JPH02207677A - デジタル信号のインパルス除去装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的〕 （産業上の利用分野） この発明は、例えば衛生放送により伝送される映像信号
を復調する装置にもちいて有効なデジタル信号のインパ
ルス除去装置に関する。

（従来の技術） ＱＰＳＫ変調方式等のデジタル伝送方式を発展させたも
のとして、例えばＱＰＳＫ信号とＮ相ＰＳＫ信号を時分
割多重して伝送する方式が考案されている。この方式は
、必要に応じて、伝送品質の異なるチャンネルを同時に
確保できるために、柔軟な送受信システムを構成するこ
とが可能であり、ハイビジョン信号を扱うには便利であ
る。

この方式は、−例として、特開昭６０−５００１９２号
公報に「信号エンコーディング・デコーディング装置」
として開示されており、ＱＰＳＫ信号と１２８相ＰＳＫ
信号とを時分割多重して伝送し、復調するもので、ＤＰ
Ａ方式と呼ばれている。

第８図は上記方式による信号形式を示している。

図において信号１１は、例えば映像信号であり、例えば
８ビツトにサンプリングされ、各サンプルの最上位ビッ
ト（以下り信号と称する）と、のこりの７ビツト（以下
Ａ信号と称する）とが時分割多重で伝送される。図の例
は、２つのサンプルを１組にして伝送する場合を示して
いる。同図（ａ）はアンプルＳＬ、Ｓ２の最上位ビット
が組合わせられたＤ信号の伝送を、また同図（ｂ）、（
Ｃ）はサンルＳｔ、Ｓ２の残りのビットによるＡ信号の
伝送をそれぞれ示している。以下同様な方法によりＤ信
号、Ａ信号が伝送される。そしてＤ信号はＱＰＳＫデー
タとして伝送され、またＡ信号は、１２８相ＰＳＫデー
タとして伝送される。さらにＡ信号に付いては、伝送系
のノイズに対してガードを得るために、図に示すように
ギャップを設けて伝送している。このように伝送するこ
とにより、Ｄ信号が誤って検出されない程度のＣ／Ｎで
あれば、伝送路のノイズ成分が影響するのはＡ信号に対
してのみであり、受信側でＤ信号とＡ信号が合成される
際にはＡ信号に含まれるノイズ成分は圧縮されて大きな
Ｓ／Ｎが改善が得られる。

さらにＤ信号はＱＰＳＫ信号であり、基本的にはデジタ
ル信号であるから、次のような利点を掲げることができ
る。

ａ）伝送路のノイズに対して強い ｂ）時分割多重が容易にできる Ｃ）スクランブルをかけるのが容易である上記のような
形式の信号を復調する装置として第９図のような回路が
検討されている。

入力端子２０に導かれる中間周波（以下ＩＦと称する）
信号は、帯域制限のためのＩＦフィルタ２１を通過した
後、混合回路２２．２３に供給される。この混合回路２
２．２３はそれぞれ、復調キャリアとしてＣＯ９（ωＴ
）、ＳＩＮ　　（ωＴ）のキャリアを使用し、同期検波
を行なう。これにより、各混合回路２２．２３からはＩ
軸、Ｑ軸のベースバンド出力が得られ、各出力はアナロ
グ・デジタル（以下Ａ／Ｄと称する）変換器２４．２５
に供給されて、デジタルデータとなる。Ａ／Ｄ変換器２
４．２５の出力のうち、各ＭＳＢ（最上位ビット）は、
４相検出器２Ｂに供給される。この４相検出器２Ｂでは
、２つのＭＳＢを用いて象限情報を得ることができる。

また各Ａ／Ｄ変換器２４．２５の残りのビットデータは
、アークタンジェント回路２丁に供給される。この回路
は、ＣＯ８（ωＴ）、ＳＩＮ　　（０丁）による復調デ
ータを用い、０度〜９０度の位相情報を得ることができ
る。よって、４相検出器２Ｂからは象限情報、アークタ
ジエント回路（ＴＡＮ−１”）　２７　（実際１こＲＯ
Ｍが使用される）からは位相情報を得ることができ、こ
の両方のデータで伝送データを認識することができる。

即ち、まずアークタジェント回路２７からの位相情報デ
ータは、第１０図中の特性Ｐ）１１で示すような波形と
してとらえることができる。このデータは象限情報を持
たないから、０６〜９０°の範囲でしか変化しない。こ
れに象限情報のデータを加えるとＭＳ　Ｂ−０の場合、
理論的には特性ＰＨ２のようになる。象限情報は復調器
２８にて加えられる。

さらに第１１図は、上記した特性に加えて、ＭＳＢ−１
の場合の特性ＰＨ３も合せて示している。第１１図にお
いて、斜線で示す領域は、位相ギャップを設けた部分に
対応し、このギャップ部分に対応するデータを埋めるに
はギャップ除去回路（具体的にはＲＯＭ）２９が利用さ
れる。

ところで、上記の復調システムにおいては、Ｄ信号（粗
量子化レベル信号）に誤りが生じると、少なくとも９０
″以上の位相誤りを生じるために出力に大きなインパル
スノイズを生じることになる。これを回避するためには
、例えばＢＣＨ符号等を伝送することによりＤ信号の誤
り訂正を行なってから、象限情報として用いることが考
えられる。

一方、Ａ信号については上記のように象限情報が正確に
再生されれば、大きな誤りはなく雑音も少ないことから
、従来はＡ信号に対しての雑音対策はなされていない。

しかしながら、入信号に付いても雑音がノイズマージン
を越えると、大きなインパルスノイズを発生することが
ある。

すなわち、これは、Ａ信号が第１２図に示すように、位
相ギャップ（ガートバンド）を持つことに起因している
。Ａ信号は、最小から最大値までを（００００００００
）〜（０１１１１１１１）の範囲（０度〜２７０度を表
わす）のデータで表わし、位相ギャップを有するが、最
大値あるいは最小値に近いレベルの信号が伝送されてい
るときに雑音が混入すると、位相ギャップを飛び越えて
（以下このことをクロスオーバーという）誤って再生さ
れる場合がある。このような場合は、復調出力に大きな
インパルスノイズを発生することになる。

（発明が解決しようとする課題） 上記したように、従来のＤＰＡ方式における復調装置は
、Ａ信号のデータ誤りが有った場合、その条件によって
は大きなインパルスノイズを発生することに付いては何
等対筆が施されていない。

そこでこの発明は、Ａ信号の一ダイナミックレンジの変
化と、Ｄ信号の状態とを監視することにより、Ａ信号が
誤って位相ギャップをクロスオーバーして復調されるこ
とに起因するインパルスノイズの発生を抑えることがで
きるデジタル信号のインパルスノイズ除去装置を提供す
ることを目的とする。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） この発明は、伝送すべき信号がサンプルされ。

そのサンプルの粗量子化レベル信号（以下り信号と記す
）と、その残りの高精度信号（以下Ａ信号と記す）とが
絶対基準位相を基準としてそれぞれ位相変調され、各位
相変調信号が時分割多重して伝送され、かつ前記高精度
信号に対して位相変調を行なうに際しては伝送路の雑音
による復調信号の劣化を防ぐために位相ギャップが設け
られて位相変調を行なわれて伝送されてくるのを復調す
る装置において、 前記Ａ信号が位相ギャップをクロスオーバーすることに
よりその復調信号にインパルス雑音が生じるのを検出す
るために、前記Ａ信号を復調した復調信号のダイナミッ
クレンジの１／２程度の急激な信号変化を検出して第１
の検出信号を得る手段と、 前記り信号を抽出してこの信号が変化しないことを検出
して第２の検出信号を得るする手段と、前記第１と第２
の検出信号が共に得られたときにインパルス有りと判定
して、前記Ａ信号の復調信号を特定データに置換える手
段とを備えるものである。

（作用） 上記の手段により、Ａ信号が特に位相ギャップをクロス
オーバーするような誤りを持って復調された場合は、そ
の誤り復調データを特定データに置き変えるためにイン
パルスノイズの発生が押えられる。

（実施例） 以下、この発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図はこの発明の一実施例であり、４相検出器２Ｂ、
アークタンジェント回路２７、復調器２８、ギャップ除
去回路２９などは第９図に示したものと変りはない。こ
の実施例では、復調データが誤って復調されているか否
かを検出する手段（破線で囲む部分）が設けられている
。

例えば、ギャップ除去回路２９から出力されたＡ信号は
、減算器１１に入力される。この減算器２９は、８　ｂ
ｉｔの１サンプル前のデータと８　ｂｉｔの現サンプル
のデータとの差分を得る回路である。この減算器１１の
出力は、比較器１２に人力される。比較器【２は、人力
データの絶対値が人力ダイナミックレンジのｌ／２程度
の入力レベルであった場合に、パルスＰ１を出力する。

このパルスＰＩは、アンド回路１３の一方の入力端に供
給される。

大信号が、最大から最小、あるいは最小から最大となる
場合（例えばＡ信号のクロスオーバーによるインパルス
雑音が最大振幅となる場合）は、信号レベルがダイナミ
ックレンジの１７２程度となる。また、Ａ信号のダイナ
ミックレンジが１／２程度になる場合としては、Ａ信号
のＭＳＢが切替わったときである。

従って、比較器１２からパルスｐｔが出力されたときは
、インパルス雑音が原因である場合と、実際にＭＳＢが
切替わったためである場合があり、このケースを判定す
る必要がある。

この判定手段としては、遅延回路１４とイクスクルーシ
ブノア回路１５とにＤ信号が供給される。イクスクルー
シブノア回路１５は、遅延回路１４の出力と、入力り信
号とのイクスクルーシブノアをとり、その出力をアンド
回路１３の他方の入力端に供給している。イクスクルー
シブノア回路１５は、再入力の論理レベルが同じのとき
は、ハイレベルを出力し、再入力の論理レベルが異なる
ときはローレベルを出力する。

上記再入力の論理レベルが同じであることは、１サンプ
ル前のＤ信号と現サンプルのＤ信号とが同じであり、こ
のような状態のときに比較器１２の人力レベルがダイナ
ミックレンジの１７２程度になることは、Ａ信号のクロ
スオーバーが有ったことである。従って、上記再入力の
論理レベルが同じであるときは、パルスｐｔが入力した
ときにはアンド回路１３からパルスＰ２　　（インパル
ス検出信号）が得られる。逆に、上記再入力の論理レベ
ルが異なるときは、たとえパルスＰ１が出力されても、
実際にデータ自身のＭＳＢが切替わったことであり、Ａ
信号のクロスオーバーは発生していないことである。し
たがってこの場合は、アンド回路１３の他方がローレベ
ルに維持され、たとえパルスＰｌが有ってもパルスＰ２
が出力することはない。

アンド回路１３の出力は、Ａ信号の経路に設けられたデ
ータ置換回路２０の制御端子に供給される。

このデータ置換回路２０は、アンド回路１３からパルス
Ｐ２が出力されたとき（インパルス雑音が発生したとき
）に、インパルス雑音部分を特定データに置換する回路
である。これにより、出力端２１には、インパルス雑音
の除去されたデータを得ることができる。データ置換方
法としては各種の方法がある。たとえば、予め逆クロス
オーバーさせたデータを作成しておき、このデータと実
際に入力したデータとをパルスＰ２が入力したときに置
換える。あるいは、前のデータを遅延させておき、パル
スＰ２が入力したときに、遅延データを再度使用すると
いう方法である。

第２図は、減算器１１の具体的な回路例を示している。

復調された（Ｄ　＋　Ａ）信号は、遅延回路２１１と、
反転回路２１２に供給される。そして遅延回路２１１と
反転回路２１２の出力は、加算器２１３にて加算される
。これにより前データと、現データとの差分を得ること
ができる。この差分値は、比較器１２に入力されて基準
値と比較されることになる。

第３図は、復調信号のＭＳＢ　（即ちＤ信号）が反転し
た場合及びＡ信号のシンボルエラー（クロスオーバー）
が発生した場合に取り得るレベル位置の例を示している
。この場合には、入力ダイナミックレンジの１／２程度
のレベルとなる。この検出は、Ａ信号が位相ギャップの
付近（第１２図参照）のデータである場合に有効である
。

上記の実施例では、ｓ　ｂｉｔを全て減算器１１に供給
したが、上位Ｋ　ｂｌｔを用いても構わない。これは、
比較器１２に予め用意されている比較データは、マージ
ンを含められているので、ある一定範囲内の入力データ
であれば、検出パルスを発生することができるからであ
る。入力データのビット数を多（すれば、それだけスレ
ッショールドレベルを細かくすることができるが、一定
のマージンを含めた比較データを用いる場合には、最小
限必要なビット数を用いて回路規模を小さくすることが
できる。

第４図はこの発明の他の実施例である。

復調されたＡ信号の例えば上位Ｌ　ｂｉｔは、オール“
１“検出器４１とオール“０”検出器４２に供給される
。この検出器４１と４２の出力は、フリップフロップ４
３のセット入力端とリセット入力端に供給される。フリ
ップフロップ５３の出力は、ラッチ回路４４と、イクス
クルーシブオア回路４Ｂの一方の入力端に供給される。

ラッチ回路４４の出力は、イクスクルーシブオア回路４
６の他方の入力端、次段のラッチ回路４５及びイクスク
ルーシブ回路４７の一方の入力端に供給される。そして
このイクスクルーシブオア回路４７の他方の入力端には
、ラッチ回路４５の出力が供給されている。そしてイク
スクルーシブオア回路４Ｂと４７の出力は、アンド回路
４８の各入力端に供給されている。

上記の回路は、Ａ信号に含まれるインパルスを検出する
もので、アンド回路４８から検出パルスが得られ、アン
ド回路４９の一方の入力端に供給される。このアンド回
路４９の他方の入力端には、Ｄ信号が変化したか否かを
検出した結果が供給される。

この検出手段は、第１図で説明したものと同じでよい。

上記の回路の動作タイミングチャートは、第５図に示す
ようになる。Ａ信号にインパルス雑音が生じると、フリ
ップフロップ４３のセット、リセットが行われる。する
と、ラッチ回路４４．４５、イクスクルーシブオア回路
４６．４７の出力はそれぞれ第５図に示す波形となり、
アンド回路４９からはインパルスの検出パルスＰＩが得
られる。

第６図は、第１図に示したデータ置換回路２０の具体例
である。

Ａ信号は、全部で７ビツトであり、そのＭＳＢはインバ
ータ２０１に供給されて反転され、またラッチ回路２０
２において７ビツトのデータに拡張される。例えば入力
したＭＳＢが°１”であれば、これを反転して“０”に
して７ビツトをオール“０“にし、入力したＭＳＢが“
０”であれば、これを反転して“１″にして７ビツトを
オール“１″にする。そしてこの拡張データは、選択回
路２０４の一方に供給される。また一方、下位７ビツト
の全データは、ラッチ回路２０３を介して選択回路２０
４の他方に供給される。選択回路２０４は、インパルス
雑音が発生したか否かを示す検出パルスＰ２により制御
され、インパルス雑音が生じた時は拡張したデータを選
択して導出し、インパルス雑音が生じていないときはラ
ッチ回路２０３からのＡ信号データをそのまま選択して
導出する。

第７図（ａ）は、データ置換回路の更に他の具体例であ
る。

Ａ信号は、ラッチ回路２１１に供給される。このラッチ
回路２１１は、オア回路２１２からのクロックｃｋによ
り入力データを送出している。しかし、入信号のインパ
ルス雑音を検出したパルスＰ２もオア回路２１２に供給
されているために、インパルス雑音が発生したときは、
例えば、第７図（ｂ）に示すように、前のサンプルのデ
ータがホールドされ連続して送出されることになる。こ
れにより、出力データにはインパルス雑音は含まれなく
なる。

上記の実施例は、サンプリングクロックとして例えばテ
レビジョン信号の水平方向データに対応するものを想定
して説明したが、この発明は、垂直方向データに対して
も同様に適用でき、また時間軸方向（フィールド方向）
データに対しても同様に適用できるものである。

［発明の効果］ 以上説明したようにこの発明によれば、Ａ信号のダイナ
ミックレンジの変化と、Ｄ信号の状態とを監視すること
により、入信号が誤って位相ギャップをクロスオーバー
して復調されることに起因するインパルスノイズの発生
を抑えることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第２図
は第１図の減算器の具体例を示すブロック図、第３図は
Ａ信号のダイナミックレンジとシンボルエラーの関係を
示す説明図、第４図はこの発明の他の実施例を示すブロ
ック図、第５図は第４図の回路の動作タイミングチャー
ト、第６図は第１図のデータ置換回路の具体例を示すブ
ロック図、第７図はデータ置換回路の他の例を示すブロ
ック図及び動作説明図、第８図はＤＰＡ方式の説明図、
第９図はＤＰＡ方式信号のデコーダを示すブロック図、
第１０図及び第１１図はデコーダの動作を説明するため
に示した復調特性図、第１２図は伝２８・・・復調器、
２９・・・ギャップ除去回路、３０・・・データ置換回
路、１１・・・減算器、１２・・・比較器、１３・・・
アンド回路、１４・・・遅延回路、１６・・・イクスク
ルーシブノア回路。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 第 図 第 図 第 図 第 図 （ｂ） 第 図 第 第 図 図 第 図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）伝送すべき信号がサンプルされ、そのサンプルの
   粗量子化レベル信号（以下Ｄ信号と記す）と、その残り
   の高精度信号（以下Ａ信号と記す）とが絶対基準位相を
   基準としてそれぞれ位相変調され、各位相変調信号が時
   分割多重して伝送され、かつ前記高精度信号に対して位
   相変調を行なうに際しては伝送路の雑音による復調信号
   の劣化を防ぐために位相ギャップが設けられて位相変調
   を行なわれて伝送されてくるのを復調する装置において
   、 前記Ａ信号が位相ギャップをクロスオーバーすることに
   よりその復調信号にインパルス雑音が生じるのを検出す
   るために、前記Ｄ信号とＡ信号を復調した復調信号のダ
   イナミックレンジの１／２程度の急激な信号変化を検出
   して第１の検出信号を得る手段と、 前記Ｄ信号を抽出してこの信号が変化しないことを検出
   して第２の検出信号を得るする手段と、前記第１と第２
   の検出信号が共に得られたときにインパルス有りと判定
   して、前記Ａ信号の復調信号を特定データに置換える手
   段とを具備したこを特徴とするデジタル信号のインパル
   ス除去装置。
2. （２）前記第１の検出信号を得る手段は、前記Ｄ信号と
   Ａ信号を復調した復調信号をサンプル毎に１サンプル前
   のデータと現サンプルのデータとの差分を求める手段と
   、この手段から得られた差分データの絶対値を求めてこ
   れがダイナミックレンジの１／２程度であるか否かを判
   定し１／２程度であるときに上記第１の検出信号を出力
   する手段とを具備したことを特徴とする請求項第１項記
   載のデジタル信号のインパルス除去装置。
3. （３）前記第１の検出信号を得る手段は、前記Ａ信号を
   復調した復調信号の上位から所定ビットが、オール“０
   ”であること、またはオール“１”であることを検出し
   、その変化に対応したパルス出力を得る第１の手段と、
   この第１の手段から得られたパルスの一方のレベル状態
   を１サンプル遅延した第１の出力及び更にこの出力を更
   に１サンプル遅延した出力を得る第２の手段と、前記第
   １の出力と前記第１の手段の出力の排他的論理和をとっ
   た第３の出力と、前記第１の出力と第２の出力との排他
   的論理和を取った第４の出力とを得る第３の手段と、前
   記第３の出力と第４の出力との論理積をとりその結果を
   前記第１の検出信号とする手段とを具備したことを特徴
   とする請求範囲第１項記載のデジタル信号のインパルス
   除去装置。