JPH0690389A - ビデオ信号受信機用インパルスノイズ検出器 - Google Patents
ビデオ信号受信機用インパルスノイズ検出器Info
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- JPH0690389A JPH0690389A JP5179801A JP17980193A JPH0690389A JP H0690389 A JPH0690389 A JP H0690389A JP 5179801 A JP5179801 A JP 5179801A JP 17980193 A JP17980193 A JP 17980193A JP H0690389 A JPH0690389 A JP H0690389A
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- impulse noise
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
- H04N5/21—Circuitry for suppressing or minimising disturbance, e.g. moiré or halo
- H04N5/213—Circuitry for suppressing or minimising impulsive noise
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- Multimedia (AREA)
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- Picture Signal Circuits (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 広帯域メモリや複雑な相関検出回路を使用す
ることなくビデオ信号中のインパルスノイズを検出する
ことができる回路を構成する。 【構成】 ビデオ信号源１０と、該ビデオ信号源から供
給される信号のスペクトル領域中に中心をもつビデオ信
号の周波数帯を選択的に通過させる帯域通過フイルタ１
２と、該帯域通過フイルタを通過した信号をラインくし
形濾波する減算ラインくし形フイルタ１８、２０、２２
と、該ラインくし形フイルタでくし形濾波された信号の
値がある閾値よりも大であるときは第１の状態をもった
信号を供給し、上記ラインくし形フイルタを通過した信
号の値が上記ある閾値よりも小であるときは第２の状態
をもった信号を供給する閾値検出器２２、２４、２８、
３０、３２、３４、３６、３８とからなる。
ることなくビデオ信号中のインパルスノイズを検出する
ことができる回路を構成する。 【構成】 ビデオ信号源１０と、該ビデオ信号源から供
給される信号のスペクトル領域中に中心をもつビデオ信
号の周波数帯を選択的に通過させる帯域通過フイルタ１
２と、該帯域通過フイルタを通過した信号をラインくし
形濾波する減算ラインくし形フイルタ１８、２０、２２
と、該ラインくし形フイルタでくし形濾波された信号の
値がある閾値よりも大であるときは第１の状態をもった
信号を供給し、上記ラインくし形フイルタを通過した信
号の値が上記ある閾値よりも小であるときは第２の状態
をもった信号を供給する閾値検出器２２、２４、２８、
３０、３２、３４、３６、３８とからなる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ビデオ信号中のインパ
ルスノイズを検出するための回路に関するものである。
ルスノイズを検出するための回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ビデオ信号中のインパルスノイズは比較
的短い持続時間をもった急激な信号変化として特徴付け
られる。ビデオ信号を汚染するインパルスノイズのエネ
ルギスペクトルは、一般にビデオ信号の帯域幅全体にわ
たってフラットであり、一方、複合ビデオ信号のエネル
ギスペクトルはＤＣおよび色副搬送波周波数の近傍に集
中している。すなわち、複合ビデオ信号のルミナンス成
分は低い周波数で比較的高いエネルギを有し、約１ＭＨ
ｚで次第に減少しており、クロミナンス成分のエネルギ
は色副搬送波周波数を中心として約２ＭＨｚの帯域幅に
集中している。従って、約１．８ＭＨｚを中心としてビ
デオ信号エネルギが比較的少ないスペクトル領域が存在
する。
的短い持続時間をもった急激な信号変化として特徴付け
られる。ビデオ信号を汚染するインパルスノイズのエネ
ルギスペクトルは、一般にビデオ信号の帯域幅全体にわ
たってフラットであり、一方、複合ビデオ信号のエネル
ギスペクトルはＤＣおよび色副搬送波周波数の近傍に集
中している。すなわち、複合ビデオ信号のルミナンス成
分は低い周波数で比較的高いエネルギを有し、約１ＭＨ
ｚで次第に減少しており、クロミナンス成分のエネルギ
は色副搬送波周波数を中心として約２ＭＨｚの帯域幅に
集中している。従って、約１．８ＭＨｚを中心としてビ
デオ信号エネルギが比較的少ないスペクトル領域が存在
する。
【０００３】１．８ＭＨｚを中心とする周波数領域では
ビデオ信号のエネルギが最少であるから、この領域はイ
ンパルスノイズを検出するのに最適である。米国特許第
4,398,210 号明細書中には、複合ビデオ信号のこのスペ
クトル領域内でインパルスノイズを検出すると、複合ビ
デオ信号のダイナミックレンジ内の振幅をもったインパ
ルスを検出する機会があることが示されている。上記米
国特許第4,398,210 号明細書中に記載された装置には、
同時に隣接する３本の水平ラインから垂直方向に配列さ
れたビデオ信号を与えるメモリ装置が含まれている。こ
れらの信号は、約１．８ＭＨｚを中心とするスペクトル
帯域を通過するようにそれぞれ低域通過濾波される。第
１および第３のラインからの濾波された信号は第２のラ
インからの濾波された信号からそれぞれ減算され、減算
によって得られた各差は基準値と比較され、第２のライ
ンからの濾波された信号もまた上記基準値と比較され
る。３つの比較結果はＡＮＤゲートに供給されて相関の
存在、不存在が決定され、それによってインパルスノイ
ズの存在、不存在が決定される。
ビデオ信号のエネルギが最少であるから、この領域はイ
ンパルスノイズを検出するのに最適である。米国特許第
4,398,210 号明細書中には、複合ビデオ信号のこのスペ
クトル領域内でインパルスノイズを検出すると、複合ビ
デオ信号のダイナミックレンジ内の振幅をもったインパ
ルスを検出する機会があることが示されている。上記米
国特許第4,398,210 号明細書中に記載された装置には、
同時に隣接する３本の水平ラインから垂直方向に配列さ
れたビデオ信号を与えるメモリ装置が含まれている。こ
れらの信号は、約１．８ＭＨｚを中心とするスペクトル
帯域を通過するようにそれぞれ低域通過濾波される。第
１および第３のラインからの濾波された信号は第２のラ
インからの濾波された信号からそれぞれ減算され、減算
によって得られた各差は基準値と比較され、第２のライ
ンからの濾波された信号もまた上記基準値と比較され
る。３つの比較結果はＡＮＤゲートに供給されて相関の
存在、不存在が決定され、それによってインパルスノイ
ズの存在、不存在が決定される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記米国特許第4,398,
210 号明細書中に記載された装置は有効なインパルスノ
イズ検出器であることが立証されているが、そのハード
ウエアが非常に複雑になる傾向がある。すなわち、この
装置は２個の広帯域メモリと比較的複雑な相関検出回路
を必要とする。本発明はこのような従来のインパルスノ
イズ検出器の欠点を解消することを目的とする。
210 号明細書中に記載された装置は有効なインパルスノ
イズ検出器であることが立証されているが、そのハード
ウエアが非常に複雑になる傾向がある。すなわち、この
装置は２個の広帯域メモリと比較的複雑な相関検出回路
を必要とする。本発明はこのような従来のインパルスノ
イズ検出器の欠点を解消することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明のインパルスノイ
ズ検出器は、最少の相対的エネルギを呈するビデオ信号
のスペクトル領域に中心をもつビデオ信号周波数の帯域
を通過させる帯域通過フイルタを具備している。帯域通
過濾波された信号はサブサンプリングされたラインくし
形フイルタに供給される。くし形フイルタの出力接続に
は閾値検出器が接続されていて、インパルスノイズの発
生を検出する。
ズ検出器は、最少の相対的エネルギを呈するビデオ信号
のスペクトル領域に中心をもつビデオ信号周波数の帯域
を通過させる帯域通過フイルタを具備している。帯域通
過濾波された信号はサブサンプリングされたラインくし
形フイルタに供給される。くし形フイルタの出力接続に
は閾値検出器が接続されていて、インパルスノイズの発
生を検出する。
【０００６】
【実施例】以下では本発明をデジタルビデオ信号および
デジタル信号処理回路に関して説明するが、本発明は対
応するアナログ信号処理素子を適当に選択することによ
りアナログビデオ信号にも適用できることは云う迄もな
い。ビデオ信号は色副搬送波周波数の４倍の周波数（４
ｆSC）で発生するサンプルをもった並列ビットの２の補
数フォーマットであると仮定する。
デジタル信号処理回路に関して説明するが、本発明は対
応するアナログ信号処理素子を適当に選択することによ
りアナログビデオ信号にも適用できることは云う迄もな
い。ビデオ信号は色副搬送波周波数の４倍の周波数（４
ｆSC）で発生するサンプルをもった並列ビットの２の補
数フォーマットであると仮定する。
【０００７】図１を参照すると、デジタルビデオ信号は
信号源１０から供給される。デジタルビデオ信号源１０
は、例えば、チューナ、中間周波数回路および放送アナ
ログビデオ信号をデジタル形式に変換するためのアナロ
グ−デジタル変換器を含むものである。信号源１０は上
記の他にある種の形式の記録媒体、適当な信号ピックア
ップ装置であってもよい。信号源１０からのデジタルビ
デオサンプルは図３に示すような周波数応答特性に類似
した周波数応答特性をもった帯域通過フイルタ１２に供
給される。帯域通過フイルタ１２の応答中心周波数は約
１．８ＭＨｚ、あるいは複合ビデオ信号のエネルギが最
少になる当たりで現れるように選定されている。
信号源１０から供給される。デジタルビデオ信号源１０
は、例えば、チューナ、中間周波数回路および放送アナ
ログビデオ信号をデジタル形式に変換するためのアナロ
グ−デジタル変換器を含むものである。信号源１０は上
記の他にある種の形式の記録媒体、適当な信号ピックア
ップ装置であってもよい。信号源１０からのデジタルビ
デオサンプルは図３に示すような周波数応答特性に類似
した周波数応答特性をもった帯域通過フイルタ１２に供
給される。帯域通過フイルタ１２の応答中心周波数は約
１．８ＭＨｚ、あるいは複合ビデオ信号のエネルギが最
少になる当たりで現れるように選定されている。
【０００８】図２はフイルタ１２用に構成された代表的
なフイルタの構成を示す。図２で、Ｚ-4と記された素子
は各ビデオ信号サンプルを４サンプル期間だけ遅延させ
る遅延素子である。非遅延サンプルおよび合計で８サン
プル期間遅延されたサンプルは（−１／２）の重みが付
けられて加算回路に供給され、該加算回路においてこれ
らの各サンプルは４サンプル期間だけ遅延されたサンプ
ルに加えられる。加算回路における加算によって帯域通
過濾波された信号が生成される。この特定の構成をもっ
たフイルタは、１．８ＭＨｚを中心とする帯域通過特性
をもっているという点に加えて３．５８ＭＨｚでナル
（ゼロ応答）を呈して色副搬送波を減衰させ、それによ
ってビデオ信号のダイナミックレンジ内でのインパルス
ノイズの検出感度をさらに向上させることができるとい
う点で有利である。
なフイルタの構成を示す。図２で、Ｚ-4と記された素子
は各ビデオ信号サンプルを４サンプル期間だけ遅延させ
る遅延素子である。非遅延サンプルおよび合計で８サン
プル期間遅延されたサンプルは（−１／２）の重みが付
けられて加算回路に供給され、該加算回路においてこれ
らの各サンプルは４サンプル期間だけ遅延されたサンプ
ルに加えられる。加算回路における加算によって帯域通
過濾波された信号が生成される。この特定の構成をもっ
たフイルタは、１．８ＭＨｚを中心とする帯域通過特性
をもっているという点に加えて３．５８ＭＨｚでナル
（ゼロ応答）を呈して色副搬送波を減衰させ、それによ
ってビデオ信号のダイナミックレンジ内でのインパルス
ノイズの検出感度をさらに向上させることができるとい
う点で有利である。
【０００９】再び図１を参照すると、帯域通過濾波され
た信号は、２の補数化回路とマルチプレクサとを含む整
流素子１４に供給されて整流される。濾波された信号は
マルチプレクサの一方の入力と２の補数化回路に供給さ
れ、２の補数化回路の出力はマルチプレクサの他の入力
に供給される。帯域通過濾波された信号の符号ビットは
マルチプレクサに供給されて、該マルチプレクサが第１
の極性の帯域通過濾波された信号を通過させ、また第２
の極性を呈する帯域通過濾波された信号の２の補数化さ
れたサンプルを通過させるように制御する。整流を行う
ための回路をスクエアリング回路で構成することもでき
る。
た信号は、２の補数化回路とマルチプレクサとを含む整
流素子１４に供給されて整流される。濾波された信号は
マルチプレクサの一方の入力と２の補数化回路に供給さ
れ、２の補数化回路の出力はマルチプレクサの他の入力
に供給される。帯域通過濾波された信号の符号ビットは
マルチプレクサに供給されて、該マルチプレクサが第１
の極性の帯域通過濾波された信号を通過させ、また第２
の極性を呈する帯域通過濾波された信号の２の補数化さ
れたサンプルを通過させるように制御する。整流を行う
ための回路をスクエアリング回路で構成することもでき
る。
【００１０】一般に、テレビジョン受像機のＩＦ回路は
ノイズインパルスがリンギングを生じさせたりバースト
状信号となり易いが、素子１４によって与えられる整流
によりこのバースト状信号をパルスに再構成することが
できる。
ノイズインパルスがリンギングを生じさせたりバースト
状信号となり易いが、素子１４によって与えられる整流
によりこのバースト状信号をパルスに再構成することが
できる。
【００１１】素子１４からの整流された信号は約１ＭＨ
ｚのカットオフ周波数をもった低域通過フイルタ１６に
供給される。この低域通過フイルタ１６は帯域通過フイ
ルタ１２を通過したより高い周波数成分をさらに減衰さ
せ、ノイズインパルスによって生成されたパルスの幅を
広げるように作用する。低域通過フイルタ１６からの低
域通過濾波されたサンプルは素子１８、２０および２６
を含むくし形フイルタに供給される。図示のように、２
−Ｈ形式のくし形フイルタが使用されているが、１−Ｈ
形式のくし形フイルタを使用してもよい。素子１８、２
０はそれぞれ低域通過濾波されたサンプルに１ライン期
間の遅延を与える。非遅延サンプルと２−Ｈの遅延が与
えられたサンプルはそれぞれ（−１／２）の重みが付け
られて加算回路２６に供給され、該加算回路２６におい
て１ライン期間だけ遅延されたサンプルに加算される。
ｚのカットオフ周波数をもった低域通過フイルタ１６に
供給される。この低域通過フイルタ１６は帯域通過フイ
ルタ１２を通過したより高い周波数成分をさらに減衰さ
せ、ノイズインパルスによって生成されたパルスの幅を
広げるように作用する。低域通過フイルタ１６からの低
域通過濾波されたサンプルは素子１８、２０および２６
を含むくし形フイルタに供給される。図示のように、２
−Ｈ形式のくし形フイルタが使用されているが、１−Ｈ
形式のくし形フイルタを使用してもよい。素子１８、２
０はそれぞれ低域通過濾波されたサンプルに１ライン期
間の遅延を与える。非遅延サンプルと２−Ｈの遅延が与
えられたサンプルはそれぞれ（−１／２）の重みが付け
られて加算回路２６に供給され、該加算回路２６におい
て１ライン期間だけ遅延されたサンプルに加算される。
【００１２】通常は大抵のビデオイメージにはかなりの
垂直方向の冗長性があるが、インパルスノイズによる垂
直方向の冗長性は極めて稀である。垂直イメージ冗長性
（従って、サンプルによって表される実質的にすべての
ビデオ情報）は加算回路２６において行われる加算によ
って相殺される。もしイメージの冗長性が３本のライン
のうちの２本のラインの間においてのみ存在すれば、上
記の相殺効果はライン間の差の値の約１／２に減少す
る。インパルスノイズ（あるいは信号のドロップアウ
ト）は一般にでたらめに発生し、しかもかなり大きな振
幅をもっているが、ある任意の時点で加算回路２６に供
給される信号のうちの１つの信号にのみ存在するにすぎ
ない。そのため、加算回路２６の出力には比較的大きな
パルスを生じさせる。このような比較的大きな振幅のパ
ルスは容易に検出することができる。
垂直方向の冗長性があるが、インパルスノイズによる垂
直方向の冗長性は極めて稀である。垂直イメージ冗長性
（従って、サンプルによって表される実質的にすべての
ビデオ情報）は加算回路２６において行われる加算によ
って相殺される。もしイメージの冗長性が３本のライン
のうちの２本のラインの間においてのみ存在すれば、上
記の相殺効果はライン間の差の値の約１／２に減少す
る。インパルスノイズ（あるいは信号のドロップアウ
ト）は一般にでたらめに発生し、しかもかなり大きな振
幅をもっているが、ある任意の時点で加算回路２６に供
給される信号のうちの１つの信号にのみ存在するにすぎ
ない。そのため、加算回路２６の出力には比較的大きな
パルスを生じさせる。このような比較的大きな振幅のパ
ルスは容易に検出することができる。
【００１３】加算回路２６からのサンプルの和は、ゼロ
値近くの低振幅値を除去するコアリング回路２８に供給
される。従って、コアリング回路２８は予め設定された
振幅を超える値のみを通過させる。この振幅は、コアリ
ング回路２８によって通過させられたサンプルが垂直イ
メージ冗長性の欠如によって生ずる残留ビデオ信号より
もインパルスノイズを表わす確率が高くなるように選定
されている。コアリングの深さは信号の振幅の関数とし
て適応性をもたせるようにすることができる。加算回路
２６が和の大きさのみを供給するように構成されておれ
ば、コアリング回路を減算器と置き換えることができ
る。この場合、予め設定された閾値は和から減算され
る。この閾値は、もし必要ならば以下にコアリング制御
回路について説明するように適応形とすることもでき
る。
値近くの低振幅値を除去するコアリング回路２８に供給
される。従って、コアリング回路２８は予め設定された
振幅を超える値のみを通過させる。この振幅は、コアリ
ング回路２８によって通過させられたサンプルが垂直イ
メージ冗長性の欠如によって生ずる残留ビデオ信号より
もインパルスノイズを表わす確率が高くなるように選定
されている。コアリングの深さは信号の振幅の関数とし
て適応性をもたせるようにすることができる。加算回路
２６が和の大きさのみを供給するように構成されておれ
ば、コアリング回路を減算器と置き換えることができ
る。この場合、予め設定された閾値は和から減算され
る。この閾値は、もし必要ならば以下にコアリング制御
回路について説明するように適応形とすることもでき
る。
【００１４】加算回路２２および１サンプル期間遅延素
子２４は２サンプル期間以上の期間にわたって生ずるサ
ンプル値の連続和を発生する累算器として構成されてい
る。この和は各ライン期間ごとに１回ラッチ３２に記憶
される。ラッチされた和は重みが付けられ、制御信号と
して適応形コアリング回路２８に供給されて、次に続く
ライン期間に対するコアリングの深さを設定する。
子２４は２サンプル期間以上の期間にわたって生ずるサ
ンプル値の連続和を発生する累算器として構成されてい
る。この和は各ライン期間ごとに１回ラッチ３２に記憶
される。ラッチされた和は重みが付けられ、制御信号と
して適応形コアリング回路２８に供給されて、次に続く
ライン期間に対するコアリングの深さを設定する。
【００１５】コアリング回路２８の出力は閾値検出器３
６に供給され、該閾値検出器３６は、それに供給された
サンプルに対する予め設定された値よりも大きな第１の
状態および上記予め設定された値よりも小さい第２の状
態を表わす信号を発生する。閾値検出器によって与えら
れた信号はインパルス指示信号である。
６に供給され、該閾値検出器３６は、それに供給された
サンプルに対する予め設定された値よりも大きな第１の
状態および上記予め設定された値よりも小さい第２の状
態を表わす信号を発生する。閾値検出器によって与えら
れた信号はインパルス指示信号である。
【００１６】コアリングされた信号は図５に示すような
形のＳ字状伝達関数を持った装置３４を経て閾値検出器
３６に供給される。装置３４の伝達関数は数学的に下記
の数式１によって表される。
形のＳ字状伝達関数を持った装置３４を経て閾値検出器
３６に供給される。装置３４の伝達関数は数学的に下記
の数式１によって表される。
【００１７】
【数１】
【００１８】ここで、（ｉｎ）はコアリング回路からの
出力を表わし、φは定数を表わす。閾値検出器３６に供
給されたサンプルにＳ字状伝達関数を与えることにより
上記閾値に比較的近い値をもったサンプルに対するイン
パルス検出の不確定性を多少緩和することができる。
出力を表わし、φは定数を表わす。閾値検出器３６に供
給されたサンプルにＳ字状伝達関数を与えることにより
上記閾値に比較的近い値をもったサンプルに対するイン
パルス検出の不確定性を多少緩和することができる。
【００１９】閾値検出器３６によって与えられた信号は
偽指示信号を含む可能性がある。すなわち信号が実際に
は存在しないインパルスノイズを示す可能性がある。こ
の偽指示信号は、フレーム相互間の相関をチェックする
ことによって、あるいは閾値検出器によって与えられた
インパルス検出信号のライン相互間の相関をチェックす
ることによって取り除くことができる。前述のように、
インパルスは信号の垂直方向に整列した位置で生ずる可
能性は殆どなく、またインパルスが連続するフレームで
一時的に整列して生ずる可能性も殆どないと言える。も
しインパルス指示が垂直方向に整列して、および／また
は一時的に整列して生ずると、このような指示は偽指示
信号である可能性が極めて高い。
偽指示信号を含む可能性がある。すなわち信号が実際に
は存在しないインパルスノイズを示す可能性がある。こ
の偽指示信号は、フレーム相互間の相関をチェックする
ことによって、あるいは閾値検出器によって与えられた
インパルス検出信号のライン相互間の相関をチェックす
ることによって取り除くことができる。前述のように、
インパルスは信号の垂直方向に整列した位置で生ずる可
能性は殆どなく、またインパルスが連続するフレームで
一時的に整列して生ずる可能性も殆どないと言える。も
しインパルス指示が垂直方向に整列して、および／また
は一時的に整列して生ずると、このような指示は偽指示
信号である可能性が極めて高い。
【００２０】偽指示信号は図４に示すような形式の回路
を使用することにより減少あるいは除去することができ
る。図４において、閾値検出器からの信号は遅延素子５
０の入力接続およびＡＮＤゲート５２の非反転入力接続
に供給される。遅延素子５０からの遅延された信号はＡ
ＮＤゲート５２の反転入力接続に供給される。垂直ある
いは一時的相関が偽指示信号の検出に対する基準である
か否かによって、遅延素子５０はそれぞれライン遅延あ
るいはフレーム遅延になる。入力信号中のインパルス指
示が論理１状態によって表されるものと仮定すると、入
力信号が論理１状態を示す場合は、入力信号（インパル
ス指示信号）はＡＮＤゲート５２を通過することができ
る。すなわち、入力信号中のインパルス指示と遅延され
た信号との間に相関が存在しないときはＡＮＤゲート５
２は付勢されて入力信号を通過させる。逆に入力信号中
のインパルス指示と遅延された信号との間に相関が存在
するときは、ＡＮＤゲート５２は遅延素子５０から反転
入力接続に供給される論理１の値によって消勢される。
を使用することにより減少あるいは除去することができ
る。図４において、閾値検出器からの信号は遅延素子５
０の入力接続およびＡＮＤゲート５２の非反転入力接続
に供給される。遅延素子５０からの遅延された信号はＡ
ＮＤゲート５２の反転入力接続に供給される。垂直ある
いは一時的相関が偽指示信号の検出に対する基準である
か否かによって、遅延素子５０はそれぞれライン遅延あ
るいはフレーム遅延になる。入力信号中のインパルス指
示が論理１状態によって表されるものと仮定すると、入
力信号が論理１状態を示す場合は、入力信号（インパル
ス指示信号）はＡＮＤゲート５２を通過することができ
る。すなわち、入力信号中のインパルス指示と遅延され
た信号との間に相関が存在しないときはＡＮＤゲート５
２は付勢されて入力信号を通過させる。逆に入力信号中
のインパルス指示と遅延された信号との間に相関が存在
するときは、ＡＮＤゲート５２は遅延素子５０から反転
入力接続に供給される論理１の値によって消勢される。
【００２１】
【発明の効果】４ｆSCのサンプルは約１ＭＨｚのカット
オフ周波数をもった低域通過フイルタ１６によって低域
通過濾波されるから、くし形フイルタに供給されたサン
プルは著しく過サンプルされている。従って、低域通過
フイルタ１６からの出力サンプルはその情報を失うこと
なく例えば係数４でサブサンプルされる。低域通過フイ
ルタ１６によって与えられるサンプルをサブサンプルす
ることによって、少ない段数の遅延段をもった遅延線１
８および２０を使用することができる。４ｆSCのサンプ
ルリング率では、各遅延線１８、２０は９１０段の遅延
段あるいはメモリ段数を必要とする。しかし、信号が
４：１にサブサンプリングされていると、各遅延線は僅
か２２８段の遅延線を必要とするに過ぎない。くし形フ
イルタに後続する回路は１／４の速度で動作すればよ
く、偽指示信号検出器／低減器中に組み込まれる遅延段
の数も同様に減少させることができるという効果が得ら
れる。
オフ周波数をもった低域通過フイルタ１６によって低域
通過濾波されるから、くし形フイルタに供給されたサン
プルは著しく過サンプルされている。従って、低域通過
フイルタ１６からの出力サンプルはその情報を失うこと
なく例えば係数４でサブサンプルされる。低域通過フイ
ルタ１６によって与えられるサンプルをサブサンプルす
ることによって、少ない段数の遅延段をもった遅延線１
８および２０を使用することができる。４ｆSCのサンプ
ルリング率では、各遅延線１８、２０は９１０段の遅延
段あるいはメモリ段数を必要とする。しかし、信号が
４：１にサブサンプリングされていると、各遅延線は僅
か２２８段の遅延線を必要とするに過ぎない。くし形フ
イルタに後続する回路は１／４の速度で動作すればよ
く、偽指示信号検出器／低減器中に組み込まれる遅延段
の数も同様に減少させることができるという効果が得ら
れる。
【００２２】さらに、遅延素子５０に供給されるインパ
ルス指示信号を低域通過濾波することによって、また低
域通過濾波されたインパルス指示信号をサブサンプリン
グすることによって偽の存在指示信号検出器中の遅延装
置に必要とする段数をさらに減少させることができる。
ルス指示信号を低域通過濾波することによって、また低
域通過濾波されたインパルス指示信号をサブサンプリン
グすることによって偽の存在指示信号検出器中の遅延装
置に必要とする段数をさらに減少させることができる。
【図１】本発明を実施したインパルスノイズ検出器の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図２】ビデオ信号のエネルギが最少の周波数領域の近
傍に位置するビデオ信号スペクトルの部分を通過させる
ように構成された代表的な帯域通過フイルタを示すブロ
ック図である。
傍に位置するビデオ信号スペクトルの部分を通過させる
ように構成された代表的な帯域通過フイルタを示すブロ
ック図である。
【図３】図２に示す帯域通過フイルタの周波数応答特性
を示す図である。
を示す図である。
【図４】インパルスノイズの発生に対する偽指示信号の
検出を減少させるための代表的な回路を示すブロック図
である。
検出を減少させるための代表的な回路を示すブロック図
である。
【図５】代表的なＳ字状伝達関数をもった特性を示す図
である。
である。
１０ ビデオ信号源 １２ 帯域通過フイルタ １４ 整流素子 １６ 低域通過フイルタ １８ １Ｈ遅延線 ２０ １Ｈ遅延線 ２２ 加算器 ２４ サンプル遅延線 ２８ コアリング回路 ３０ 重み付け回路 ３２ ラッチ回路 ３４ Ｓ字状伝達関数装置 ３６ 閾値検出器 ３８ 偽指示信号減少器
【数１】Ｓ（ｉｎ）＝１／（ｅ-(in- ) ＋１）
Claims (10)
- 【請求項１】 ビデオ信号源と、該ビデオ信号源に結合
されていて、ビデオ信号の周波数スペクトルの一部であ
って、該ビデオ信号の周波数スペクトルの他の部分より
小さいビデオ信号エネルギをもった上記一部を選択的に
通過させるフイルタ手段と、該フイルタ手段に結合され
ていて、上記フイルタ手段を通過した信号をラインくし
形濾波する減算ラインくし形フイルタと、該ラインくし
形フイルタに結合されていて、このラインくし形フイル
タを通過した信号の値がある閾値よりも大であるときは
第１の状態をもった信号を供給し、上記ラインくし形フ
イルタを通過した信号の値が上記ある閾値よりも小であ
るときは第２の状態をもった信号を供給する手段と、か
らなるビデオ信号受信機用インパルスノイズ検出器。 - 【請求項２】 上記ラインくし形フイルタは信号整流手
段によって上記フイルタ手段に結合されている、請求項
１記載のビデオ信号受信機用インパルスノイズ検出器。 - 【請求項３】 予め設定された振幅よりも小さい振幅を
もった信号を除去するための回路を含み、該回路は上記
ラインくし形フイルタと第１および第２の状態をもった
信号を供給する上記手段との間に接続されている、請求
項１記載のビデオ信号受信機用インパルスノイズ検出
器。 - 【請求項４】 上記回路は上記ビデオ信号に応答したコ
アリングの深さをもった適応形コアリング回路からな
る、請求項３記載のビデオ信号受信機用インパルスノイ
ズ検出器。 - 【請求項５】 予め設定された振幅よりも小さい振幅を
もった信号を除去するための上記回路と上記第１および
第２の状態をもった信号を供給する上記手段との間に結
合されたＳ字状伝達関数をもった回路を含む、請求項３
記載のビデオ信号受信機用インパルスノイズ検出器。 - 【請求項６】 第１および第２の状態をもった信号を供
給する上記手段の出力接続に結合された偽指示信号検出
器／修正器を含む、請求項５記載のビデオ信号受信機用
インパルスノイズ検出器。 - 【請求項７】 上記偽指示信号検出器／修正器は、第１
および第２の状態をもった信号を供給する上記手段に結
合されて水平ライン期間の整数倍だけ信号を遅延させる
遅延手段と、第１および第２の状態をもった信号を供給
する上記手段と上記遅延手段とに結合されていて、上記
遅延手段によって供給された信号の第１の状態と、第１
および第２の状態をもった信号を供給する上記手段によ
って供給された信号の第１の状態との間の相関を決定
し、上記第１の状態の相関がないときのみ第１および第
２の状態をもった信号を供給する上記手段によって供給
される信号を出力信号として供給する手段とからなる、
請求項６記載のビデオ信号受信機用インパルスノイズ検
出器。 - 【請求項８】 上記ビデオ信号はＮＴＳＣ方式と一致し
た複合ビデオ信号であり、上記フイルタ手段は１．６Ｍ
Ｈｚと２．１ＭＨｚとの間に中心をもつ周波数通過帯域
を有し、且つ色副搬送波周波数で実質的にナルになるも
のである、請求項１記載のビデオ信号受信機用インパル
スノイズ検出器。 - 【請求項９】 上記整流手段を上記ラインくし形フイル
タに結合するための低域通過フイルタ手段を含む、請求
項２記載のビデオ信号受信機用インパルスノイズ検出
器。 - 【請求項１０】 上記ビデオ信号はサンプリング率ｆS
で発生するサンプリングされた信号であり、上記低域通
過フイルタ手段はＦS ／Ｍまたはそれ以下のカットオフ
周波数を有し、Ｍは正の値であり、上記ラインくし形フ
イルタはｆS／Ｎのサブサンプリング率で動作し、Ｎは
Ｍ／２またはそれ以下であって１より大の正の値であ
る、請求項９記載のビデオ信号受信機用インパルスノイ
ズ検出器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US906186 | 1992-06-29 | ||
| US07/906,186 US5255078A (en) | 1992-06-29 | 1992-06-29 | Impulse noise detector for a video signal receiver |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2005224921A Division JP4429232B2 (ja) | 1992-06-29 | 2005-08-03 | ビデオ信号中のインパルスノイズを検出する装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0690389A true JPH0690389A (ja) | 1994-03-29 |
Family
ID=25422068
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5179801A Withdrawn JPH0690389A (ja) | 1992-06-29 | 1993-06-25 | ビデオ信号受信機用インパルスノイズ検出器 |
| JP2005224921A Expired - Lifetime JP4429232B2 (ja) | 1992-06-29 | 2005-08-03 | ビデオ信号中のインパルスノイズを検出する装置 |
Family Applications After (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2005224921A Expired - Lifetime JP4429232B2 (ja) | 1992-06-29 | 2005-08-03 | ビデオ信号中のインパルスノイズを検出する装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5255078A (ja) |
| JP (2) | JPH0690389A (ja) |
| KR (1) | KR100305265B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8761267B2 (en) | 2006-10-12 | 2014-06-24 | Novatek Microelectronics Corp. | Noise estimator device of video decoder and related method |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR0149517B1 (ko) * | 1992-07-18 | 1998-10-15 | 강진구 | 에지 검출과 노이즈 제거를 위한 다단식 비선형 필터 |
| US5841491A (en) * | 1993-10-14 | 1998-11-24 | Envision Medical Corp. | Fiberscope enhancement system |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4353093A (en) * | 1981-05-11 | 1982-10-05 | Rca Corporation | Impulse noise reduction system for TV receivers |
| US4398210A (en) * | 1981-06-22 | 1983-08-09 | Rca Corporation | Impulse noise detection circuit for TV signals |
| US4514763A (en) * | 1982-10-29 | 1985-04-30 | Rca Corporation | Sound signal and impulse noise detector for television receivers |
| JPS61225980A (ja) * | 1985-03-30 | 1986-10-07 | Toshiba Corp | パルス雑音除去回路 |
| JPH01204573A (ja) * | 1988-02-10 | 1989-08-17 | Sony Corp | 雑音低減回路 |
| JPH02207677A (ja) * | 1989-02-08 | 1990-08-17 | Toshiba Corp | デジタル信号のインパルス除去装置 |
| JPH0440174A (ja) * | 1990-06-06 | 1992-02-10 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | インパルスノイズ検出回路 |
-
1992
- 1992-06-29 US US07/906,186 patent/US5255078A/en not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-06-25 JP JP5179801A patent/JPH0690389A/ja not_active Withdrawn
- 1993-06-26 KR KR1019930011767A patent/KR100305265B1/ko not_active IP Right Cessation
-
2005
- 2005-08-03 JP JP2005224921A patent/JP4429232B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8761267B2 (en) | 2006-10-12 | 2014-06-24 | Novatek Microelectronics Corp. | Noise estimator device of video decoder and related method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4429232B2 (ja) | 2010-03-10 |
| KR100305265B1 (ko) | 2001-11-22 |
| JP2006020352A (ja) | 2006-01-19 |
| KR940001673A (ko) | 1994-01-11 |
| US5255078A (en) | 1993-10-19 |
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