JPH05129861A - バースト信号の自動電力制御方式 - Google Patents
バースト信号の自動電力制御方式Info
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- JPH05129861A JPH05129861A JP3288193A JP28819391A JPH05129861A JP H05129861 A JPH05129861 A JP H05129861A JP 3288193 A JP3288193 A JP 3288193A JP 28819391 A JP28819391 A JP 28819391A JP H05129861 A JPH05129861 A JP H05129861A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 ディジタル移動無線システムに使用されるπ
/4シフトＱＰＳＫ変調方式等で送信するＴＤＭＡ方式の
送信装置のＡＬＣ方式に関し、出力の被変調波が歪まず
其のスペクトラムが拡がらないようなバースト信号の自
動電力制御方式の実現を目的とする。 【構成】 検波器21の検波出力vを通過させ其の通過帯
域を前記変調器からの被変調波出力のエンベロープから
定めた基準信号v ref と前記検波出力vとの差分Δが其
の後の積分用フィルタ23で取り除かれるだけ狭くした狭
帯域フィルタ１と、現バーストから１バースト前の平均
の送信電力を出力させる制御電圧Vc1を保持する保持回
路2 と、電源投入時に予め振幅制御手段30に与えていた
初期の制御電圧V0を前記保持回路2 の保持する１バース
ト前の状態の制御電圧Vc1 に切り替える切替スイッチ3
とを具えるように構成する。
/4シフトＱＰＳＫ変調方式等で送信するＴＤＭＡ方式の
送信装置のＡＬＣ方式に関し、出力の被変調波が歪まず
其のスペクトラムが拡がらないようなバースト信号の自
動電力制御方式の実現を目的とする。 【構成】 検波器21の検波出力vを通過させ其の通過帯
域を前記変調器からの被変調波出力のエンベロープから
定めた基準信号v ref と前記検波出力vとの差分Δが其
の後の積分用フィルタ23で取り除かれるだけ狭くした狭
帯域フィルタ１と、現バーストから１バースト前の平均
の送信電力を出力させる制御電圧Vc1を保持する保持回
路2 と、電源投入時に予め振幅制御手段30に与えていた
初期の制御電圧V0を前記保持回路2 の保持する１バース
ト前の状態の制御電圧Vc1 に切り替える切替スイッチ3
とを具えるように構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル移動無線シ
ステムのπ/4シフトＱＰＳＫ変調方式等の変調された搬
送波の振幅の変化にも情報が有る被変調信号を時分割で
バースト状にオン／オフして送信するＴＤＭＡ方式等の
送信装置等に使用される送信出力電力レベルを自動的に
一定とする所謂ＡＬＣ( Automatic Level Control)方式
である自動電力制御方式に関する。
ステムのπ/4シフトＱＰＳＫ変調方式等の変調された搬
送波の振幅の変化にも情報が有る被変調信号を時分割で
バースト状にオン／オフして送信するＴＤＭＡ方式等の
送信装置等に使用される送信出力電力レベルを自動的に
一定とする所謂ＡＬＣ( Automatic Level Control)方式
である自動電力制御方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の移動無線システムは、アナログの
周波数変調のＦＭ変調方式と周波数分割のＦＤＭＡ方式
とを用いたシステムなので、被変調信号は振幅の変化が
無く、又、バースト状にオン／オフして送信する場合の
送信装置の送信出力の立上がり特性は、それ程高速であ
る必要は無かった。従来のＦＭ変調−ＦＤＭＡ方式の送
信装置のＡＬＣ方式の構成は、図５又は図６に示す如
く、入力の送信信号をＦＭ変調器10AでＦＭ変調した被
変調信号を増幅器20Aで電力増幅した出力レベル（振幅)
が、規定値になる様に制御する振幅制御手段30Aにて、
該増幅器20Aの出力を検波器21Aにて検波して得た振幅値
を表す直流出力Vと予め与えられた制御用直流電圧V0と
の差、又は検波器21Aの出力の直流出力Vに重畳した検波
出力vとＦＭ変調器10Aの出力のエンベロープから定めた
基準信号v ref との差Δを、差分器22Aにて取り、該差
Δを低域フィルタLPF 等の積分回路23Aで積分して得た
直流電圧を制御信号Vcとして増幅器20Aの出力振幅が規
定値となる様に制御していた。なお、前記ＦＭ変調器10
Aの出力のエンベロープには変動が無いので該基準信号v
ref は任意の固定した直流電圧で良く、また、振幅制
御手段30Aの制御信号Vcの速度は比較的低速で良い。
周波数変調のＦＭ変調方式と周波数分割のＦＤＭＡ方式
とを用いたシステムなので、被変調信号は振幅の変化が
無く、又、バースト状にオン／オフして送信する場合の
送信装置の送信出力の立上がり特性は、それ程高速であ
る必要は無かった。従来のＦＭ変調−ＦＤＭＡ方式の送
信装置のＡＬＣ方式の構成は、図５又は図６に示す如
く、入力の送信信号をＦＭ変調器10AでＦＭ変調した被
変調信号を増幅器20Aで電力増幅した出力レベル（振幅)
が、規定値になる様に制御する振幅制御手段30Aにて、
該増幅器20Aの出力を検波器21Aにて検波して得た振幅値
を表す直流出力Vと予め与えられた制御用直流電圧V0と
の差、又は検波器21Aの出力の直流出力Vに重畳した検波
出力vとＦＭ変調器10Aの出力のエンベロープから定めた
基準信号v ref との差Δを、差分器22Aにて取り、該差
Δを低域フィルタLPF 等の積分回路23Aで積分して得た
直流電圧を制御信号Vcとして増幅器20Aの出力振幅が規
定値となる様に制御していた。なお、前記ＦＭ変調器10
Aの出力のエンベロープには変動が無いので該基準信号v
ref は任意の固定した直流電圧で良く、また、振幅制
御手段30Aの制御信号Vcの速度は比較的低速で良い。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】然しながら、ディジタ
ル移動無線通信システムでは、種々の変調方式の中で占
有周波数帯域の単位ビット当りの利用効率が高い観点よ
り、π/4シフトＱＰＳＫ( Quadrature Phase Shift Key
ing)変調方式とし、システムの拡張性が有利な時分割多
重接続(Time Division Multiple Access) のＴＤＭＡ方
式の採用が決まっている。π/4シフトＱＰＳＫ変調で
は、被変調波のクロックレートは、数十 kbs程度であ
り、伝送情報を振幅と位相とに載せているため、被変調
波のエンベロープが其の振幅成分により変動する。又、
ＴＤＭＡ方式を採用しているので、送信するバースト状
の出力波の立上がり特性は高速でなければならない。π
/4シフトのＱＰＳＫ変調波に対して上記ＡＬＣ制御を行
う場合、従来の図６の様な構成で、増幅器20A の出力の
被変調波を検波器21Aで検波した検波出力v と被変調波
出力の変動するエンベロープにより定めた基準信号v
ref との差分Δを、フィルタLPF 等の積分回路23で積分
してしまうと、ＴＤＭＡのバースト信号の立上がりが遅
くなってしまうと言う問題がある。また、ＱＰＳＫ変調
器の出力のエンベロープにより基準信号v ref を定め，
該基準信号v ref と検波器21A の検波出力v との差Δを
フィルタLPF 23Aで積分して直流の制御電圧Vcを作成
し，振幅制御手段30Aにて、被変調波出力の振幅を制御
する事により上記ＡＬＣを実現しようとしても、被変調
波出力のエンベロープから定めた基準信号v ref と検波
器21Aの検波出力v との不整合性により最終的に誤差Δ
が残り、振幅制御手段30Aの制御電圧Vcに該誤差Δが乗
って、出力の被変調波が歪み其のスペクトラムが拡がっ
て了うという問題が生じる。本発明の目的は、ＱＰＳＫ
等の変調による搬送波の振幅の変化にも伝送情報が載る
ディジタル変調器10の被変調波出力のエンベロープから
定めた基準信号v ref と、増幅器20の出力波を検波する
検波器21の検波出力v とが不整合でも、振幅制御手段30
の制御電圧Vcに最終的に誤差Δが残らず、出力の被変調
波が歪まず其のスペクトラムが拡がらない様なバースト
信号の自動電力制御方式を実現することにある。
ル移動無線通信システムでは、種々の変調方式の中で占
有周波数帯域の単位ビット当りの利用効率が高い観点よ
り、π/4シフトＱＰＳＫ( Quadrature Phase Shift Key
ing)変調方式とし、システムの拡張性が有利な時分割多
重接続(Time Division Multiple Access) のＴＤＭＡ方
式の採用が決まっている。π/4シフトＱＰＳＫ変調で
は、被変調波のクロックレートは、数十 kbs程度であ
り、伝送情報を振幅と位相とに載せているため、被変調
波のエンベロープが其の振幅成分により変動する。又、
ＴＤＭＡ方式を採用しているので、送信するバースト状
の出力波の立上がり特性は高速でなければならない。π
/4シフトのＱＰＳＫ変調波に対して上記ＡＬＣ制御を行
う場合、従来の図６の様な構成で、増幅器20A の出力の
被変調波を検波器21Aで検波した検波出力v と被変調波
出力の変動するエンベロープにより定めた基準信号v
ref との差分Δを、フィルタLPF 等の積分回路23で積分
してしまうと、ＴＤＭＡのバースト信号の立上がりが遅
くなってしまうと言う問題がある。また、ＱＰＳＫ変調
器の出力のエンベロープにより基準信号v ref を定め，
該基準信号v ref と検波器21A の検波出力v との差Δを
フィルタLPF 23Aで積分して直流の制御電圧Vcを作成
し，振幅制御手段30Aにて、被変調波出力の振幅を制御
する事により上記ＡＬＣを実現しようとしても、被変調
波出力のエンベロープから定めた基準信号v ref と検波
器21Aの検波出力v との不整合性により最終的に誤差Δ
が残り、振幅制御手段30Aの制御電圧Vcに該誤差Δが乗
って、出力の被変調波が歪み其のスペクトラムが拡がっ
て了うという問題が生じる。本発明の目的は、ＱＰＳＫ
等の変調による搬送波の振幅の変化にも伝送情報が載る
ディジタル変調器10の被変調波出力のエンベロープから
定めた基準信号v ref と、増幅器20の出力波を検波する
検波器21の検波出力v とが不整合でも、振幅制御手段30
の制御電圧Vcに最終的に誤差Δが残らず、出力の被変調
波が歪まず其のスペクトラムが拡がらない様なバースト
信号の自動電力制御方式を実現することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】この目的達成のための本
発明の基本構成を図１の原理図に示す。該図１の中の１
は、検波器21の出力の検波出力v を通過させる通過帯域
を，変調器10の被変調波出力のエンベロープから定めた
基準信号v ref と前記検波出力v との差分Δが其の後の
積分用フィルタ23で取り除かれるだけ狭くした狭帯域フ
ィルタF である。２は、現バーストから１バースト前の
信号の平均の送信電力を出力させる制御電圧Vc1を保持
している保持回路である。３は、電源投入時に予め振幅
制御手段30に与えていた初期の制御電圧V0を前記保持回
路2 の保持している１バースト前の状態の制御電圧Vc1
に切り替える切替スイッチSWである。そして検波器21の
出力の狭帯域フィルタ1 の出力が定常状態となった後
に、切替スイッチ３を動作させて、ＡＬＣ制御を動作さ
せ、出力信号の立下がる前に保持回路2 の出力の１バー
スト前の平均電力を出力する制御電圧Vc1により振幅制
御手段20を制御するようにする（請求項１）。又は、更
に制御電圧Vc1に最終的に誤差Δが残らないように、現
バーストより数バースト前迄の信号の平均の送信電力を
出力させる制御電圧Vc2を保持する保持回路4 を具え、
該保持回路4 の出力Vc2を、切替スイッチ３を介し、次
のバースト信号に対する振幅制御手段30の制御電圧とす
るようにする（請求項２）。
発明の基本構成を図１の原理図に示す。該図１の中の１
は、検波器21の出力の検波出力v を通過させる通過帯域
を，変調器10の被変調波出力のエンベロープから定めた
基準信号v ref と前記検波出力v との差分Δが其の後の
積分用フィルタ23で取り除かれるだけ狭くした狭帯域フ
ィルタF である。２は、現バーストから１バースト前の
信号の平均の送信電力を出力させる制御電圧Vc1を保持
している保持回路である。３は、電源投入時に予め振幅
制御手段30に与えていた初期の制御電圧V0を前記保持回
路2 の保持している１バースト前の状態の制御電圧Vc1
に切り替える切替スイッチSWである。そして検波器21の
出力の狭帯域フィルタ1 の出力が定常状態となった後
に、切替スイッチ３を動作させて、ＡＬＣ制御を動作さ
せ、出力信号の立下がる前に保持回路2 の出力の１バー
スト前の平均電力を出力する制御電圧Vc1により振幅制
御手段20を制御するようにする（請求項１）。又は、更
に制御電圧Vc1に最終的に誤差Δが残らないように、現
バーストより数バースト前迄の信号の平均の送信電力を
出力させる制御電圧Vc2を保持する保持回路4 を具え、
該保持回路4 の出力Vc2を、切替スイッチ３を介し、次
のバースト信号に対する振幅制御手段30の制御電圧とす
るようにする（請求項２）。
【０００５】
【作用】本発明では、検波器21の出力に設けた狭帯域フ
ィルタ1 が、該検波器21の出力の検波出力vを通過させ
る通過帯域が狭いので、振幅制御手段20に対する保持回
路2 又は4 の出力の制御電圧Vc1 又は Vc2の立上がり特
性は遅くなるが、変調器10からの被変調波出力のエンベ
ロープから定めた基準信号v ref との不整合により差分
器22にて発生する差分Δは、其の後の積分用フィルタ23
で取り除かれる。そして請求項１，請求項２の何れの場
合も、切替スイッチ３が、電源投入時に予め振幅制御手
段30に与えていた初期の制御電圧V0を、保持回路2 の保
持している１バースト前の状態の制御電圧Vc1 又は保持
回路4 の保持している数バースト前迄の平均の送信電力
を出力させる制御電圧Vc2に切り替えて与える。従っ
て、本発明のバースト信号の自動電力制御方式では、変
調器10からの被変調波出力のエンベロープから定めた基
準信号v ref と検波器21の出力の検波出力vとが不整合
でも、最終的に振幅制御手段30の制御電圧Vc1,Vc2に誤
差Δが残らず、増幅器20の出力の被変調波が歪まず其の
スペクトラムが拡がらないようなバースト信号の自動電
力制御方式を実現することが出来る。
ィルタ1 が、該検波器21の出力の検波出力vを通過させ
る通過帯域が狭いので、振幅制御手段20に対する保持回
路2 又は4 の出力の制御電圧Vc1 又は Vc2の立上がり特
性は遅くなるが、変調器10からの被変調波出力のエンベ
ロープから定めた基準信号v ref との不整合により差分
器22にて発生する差分Δは、其の後の積分用フィルタ23
で取り除かれる。そして請求項１，請求項２の何れの場
合も、切替スイッチ３が、電源投入時に予め振幅制御手
段30に与えていた初期の制御電圧V0を、保持回路2 の保
持している１バースト前の状態の制御電圧Vc1 又は保持
回路4 の保持している数バースト前迄の平均の送信電力
を出力させる制御電圧Vc2に切り替えて与える。従っ
て、本発明のバースト信号の自動電力制御方式では、変
調器10からの被変調波出力のエンベロープから定めた基
準信号v ref と検波器21の出力の検波出力vとが不整合
でも、最終的に振幅制御手段30の制御電圧Vc1,Vc2に誤
差Δが残らず、増幅器20の出力の被変調波が歪まず其の
スペクトラムが拡がらないようなバースト信号の自動電
力制御方式を実現することが出来る。
【０００６】
【実施例】図２に本発明の第１の実施例を示す。例えば
900MHz 帯のRF電力の増幅器20の出力のπ/4シフトのＱ
ＰＳＫ変調波を、狭帯域フィルタ1 を其の出力に付加し
た検波器21で検波し、その狭帯域フィルタ1 の出力に、
例えば図３の説明図の(a)の如く、ON/ OFF 比が 1/2の
出力信号波から立上がり立下がり特性が悪い検波電圧v
を得る。そして其の検波電圧vと、ＱＰＳＫ変調器10の
被変調波出力のエンベロープから定めた基準信号v ref
とを比較器22にて比較する。狭帯域フィルタ1 の出力の
検波電圧vの立上がり特性が遅いので、ＱＰＳＫ変調器1
0からの被変調波出力の最初の１バースト目の信号は、
切替スイッチ3 のＳＷにより初期の制御電圧V0を振幅制
御手段30に与えて置き、狭帯域フィルタ1 の出力の検波
電圧vが充分に立上がった時に、切替スイッチ3 のＳＷ
により保持回路2 の出力側に切り替える。そして、１バ
ースト目の信号が立下がる前に、図３の説明図の(b)
の、保持回路用の制御パルスにより、保持回路2 を動作
させ、切替スイッチ3 のＳＷにより、次のバースト信号
の検波電圧vが立上がる迄、その保持回路2 の出力の制
御電圧Vc1 を保つようにする。保持回路2 を動作させる
制御パルスは、π/4シフトＱＰＳＫ変調器10内に含まれ
る TDMA 制御回路から与えられる。
900MHz 帯のRF電力の増幅器20の出力のπ/4シフトのＱ
ＰＳＫ変調波を、狭帯域フィルタ1 を其の出力に付加し
た検波器21で検波し、その狭帯域フィルタ1 の出力に、
例えば図３の説明図の(a)の如く、ON/ OFF 比が 1/2の
出力信号波から立上がり立下がり特性が悪い検波電圧v
を得る。そして其の検波電圧vと、ＱＰＳＫ変調器10の
被変調波出力のエンベロープから定めた基準信号v ref
とを比較器22にて比較する。狭帯域フィルタ1 の出力の
検波電圧vの立上がり特性が遅いので、ＱＰＳＫ変調器1
0からの被変調波出力の最初の１バースト目の信号は、
切替スイッチ3 のＳＷにより初期の制御電圧V0を振幅制
御手段30に与えて置き、狭帯域フィルタ1 の出力の検波
電圧vが充分に立上がった時に、切替スイッチ3 のＳＷ
により保持回路2 の出力側に切り替える。そして、１バ
ースト目の信号が立下がる前に、図３の説明図の(b)
の、保持回路用の制御パルスにより、保持回路2 を動作
させ、切替スイッチ3 のＳＷにより、次のバースト信号
の検波電圧vが立上がる迄、その保持回路2 の出力の制
御電圧Vc1 を保つようにする。保持回路2 を動作させる
制御パルスは、π/4シフトＱＰＳＫ変調器10内に含まれ
る TDMA 制御回路から与えられる。
【０００７】図４に本発明の第２の実施例を示す。前述
の第１の実施例と同様に、増幅器20の出力を狭帯域フィ
ルタ1 付きの検波器21で検波し、その狭帯域フィルタ1
の出力のアナログの検波電圧v を、変調器10内のTDMA制
御回路からの制御信号のバースト信号の周期で、 A/D変
換器にて、ディジタル信号出力Dに変換する。そして予
め与えられた現在より前の複数のバースト信号の平均の
増幅器20の出力を得る制御電圧Vc2に相当する直流の基
準電圧V ref と、差分器22にて比較する。そして、複数
バーストの前記検波器の出力vを A/D変換したディジタ
ル信号出力D の平均値との誤差Δを取り、そのディジタ
ルの誤差Δを、D/A変換器にて、アナログの制御電圧Vc
2 に変換する。そしてアナログの制御電圧Vc2 を、切替
スイッチ3 のＳＷを介して、振幅制御手段30へ与える。
の第１の実施例と同様に、増幅器20の出力を狭帯域フィ
ルタ1 付きの検波器21で検波し、その狭帯域フィルタ1
の出力のアナログの検波電圧v を、変調器10内のTDMA制
御回路からの制御信号のバースト信号の周期で、 A/D変
換器にて、ディジタル信号出力Dに変換する。そして予
め与えられた現在より前の複数のバースト信号の平均の
増幅器20の出力を得る制御電圧Vc2に相当する直流の基
準電圧V ref と、差分器22にて比較する。そして、複数
バーストの前記検波器の出力vを A/D変換したディジタ
ル信号出力D の平均値との誤差Δを取り、そのディジタ
ルの誤差Δを、D/A変換器にて、アナログの制御電圧Vc
2 に変換する。そしてアナログの制御電圧Vc2 を、切替
スイッチ3 のＳＷを介して、振幅制御手段30へ与える。
【０００８】
【発明の効果】以上説明した如く、本発明によれば、π
/4シフトＱＰＳＫ変調方式等の変調された搬送波の振幅
の変化にも情報が有る被変調信号を時分割でバースト状
にオン／オフして送信するＴＤＭＡ方式等のバースト信
号波のＡＬＣ制御が良好に行なえるので、ディジタル移
動無線システムに適用すれば、該システムの性能を向上
する効果が得られる。
/4シフトＱＰＳＫ変調方式等の変調された搬送波の振幅
の変化にも情報が有る被変調信号を時分割でバースト状
にオン／オフして送信するＴＤＭＡ方式等のバースト信
号波のＡＬＣ制御が良好に行なえるので、ディジタル移
動無線システムに適用すれば、該システムの性能を向上
する効果が得られる。
【図１】 本発明のバースト信号の自動電力制御方式の
基本構成を示す原理図
基本構成を示す原理図
【図２】 本発明の第１の実施例の構成を示すブロック
図
図
【図３】 本発明の第１の実施例の動作を説明するため
の説明図
の説明図
【図４】 本発明の第２の実施例の構成を示すブロック
図
図
【図５】 従来のバースト信号の自動電力制御方式のブ
ロック図
ロック図
【図６】 従来のバースト信号の自動電力制御方式のブ
ロック図
ロック図
１は狭帯域フィルタ、２，４は保持回路、３は切替スイ
ッチSW、10は変調器、20は増幅器、30は振幅制御手段、
21は検波器、22は差分器で比較器、23は低域フィルタLP
F で積分回路である。
ッチSW、10は変調器、20は増幅器、30は振幅制御手段、
21は検波器、22は差分器で比較器、23は低域フィルタLP
F で積分回路である。
Claims (2)
- 【請求項１】 変調器(10)で変調された搬送波の振幅の
変化にも伝送情報が有る被変調波を時分割でバースト状
にオン／オフして送信するＴＤＭＡ方式の出力振幅を制
御(30)し電力増幅(20)して出力する出力波を検波(21)し
た検波出力と基準信号との差分により送信出力レベルを
自動的に一定とする自動電力制御方式において、該増幅
器の出力の検波器(21)の検波出力(v)を通過させ其の通
過帯域を前記変調器の被変調波出力のエンベロープから
定めた基準信号(v ref)と前記検波出力(v)との差分
（Δ）が其の後の積分用フィルタ(23)で取り除かれるだ
け狭くした狭帯域フィルタ(1) と、現バーストから１バ
ースト前の信号の平均の送信電力を出力させる制御電圧
(Vc1)を保持する保持回路(2) と、電源投入時に予め前
記振幅制御手段(30)に与えていた初期の制御電圧(V0)を
前記保持回路(2)の保持する１バースト前の状態の制御
電圧(Vc1)に切り替える切替スイッチ(3) とを具え、該
切替スイッチ(3) が初期の制御電圧(V0)から切り替えた
保持回路(2)の出力の１バースト前の状態の制御電圧(Vc
1) を前記振幅制御手段(30)に与えて増幅器(20)の出力
レベルを自動的に一定とすることを特徴とするバースト
信号の自動電力制御方式。 - 【請求項２】 前記の自動電力制御方式の保持回路(2)
が、現バーストより数バースト前迄の信号の平均の電力
を出力させる制御電圧(Vc2)を保持する保持回路(4) で
あることを特徴とした請求項１記載のバースト信号の自
動電力制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3288193A JPH05129861A (ja) | 1991-11-05 | 1991-11-05 | バースト信号の自動電力制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3288193A JPH05129861A (ja) | 1991-11-05 | 1991-11-05 | バースト信号の自動電力制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05129861A true JPH05129861A (ja) | 1993-05-25 |
Family
ID=17727022
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3288193A Withdrawn JPH05129861A (ja) | 1991-11-05 | 1991-11-05 | バースト信号の自動電力制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05129861A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5854971A (en) * | 1995-03-31 | 1998-12-29 | Hitachi, Ltd. | Output-controlled power amplifier, radio communication terminal and radio communication base station |
| CN103647509A (zh) * | 2013-12-18 | 2014-03-19 | 中国电子科技集团公司第四十一研究所 | 一种实现信号自动电平控制电路及控制方法 |
| CN106341086A (zh) * | 2016-08-17 | 2017-01-18 | 中国电子科技集团公司第四十研究所 | 一种基于门限判断的深度调幅电路及调幅方法 |
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1991
- 1991-11-05 JP JP3288193A patent/JPH05129861A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5854971A (en) * | 1995-03-31 | 1998-12-29 | Hitachi, Ltd. | Output-controlled power amplifier, radio communication terminal and radio communication base station |
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| CN103647509B (zh) * | 2013-12-18 | 2016-05-25 | 中国电子科技集团公司第四十一研究所 | 一种实现信号自动电平控制电路及控制方法 |
| CN106341086A (zh) * | 2016-08-17 | 2017-01-18 | 中国电子科技集团公司第四十研究所 | 一种基于门限判断的深度调幅电路及调幅方法 |
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