JPH0710072B2 - 角度変調回路 - Google Patents
角度変調回路Info
- Publication number
- JPH0710072B2 JPH0710072B2 JP1122990A JP12299089A JPH0710072B2 JP H0710072 B2 JPH0710072 B2 JP H0710072B2 JP 1122990 A JP1122990 A JP 1122990A JP 12299089 A JP12299089 A JP 12299089A JP H0710072 B2 JPH0710072 B2 JP H0710072B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- input
- modulation
- filter
- modulation circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は占有帯域の制限に好適な角度変調回路に関し、
さらに詳言すればデイジタル処理形式の角度変調回路に
関する。
さらに詳言すればデイジタル処理形式の角度変調回路に
関する。
（従来技術） 従来のたとえばFSK変調回路はFSKのマーク・スペース信
号をローパスフィルタに供給し、所望帯域幅として不要
周波数を減衰させ、ローパスフィルタの出力を電圧制御
発振器の制御電圧として印加し、電圧制御発振器の出力
を変調して、FSK波を得るようにしていた。
号をローパスフィルタに供給し、所望帯域幅として不要
周波数を減衰させ、ローパスフィルタの出力を電圧制御
発振器の制御電圧として印加し、電圧制御発振器の出力
を変調して、FSK波を得るようにしていた。
また、アマチュア無線などにおいては、FSKのマーク・
スペース信号によりオーディオ周波数をキーイングし
て、オーディオ周波数キーイング信号（AFSK信号）に変
換し、AFSK信号をローパスフィルタを介して平衡変調器
に供給し、AFSK信号で周波数Ｃの信号を変調し、SSB
用フィルタを介してFSK波を得るように構成したものも
ある。
スペース信号によりオーディオ周波数をキーイングし
て、オーディオ周波数キーイング信号（AFSK信号）に変
換し、AFSK信号をローパスフィルタを介して平衡変調器
に供給し、AFSK信号で周波数Ｃの信号を変調し、SSB
用フィルタを介してFSK波を得るように構成したものも
ある。
（発明が解決しようとする問題点） しかし上記した従来例の前者によるときは、アナログ方
式であって、素子のばらつきによりローパスフィルタに
正確な、かつ同一特性のものを作れなかったりして、電
圧制御発振器の発振周波数が正確さに欠ける問題点があ
った。
式であって、素子のばらつきによりローパスフィルタに
正確な、かつ同一特性のものを作れなかったりして、電
圧制御発振器の発振周波数が正確さに欠ける問題点があ
った。
また上記した従来例の後者によるときに、AFSK信号を発
生させるために２つの発振器を必要とする問題点がある
他、２つの発振器の切替えにより発生するノイズに対す
るノイズ対策、AFSK信号で周波数Ｃの信号を変調する
バランスドモジュレータ、SSB用フィルタ等を必要とす
る問題点がある。このため部品点数が増加するほか、FS
K波が良質のものでなくなるという問題点があった。
生させるために２つの発振器を必要とする問題点がある
他、２つの発振器の切替えにより発生するノイズに対す
るノイズ対策、AFSK信号で周波数Ｃの信号を変調する
バランスドモジュレータ、SSB用フィルタ等を必要とす
る問題点がある。このため部品点数が増加するほか、FS
K波が良質のものでなくなるという問題点があった。
本発明は上記の問題点を解決し、狭帯域で安定度のよい
デイジタル処理形式の角度変調回路を提供することを目
的とする。
デイジタル処理形式の角度変調回路を提供することを目
的とする。
（問題点を解決するための手段） 上記の問題点を解決するために本発明は次の如く構成し
た。
た。
入力２値情報を標本化して取り込む入力手段と、入力手
段からの出力を受けて入力２値情報の立上り部分と立ち
下がり部分とにおいてガウス波形出力に対応する出力を
得るためのデイジタル信号処理方式の波形整形手段と、
波形整形手段の出力により変調されるデイジタル信号処
理方式の変調手段と、変調手段の出力をアナログ信号に
変換するデイジタル／アナログ変換手段とを備えた。
段からの出力を受けて入力２値情報の立上り部分と立ち
下がり部分とにおいてガウス波形出力に対応する出力を
得るためのデイジタル信号処理方式の波形整形手段と、
波形整形手段の出力により変調されるデイジタル信号処
理方式の変調手段と、変調手段の出力をアナログ信号に
変換するデイジタル／アナログ変換手段とを備えた。
（作用） 入力手段によって入力２値情報が標本化される。したが
って入力手段からの出力は入力２値情報の高電位部分が
標本化されることになる。入力２値情報の立上り部分と
立ち下がり部分とにおいてガウス波形出力に対応する出
力が波形整形手段によって得られる。また波形整形手段
はデイジタル信号処理方式によって行なわれる。波形整
形手段からの出力は入力２値情報の高電位部分が標本化
され、かつその立上り部分と立ち下がり部分とにおいて
恰もガウスフィルタを通した場合と同様になる。
って入力手段からの出力は入力２値情報の高電位部分が
標本化されることになる。入力２値情報の立上り部分と
立ち下がり部分とにおいてガウス波形出力に対応する出
力が波形整形手段によって得られる。また波形整形手段
はデイジタル信号処理方式によって行なわれる。波形整
形手段からの出力は入力２値情報の高電位部分が標本化
され、かつその立上り部分と立ち下がり部分とにおいて
恰もガウスフィルタを通した場合と同様になる。
波形整形手段の出力は変調手段に供給されて変調され、
アナログ信号に変換される。
アナログ信号に変換される。
しかるに、波形整形手段はデイジタル信号処理方式によ
って行なわれるため、その波形整形出力の包絡線におけ
る肩部の特性はデイジタル的に演算したものが用いられ
るため、アナログ回路で実現した場合より正確な特性と
することができる。
って行なわれるため、その波形整形出力の包絡線におけ
る肩部の特性はデイジタル的に演算したものが用いられ
るため、アナログ回路で実現した場合より正確な特性と
することができる。
また、波形整形手段からは入力２値情報の立上り部分と
立ち下がり部分とにおいてガウス波形出力に対応する出
力が得られるため、サイドローブの広がりが最小になっ
て被変調波の占有帯域幅の広がりは最小に抑えられるこ
とになる。
立ち下がり部分とにおいてガウス波形出力に対応する出
力が得られるため、サイドローブの広がりが最小になっ
て被変調波の占有帯域幅の広がりは最小に抑えられるこ
とになる。
（実施例） 以下、本発明を実施例により説明する。
第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
FSKのマーク（“1"）・スペース（“0"）情報を信号発
生器８から出力されるサンプリング周波数Ｓによっ
て、サンプリング回路１でサンプリングし標本化する。
サンプリング回路１にて標本化されたFSKのマーク・ス
ペース情報は、その情報が高電位か低電位かを判別器２
にて判別する。３はFSKのマーク情報の立上りおよび立
下りの情報を得てステップ応答がガウシャン特性の応答
になるようなデイジタル値が記憶させてあり、FSKのマ
ーク・スペースの方形波を波形整形するROMフィルタで
ある。判別回路２からの出力はROMフィルタ３に供給
し、FSKのマーク情報の立上り、立下り部でガウシャン
特性の応答になる出力データを、かつ前記立上り、立下
り部間において一定応答になる出力データをサンプリン
グ回路１のサンプリングに同期して読み出し、読み出し
たROMフィルタ３からの出力データをデイジタル信号処
理形式の電圧制御発振器４に印加して、デイジタル信号
処理形式の電圧制御発振器４からの出力をデイジタル／
アナログ（D/A）変換器５に供給してアナログ信号に変
換する。ここで電圧制御発振器４は加算器41、加算器41
の出力を遅延させるレジスタ42、加算器41の出力が位相
情報として入力され、かつ正弦波に対応するデータが記
憶された正弦波変換用のROM43および自走周波数を設定
するための設定器44とからなり、ROMフィルタ３からの
出力データとレジスタ42からの出力データと設定器44か
らの出力を加算器41で加算するように構成してあり、RO
Mフィルタ３からの出力データに応じて離散化された正
弦波データが電圧制御発振器４から出力される。
生器８から出力されるサンプリング周波数Ｓによっ
て、サンプリング回路１でサンプリングし標本化する。
サンプリング回路１にて標本化されたFSKのマーク・ス
ペース情報は、その情報が高電位か低電位かを判別器２
にて判別する。３はFSKのマーク情報の立上りおよび立
下りの情報を得てステップ応答がガウシャン特性の応答
になるようなデイジタル値が記憶させてあり、FSKのマ
ーク・スペースの方形波を波形整形するROMフィルタで
ある。判別回路２からの出力はROMフィルタ３に供給
し、FSKのマーク情報の立上り、立下り部でガウシャン
特性の応答になる出力データを、かつ前記立上り、立下
り部間において一定応答になる出力データをサンプリン
グ回路１のサンプリングに同期して読み出し、読み出し
たROMフィルタ３からの出力データをデイジタル信号処
理形式の電圧制御発振器４に印加して、デイジタル信号
処理形式の電圧制御発振器４からの出力をデイジタル／
アナログ（D/A）変換器５に供給してアナログ信号に変
換する。ここで電圧制御発振器４は加算器41、加算器41
の出力を遅延させるレジスタ42、加算器41の出力が位相
情報として入力され、かつ正弦波に対応するデータが記
憶された正弦波変換用のROM43および自走周波数を設定
するための設定器44とからなり、ROMフィルタ３からの
出力データとレジスタ42からの出力データと設定器44か
らの出力を加算器41で加算するように構成してあり、RO
Mフィルタ３からの出力データに応じて離散化された正
弦波データが電圧制御発振器４から出力される。
D/A変換器５から出力されるアナログ信号をアナログス
イッチ６で所定のパルス幅に切り取って、所望の周波数
のパワーが最大となるように設定し、バンドパスフィル
タ７を介してFSK波として取り出す。バンドパスフィル
タ７はアナログ方式のフィルタである。
イッチ６で所定のパルス幅に切り取って、所望の周波数
のパワーが最大となるように設定し、バンドパスフィル
タ７を介してFSK波として取り出す。バンドパスフィル
タ７はアナログ方式のフィルタである。
上記した本発明の一実施例において、FSKのマーク・ス
ペース情報は第２図（Ａ）に示す如くであり、サンプリ
ング回路１においてサンプリング周波数Ｓによってサ
ンプリングされる。したがってサンプリング回路１の出
力は第２図（Ｂ）に示す如くである。第２図（Ｂ）に示
したサンプリング回路１からの出力は判別回路２に供給
され、サンプリング回路１からの出力が高電位か、低電
位かが判別される。
ペース情報は第２図（Ａ）に示す如くであり、サンプリ
ング回路１においてサンプリング周波数Ｓによってサ
ンプリングされる。したがってサンプリング回路１の出
力は第２図（Ｂ）に示す如くである。第２図（Ｂ）に示
したサンプリング回路１からの出力は判別回路２に供給
され、サンプリング回路１からの出力が高電位か、低電
位かが判別される。
判別回路２からの出力はROMフィルタ３に供給され、ROM
フィルタ３は判別回路２からの出力の供給開始によりFS
Kのマーク情報の立上りの、判別回路２からの出力の供
給が一旦終了されたことによりFSKのマーク情報の立下
りの情報を得、立上り情報によりステップ応答が“0"か
ら順次“1"に限りなく近づく出力データを判別回路２か
らの判別出力すなわちサンプリング毎に読み出され、そ
の後は判別回路２からの判別出力毎に“1"の出力データ
が読み出され、立下り情報によりステップ応答が“1"か
ら順次“0"に到る出力データがサンプリング毎に読み出
される。したがってROMフィルタ３からの出力データを
模式的に示せば第２図（ｃ）に示す如くになる。ここで
ａ〜ｂ区間は“0"〜“1"の出力データが読み出されてい
る区間、ｂ〜ｃは“1"の出力データが読み出されている
区間、ｃに続く区間は区間ａ〜ｂと逆方向にアドレス指
定されてデータが読み出されている区間である。
フィルタ３は判別回路２からの出力の供給開始によりFS
Kのマーク情報の立上りの、判別回路２からの出力の供
給が一旦終了されたことによりFSKのマーク情報の立下
りの情報を得、立上り情報によりステップ応答が“0"か
ら順次“1"に限りなく近づく出力データを判別回路２か
らの判別出力すなわちサンプリング毎に読み出され、そ
の後は判別回路２からの判別出力毎に“1"の出力データ
が読み出され、立下り情報によりステップ応答が“1"か
ら順次“0"に到る出力データがサンプリング毎に読み出
される。したがってROMフィルタ３からの出力データを
模式的に示せば第２図（ｃ）に示す如くになる。ここで
ａ〜ｂ区間は“0"〜“1"の出力データが読み出されてい
る区間、ｂ〜ｃは“1"の出力データが読み出されている
区間、ｃに続く区間は区間ａ〜ｂと逆方向にアドレス指
定されてデータが読み出されている区間である。
一方、電圧制御発振器４はROM43に入力される加算器41
からのデータを位相情報とし、ROM43に記憶させたデー
タが出力される。そこで電圧制御発振器４はD/A変換器
５と協働して、入力データが“0"のときはFSKのスペー
スの周波数の発振出力を、“1"のときはマークの周波数
の発振出力を、入力データが“0"〜“1"の間においては
同様にROMフィルタ３から読み出したデータに対応した
スペースの周波数とマークの周波数との間の周波数の出
力を発生する。
からのデータを位相情報とし、ROM43に記憶させたデー
タが出力される。そこで電圧制御発振器４はD/A変換器
５と協働して、入力データが“0"のときはFSKのスペー
スの周波数の発振出力を、“1"のときはマークの周波数
の発振出力を、入力データが“0"〜“1"の間においては
同様にROMフィルタ３から読み出したデータに対応した
スペースの周波数とマークの周波数との間の周波数の出
力を発生する。
D/A変換器５からの上記した周波数の出力はアナログス
イッチ６にて両端側が切り取られ、所望の周波数のパワ
ーが最大となるようにされたうえ、バンドパスフィルタ
７を介して不要周波数成分が除去されて出力される。
イッチ６にて両端側が切り取られ、所望の周波数のパワ
ーが最大となるようにされたうえ、バンドパスフィルタ
７を介して不要周波数成分が除去されて出力される。
なお、上記は電圧制御発振器４を用いてFSK波を得るFSK
変調器の場合を例示したが、電圧制御発振器４に代って
位相変調器を用いれば帯域制限されたPSK波が得られ
る。
変調器の場合を例示したが、電圧制御発振器４に代って
位相変調器を用いれば帯域制限されたPSK波が得られ
る。
（発明の効果） 以上説明した如く本発明によれば、主要部すなわち、入
力手段、波形整形手段、変調手段はデイジタル信号処理
で行なえるため、マイクロプロセサ、または専用の集積
回路で構成でき、小型化および高性能化が可能である。
力手段、波形整形手段、変調手段はデイジタル信号処理
で行なえるため、マイクロプロセサ、または専用の集積
回路で構成でき、小型化および高性能化が可能である。
また、波形整形手段は入力２値情報の立上り部分と立ち
下がり部分とをガウス波形出力に対応する出力に整形す
る等価的なフィルタであり、これらの特性はデイジタル
信号処理方式にて得るため、コンピュータで計算したデ
ータを用いることができ、アナログ回路で実現させた場
合に比して理想に近い正確な特性とすることができる。
下がり部分とをガウス波形出力に対応する出力に整形す
る等価的なフィルタであり、これらの特性はデイジタル
信号処理方式にて得るため、コンピュータで計算したデ
ータを用いることができ、アナログ回路で実現させた場
合に比して理想に近い正確な特性とすることができる。
また、上記した等価的なローパスフィルタ特性は理想的
な特性にすることができるため、出力FSK波、PSK波の占
有帯域も目標とした帯域幅に制限することができる。
な特性にすることができるため、出力FSK波、PSK波の占
有帯域も目標とした帯域幅に制限することができる。
第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図。 第２図は本発明の一実施例の作用の説明に供する波形
図。 １……サンプリング回路、２……判別回路、３……ROM
フィルタ、４……デイジタル信号処理形式の電圧制御発
振器、５……D/A変換器、６……アナログスイッチ、７
……バンドパスフィルタ、８……信号発生器。
図。 １……サンプリング回路、２……判別回路、３……ROM
フィルタ、４……デイジタル信号処理形式の電圧制御発
振器、５……D/A変換器、６……アナログスイッチ、７
……バンドパスフィルタ、８……信号発生器。
Claims (3)
- 【請求項１】入力２値情報を標本化して取り込む入力手
段と、入力手段からの出力を受けて入力２値情報の立上
り部分と立ち下がり部分とにおいてガウス波形出力に対
応する出力を得るためのデイジタル信号処理方式の波形
整形手段と、波形整形手段の出力により変調されるデイ
ジタル信号処理方式の変調手段と、変調手段の出力をア
ナログ信号に変換するデイジタル／アナログ変換手段と
を備えたことを特徴とする角度変調回路。 - 【請求項２】変調手段は電圧制御発振手段であることを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の角度変調回路。 - 【請求項３】変調手段は位相変調手段であることを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の角度変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1122990A JPH0710072B2 (ja) | 1989-05-18 | 1989-05-18 | 角度変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1122990A JPH0710072B2 (ja) | 1989-05-18 | 1989-05-18 | 角度変調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0220943A JPH0220943A (ja) | 1990-01-24 |
| JPH0710072B2 true JPH0710072B2 (ja) | 1995-02-01 |
Family
ID=14849557
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1122990A Expired - Lifetime JPH0710072B2 (ja) | 1989-05-18 | 1989-05-18 | 角度変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0710072B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2006452C (en) * | 1988-12-22 | 1996-06-18 | Eiji Ohtsuka | Digital exchange and its control method |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS568952A (en) * | 1979-07-03 | 1981-01-29 | Kokusai Electric Co Ltd | Multifrequency signal generating circuit |
| JPS61186012A (ja) * | 1985-02-13 | 1986-08-19 | Sony Corp | 伝送装置の波形整形回路 |
-
1989
- 1989-05-18 JP JP1122990A patent/JPH0710072B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0220943A (ja) | 1990-01-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
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| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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