と共同して動作し、可変
    インダクタンスの関数であるほぼ正弦波のＡＣ出力を供
    給する磁気増幅器制御装置手段と、 前記磁気増幅器制御装置手段のＡＣ出力に比例するＤＣ
    出力電圧を供給する前記磁気増幅器制御装置手段のＡＣ
    出力に応答する整流手段と、 前記可変インダクタンスを制御し、それによって前記Ｄ
    Ｃ出力電圧を制御するために前記磁気増幅器制御装置手
    段を制御する制御手段とを具備していることを特徴とす
    るＤＣ・ＤＣ変換器。
  2. 【請求項２】 前記磁気増幅器制御装置はさらに前記整
    流手段への入力のためにインピーダンス整合および電流
    波形成形インダクタンスとして機能する固定インダクタ
    ンスを含んでいる請求項１記載のＤＣ・ＤＣ変換器。
  3. 【請求項３】 ＤＣ電力に応答し、切替えられた電力信
    号を供給するために固定された周波数で駆動され、イン
    ダクタンス以外の共振スイッチング回路の素子を含むス
    イッチング手段と、 可変インダクタンスを有し、制御された電流源を形成す
    るように前記スイッチング手段と共同し、可変インダク
    タンスおよび前記スイッチング手段が共振スイッチング
    回路を形成し、可変インダクタンスの関数であるほぼ正
    弦波ＡＣ電流出力を供給する磁気増幅器制御装置手段
    と、 前記磁気増幅器制御装置手段のＡＣ出力に比例するＤＣ
    出力電圧を供給する前記磁気増幅器制御装置手段のＡＣ
    電流出力に応答するＡＣ電流・ＤＣ電圧整流手段と、 前記可変インダクタンスを制御し、それによって前記Ｄ
    Ｃ出力電圧を制御するために前記磁気増幅器制御装置手
    段を制御する制御手段とを具備しているＤＣ・ＤＣ変換
    器。
  4. 【請求項４】 前記磁気増幅器制御装置はさらに前記Ａ
    Ｃ電流・ＤＣ電圧整流手段への入力のためにインピーダ
    ンス整合および電流波形成形インダクタンスとして機能
    する固定インダクタンスを含んでいる請求項３記載のＤ
    Ｃ・ＤＣ変換器。
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