KR100379347B1 - 텔레비젼시스템에전송되는데이타신호의디코딩 - Google Patents

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Abstract

적어도 개시 코드 또는 동기 워드부(SC) 및 데이터부(AR..R)를 갖는 데이터 신호(WSS)를 디코딩하는 방법에 있어서, 데이터 신호는 적어도 개시 코드 또는 동기 워드부(SC) 및 데이터부(AR..R)를 갖는 멀티 비트 샘플의 시퀀스로 변환된다(ADC). 멀티 비트 샘플의 시퀀스는 동기화 정보를 표시하는 워드 동기 신호(WS)를 얻기 위해 처리된다(11A). 교란 측정 신호(Γ)는 멀티 비트 샘플의 시퀀스의 적어도 개시 코드 또는 동기 워드부(SC)로부터 얻어진다(19). 마지막으로, 멀티 비트 샘플의 시퀀스의 데이터부(AR..R)는 복조된 데이터 신호를 얻기 위해 교란 측정 신호(Γ)에 따라 워드 동기 신호(WS)에 응하여 코드 복조된다(13A).

Description

텔레비젼 시스템에 전송되는 데이터 신호의 디코딩
본 발명은 기록 또는 다른 프로세싱 동작을 제어하는 텔레비젼 신호와 관련된 시그날링 정보(signaling information)를 디코딩하는데 사용될 수 있는, 적어도 개시 코드(startcode) 또는 동기 워드부(sync word section) 및 데이터부(data section)를 갖는 데이터 신호를 디코딩하는 방법 및 장치에 관한 것으로서, 구체적으로는, 예를 들면, 텔레비젼 신호의 출처(origin : 즉, 카메라 또는 영화 필름) 및 종횡비(aspect rate)를 나타내는 와이드 스크린 시그날링 신호를 디코딩하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
제 18 차 International Television Symposium and Technical Exhibition Montreux(CH), 1993년 6월 10-15일, 심포지엄 748-754 페이지에 기록된, D. Westerkamp 에 의해 제출된 "Wide-Screen Signalling for EDTV" 란 제목의 논문에서는, EDTV(extended definition television) 신호로 전송될 수 있는 와이드 스크린 시그날링 신호를 기재하고 있다. 그러나, 이 논문은 이러한 와이드 스크린 시그날링 신호에 대한 어떤 디코더 하드웨어도 기재하지 않고 있다.
사전 미공개된 국제 특허 WO-A-94/28678호(대리인 등록 번호 PHN 14,478)는 이러한 신호에 대한 디코더와 와이드 스크린 시그날링 신호를 또한 기재하고 있다.
시그날링 비트는 개시 코드 및 데이터 비트를 포함한다. 스펙트럼 에너지의 개시코드의 메인 로브(main lobe)는 베이스밴드 텔레비젼 신호의 하부 스펙트럼 영역내에 존재하는데, 하부 스펙트럼 영역은 2MHz(바람직하게는 1.7 MHz) 이하의 최대 주파수를 갖는다. 개시 코드는 DC에서 국부 스펙트럼 최소값을 갖는다. 개시 코드는 개시 코드 다음에 오는 데이터 비트 다음에 오는 데이터 비트쪽으로 또는 데이터 비트 상에 시프트될 때, 데이터 비트에 대해 우수한 비주기적 상관 특성 및 소정의 최소 비트 해밍 거리(minimum bit Hamming distance)를 갖는다. 시그날링 비트 디코더는 하부 스펙트럼 영역의 최대 주파수에서 컷오프 주파수를 갖는 로우 패스 필터에 의해 선행된다. 시그날링 비트 디코더는 제 1 다수의 비트가 정확하게 수신되었는지, 그리고 제 2 다수의 비트 사이에서 적어도 소정 수가 에러가 없는지를 결정하는 회로를 갖는 개시 코드 검출기를 포함한다.
특히, 데이터 신호를 디코딩하는 실제적인 방법 및 장치를 제공하는 것이 본 발명의 목적이다. 이 목적을 위하여, 본 발명의 제 1 양태는 청구항 제 1 항에 규정된 바와 같은 이진 데이터 신호 디코딩 방법을 제공한다. 본 발명의 제 2 양태는 청구항 제 8 항에 규정된 바와 같은 아날로그 텔레비전 신호 디코딩 장치를 제공한다. 본 발명의 제 3 양태는 청구항 제 11 항에 규정된 바와 같은 아날로그 비디오 신호를 프로세싱하는 비디오 신호 수신 장치를 제공한다. 유리한 실시예들은 종속 청구항들에서 규정된다.
한 양태에 따르면, 본 발명은 적어도 개시 코드 또는 동기 워드부 및 데이터부를 갖는 데이터 신호를 디코딩하는 방법을 제공하는 것으로, 데이터 신호는 적어도 개시 코드 또는 동기 워드부 및 데이터부를 갖는 멀티 비트 샘플의 시퀀스(sequence of multi-bit samples)로 변환된다. 멀티 비트 샘플의 시퀀스는처리되어 동기화 정보를 나타내는 워드 동기 신호를 얻는다. 교란 측정 신호(disturbance measurement signal)는 멀티 비트 샘플의 시퀀스의 적어도 개시 코드 또는 동기 워드부로부터 얻어진다. 마지막으로, 멀티 비트 샘플의 시퀀스의 데이터부는 워드 동기 신호에 응답하여 그리고 교란 측정 신호에 따라 코드 복조되어, 복조된 데이터 신호를 얻는다.
본 발명의 기본 적용은 와이드 스크린 시그날링 디코더의 새로운 개념에 관련된다. 와이드 스크린 시그날링(WSS)은 텔레비젼 수신기에 대한 신호의 실제 컨텐트와 관련하는 상태 정보를 전송하기 위해 625 라인 텔레비젼 시스템에 사용된다. 이것은 CVBS(composite video baseband signal)의 라인 23의 전반(first half)에 프레임당 한번 전송된다.
WSS 신호는 런인(run-in), 개시 코드 및 바이페이스 코드 변조 데이터(biphase code modulated data)를 포함한다. WSS 신호의 주요 에너지는 신호의 설계가 5MHz 클럭에 기초하더라도, 0-1.7MHz인 하부 비디오 스펙트럼 영역내에 있다.
양호한 실시예에서, 새로운 디코더 개념은 통상의 디코더와는 다른데, 즉, 이는 획득(acquisition) 및 로크(lock)를 얻기 위해 PLL(phaselock loop)용 런인을 사용하지 않으며, 라인 23에서 WSS 신호를 검출하기 위해 개시 코드를 사용하지 않으며, 바이페이스 코드 위반을 체크함으로써 데이터 신뢰도를 측정하지 않는다. 새로운 디코더 개념의 양호한 실시예는 타이밍 추정용 개시 코드 및 런인(run-in)의 테일(tail)을 사용하며, 이는 바이페이스 인코드된 데이터의 바이페이스 코드 복조를 실행하며, 데이터 신뢰도는 임계 레벨을 갖는 데이터 샘플을 비교함으로써 추정된다. 이 임계는 RMS 교란 측정에 의해 결정된다. 데이터 신뢰도의 측정은 라인 23내에 WSS 신호가 있는지 여부를 결정하기 위해 사용된다.
시뮬레이션 및 측정은 WSS 디코더의 이 새로운 개념이 텔레비젼 채널(지상(terrestrial), 케이블 및 인공 위성)에서 발생되는 다중 전송 손상에 대해 매우 강인하다는 것을 보여 주었다. 이 새로운 개념의 WSS 디코더는 VHS 또는 SVHS 소비자형 비디오 레코더(VCR)가 아마도 가장 나쁜 채널을 나타내는, 신호의 기록 및 재생용으로 사용될 때조차도 아주 만족스럽게 실행된다.
본 발명의 이러한 양태 및 다른 양태는 하기에 기술된 실시예를 참조하여 명백해질 것이며 설명될 것이다.
제 1 도는 WSS 상태 비트 전송 구성(scheme)을 도시하는 도면.
제 2 도는 WSS 데이터를 갖는 수신된 CVBS 라인 23을 도시하는 도면.
제 3 도는 WSS 신호 대 주파수의 PSD를 도시하는 도면.
제 4 도는 종래의 WSS 디코더를 도시하는 도면.
제 5 도는 새로운 WSS 디코더 개념의 양호한 실시예를 도시하는 도면.
제 6 도는 크로스 상관기 및 RMS 교란 계기(disturbance meter)를 도시하는 도면.
제 7 도는 데이터 및 데이터 신뢰성 추정을 도시하는 도면.
제 8 도는 FM 클릭 또는 스파이크 노이즈의 체크에 대한 데이터 및 데이터신뢰성 추정을 도시하는 도면.
제 9 도는 입력 CVBS 신호에서 WSS 신호의 FM 클릭을 도시하는 도면.
제 10 도는 바이페이스 코드 복조후의 WSS 신호의 FM 클럭을 도시하는 도면.
제 11 도는 바이페이스 코드 복조 처리 도중에 WSS 신호의 FM 클럭을 도시하는 도면.
제 12 도는 WSS 신호(개략 시간(coarse))의 아이 패턴(eye pattern)을 도시하는 도면.
제 13 도는 WSS 신호 및 교란 추정(개략 시간)의 아이 패턴을 도시하는 도면.
제 14 도는 임계 레벨을 갖는 데이터 및 데이터 신뢰성 추정의 예를 도시하는 도면.
제 15 도는 WSS 디코더(개략 시간)의 성능을 도시하는 도면.
제 16 도는 WSS 디코더(정밀 시간)의 성능을 도시하는 도면.
제 17 도는 안테나 입력 전압 레벨 대 SNR의 예를 도시하는 도면.
1. 도입
와이드 스크린 시그날링(WSS)은 텔레비젼 수신기에 대한 신호의 실제 컨텐트와 관련하는 상태 정보를 전송하기 위해 625 라인 텔레비젼 시스템에 사용된다. PALplus는 WSS를 필요로 하는데, PALplus 텔레비젼 수신기는 PALplus를 수신하는지 여부를 시그날링한다. WSS가 비PALplus 방송에 대해 애드온(add-on) 값을 갖는 것이 명백하다.
WSS 상태 정보는 종횡비(4:3, 16:9, …), 향상된 서비스(카메라/필름 모드, …), 서브타이틀(이들이 위치함) 및 장래에 사용하기 위해 남겨진 몇몇 비트를 포함한다. WSS는 총 13 정보 비트 및 프레임당 한번 하나의 패리티 비트(40 ms)를 전송한다. 이 패리티 비트는 종횡비 정보에만 가외 보호를 제공하도록 가정된다. 패리티 비트는 에러 검출 또는 상관용의 모든 정보 비트에 추가되지 않음에 유념하라. 패리티 비트의 부족으로 인한 원인 중 하나는 정보의 신뢰도가 삭제 검출 기술 종류, 더 상세하게는, 가외 비트(가외 시간)를 요하지 않는 데이터 변조 코드 위반 검출 기술을 사용함으로써 추정될 수 있다.
WSS 신호는 CVBS(composite video baseband signal)의 라인 23의 전반(first half)에 입력되고, 27.4㎲ 의 총 지속 시간을 갖는다. 제 1 도는 WSS 상태 비트 전송 구성을 상세히 도시한다. 정보 비트로 코드화된 바이페이스 변조는 5MHz 클럭에 기초한 6 구성 요소로 구성된다. 각 구성 요소의 지속 시간 T는 200ns이다.
WSS 신호는 런인, 개시 코드 및 바이페이스 인코드된 데이터를 포함한다. 약 94%의 WSS 신호의 주 에너지는 신호의 설계가 5MHz 클럭에 기초하더라도, 0-1.7MHz인 하부 비디오 스펙트럼 영역내에 있다. 이것은 제 2, 3 도에 도시되어 있는데, 각각, 라인 23의 WSS 신호 및 WSS 신호의 파워 스펙트럼 밀도(PSD : power spectral density)를 표시한다. WSS 신호의 PSD는 이것의 DC 컨텐츠가 0(0.25 V 및 적당한 윈도우링을 감산함으로써)인 방식에서 얻어짐에 주의한다.
제 2 도는 시간 ㎲ 에 대한 전압 V인 625 라인의 PAL TV 신호의 라인(23 : L23)을 도시한다. WSS 신호는 제 1 도에 상세히 도시된 바와 같이, 런인 RI, 개시코드 SC, 종횡비 비트 AR, 향상된 서비스 비트 ES, 서브타이틀 비트 ST 및 보류 비트 R을 포함한다.
제 3 도는 MHz 주파수에 대한 WSS 신호의 PSD 를 도시한 것이다.
양호한 실시예에서, 새로운 디코더 개념은 통상의 디코더와 다른데, 이는 획득 및 로크(클럭 복원)를 얻기 위해 PLL(Phaselock loop)용 런인을 사용하지 않으며, 라인 23에서 WSS 신호를 검출하기 위해 개시 코드를 사용하지 않으며, 바이페이스 코드 위반을 체크함으로써 데이터 신뢰도를 측정하지 않는다. 상술된 종래 디코더형은 예를 들어, 비디오 프로그래밍 시스템(VPS : video programming system)에 사용되는 이들의 개념과 크게 관련된다. WSS 신호의 설계가 VPS 신호, 즉, 5MHz 클럭에 기초하여, 0.5V 톱-톱(top-top) 진폭, 바이페이스 코드 변조된 데이터 등과 강한 유사성을 갖기 때문에 이 관계는 존속한다. VPS 시스템은 "VPS--Einneues System zur beitragsgesteuerten Programmaufzeignung", by Arthur Heller, in Rundfunktechnische Mitteilungen, Jahrg. 29, H. 4, 1985, pp. 161-169 및 "A new one-ship dataline processor for the video programming system(VPS)", by G. Schippmann, IEEE Trans. on Consumer Electronics, Vol. CE-33, No. 3, August 1987. pp. 226-229 에 상세히 기술되어 있다.
이제, 새로운 WSS 디코더 개념이란 무엇인가? 라는 질문을 제기한다. 이 질문은 새로운 WSS 디코더 개념의 상세한 아웃라인 및 VCR을 포함하는 몇몇의 전송손상과 관련한 성능을 나타낼, 다음 부분에 제시될 것이다. 그러나, 우선 통상의 디코더 개념에 대해 초점을 맞출 것이다.
2. 종래의 디코더 개념
제 4 도는 여기에 참조용으로 기재된 사전 미공개된 국제 특허 WO-A-94/28678(대리인 등록 번호 PHN 14,478)호에 기재된 것에 따른, 종래의 WSS디코더 개념의 개략 블럭도를 도시한 것이다. 입력 CVBS는 3개의 분기로 보내진다.
하부 분기에서, CVBS는 동기 분리기(1)로 입력된다. 동기 분리기(1)는 라인 23 윈도우 발생기(3)에 입력된 H, V 동기를 출력한다. 이 라인 23 윈도우 발생기(3)는 런인 윈도우 RI-W 및 개시 코드 원도우 SC-W를 갖는다.
중간 분기는 PLL(5)을 포함한다. 이 PLL(5)은 5MHz의 주파수를 갖는 전압제어 클럭(VCC : voltage controlled clock)을 갖는다. 런인 윈도우 RI-W는 런인 중 PLL의 로크 속도를 증가시키기 위해 사용된다. 이것은 공통 실행이다. PLL(5)은 입력 라인 23 WSS CVBS에 로크될 5MHz 샘플 클럭 신호 CK를 출력한다.
상부 분기는 임의의 로우 패스 필터(LPF : 7)를 포함한다. 이 필터(7)는 중요치 않다. 양호한 실행은 1.67MHz 이하의 신호의 스펙트럼 에너지를 보호하는 것이다. 여과된 CVBS는 하드 슬라이서 회로(9)의 입력이다. 하드 슬라이서(9)의 출력은 5MHz PLL 클럭으로 샘플화된다. 샘플러(9)는 5Mbit/s 레이트를 갖는 비트 스트림을 출력한다.
비트 스트림은 2개의 분기로 입력된다. 첫 번째는 개시 코드 검출기(11)를 포함한다. 이것의 기능은 비트의 시퀀스가 소정의 개시 코드 검출 임계 기준에 부합하는지를 결정하기 위한 것으로서, 발견되면, 라인 23-WSS-검출 신호 L23 및 워드 동기 신호 WS를 갖는다.
제 2 분기는 비트 스트림을 데이터 추정기 및 바이페이스 위반 검출기(13)로 보낸다. 이 회로(13)는 개시 코드 검출기(11)의 워드 동기 WS에 의해 트리거된다. 각 수신된 정보 비트는 6 비트(5MHz 클럭)의 워드로 구성된다. 이 워드는 각 3 비트의 2개의 니블(nibble)들로 분할된다. 데이터는 예를 들면, 제 1 니블의 대다수 결정을 적용함으로써 추정된다. 바이페이스 위반 결정은 양쪽의 각 니블의 대다수 결정을 비교함으로써 확립된다. 2개 결정의 결과가 동일한 경우, 바이페이스 코드 위반 플래그가 설정되는 것이 명백해진다.
라인 23 WSS가 검출되는 경우, 14 데이터 비트 및 14 대응 위반 플래그는 버퍼(15)에 기록된다. 인터페이스(17 : 예를 들면, IIC)를 통해, 이 정보는 외부 세계에 이용될 수 있다.
정보는 검출된 라인 23의 WSS인 채널, 바이페이스 위반 플래그 및 종횡비의 패리티의 특징의 고유 측정을 포함한다. 이 정보에 기초하여, 텔레비젼 수신기는 이 정보의 처리를 위한 전략을 결정할 것이다. 이것은 WSS 정보에 의해 표시된 바와 같은, 상태 스위치를 발생시킬 것이고, 물론 스위칭의 속도는 종횡비 스위칭의 경우에, 예를 들면, 고전압 CRT와 관련된 채널 및 물리 법칙의 특징에 의해 결정된다.
3. 새로운 WSS 디코더 개념
새로운 WSS 디코더 개념의 양호한 실시예는 제 5 도에 도시되어 있다. 종래의 디코더와 유사하게, 새로운 WSS 디코더는 라인 23을 선택하고, 소정의 WSS 관련 윈도우를 발생시키는 수단을 갖는다. 또, 이것은 버퍼 및 인터페이스를 갖는다. 그러나, PLL은 고정된 주파수 클럭(5MHz)이 사용되기 때문에 분실된다. 이는 제 4 도의 하드 슬라이서(9) 대신에 소프트 디코딩 가능성을 형성하기 위해 A/D 컨버터(9A)를 포함한다. 소프트 디코딩은 A.M. Michelson 및 A. H. Levesque, "Error-control techniques for digital communications", John Wiley & Sons, 1985, T. R N. Rao 및 E. Fujiwara, "Error-control coding for computer systems", Prentice-Hall, 1989 및 J. G. Proakis, "Digital communications", second edition, McGraw-Hill Book Co., 1989에 공지되어 있다. 또한, 워드 동기와 데이터의 알고리즘 및 데이터 신뢰도 추정은 매우 다르다. 이제, 상세히 이 새로운 개념에 초점을 맞춘다.
노이즈 성능에 대한 최적의 로우 패스 필터(7)는 이 경우 인코더에서 사용된 기본 펄스의 레플리카(replica)내에 있다. 예를 들면, 임펄스 반응은 다음과 같다.
여기에서, T = 200ns이다. 실제로, 이 필터(7)는 약 5MHz의 컷오프 주파수를 갖는 비디오 로우 패스 필터(B, G/PAL)에 의해 진행된다. 라인 23 윈도우 발생기(3A)는 확장 개시 코드 ESC용 윈도우 ESC-W를 생성한다. 소위 확장 개시 코드 ESC는 사전 미공개된 국제 특허 WO-A-94/28678(대리인 등록 번호 PHN 14,478)에 설명된 바와 같이 개시 코드 SC(제 12도 참조)와 결합된 런인 RI의 테일이고, 30샘플로 구성되며, 즉
이진 기호법에서, "+"은 +1을 표시하고, "-"은 -1을 의미한다. 이 확장 개시 코드 ESC는 개시 코드 SC 자체보다 더 나은 상관 특성을 갖는다. 확장 개시 코드 윈도우 ESC-W는 수평 타이밍에 대해 빽빽하게 분포된 채널의 경우(VHS 및 SVHS 레코더의 기록 및 재생)에 Hsync의 소정의 타이밍 허용 오차를 포함하기 위해 넓어질 수 있다. 윈도우 ESC-W가 활성화되자마자, 수신된 신호는 확장 개시 코드 크로스 상관기(11A)에 의해 이 확장 개시 코드의 레플리카와 크로스 상관된다. 이러한 크로스 상관 회로(11A)는 제 6 도의 일부로서 상세히 도시되어 있다. 라인 23에서 WSS의 타이밍 기준, 즉 워드 동기 WS 는 최고 상관 피크(전체 최대값)로 생기는 샘플을 트리거함으로써 추정된다. 이 추정의 정확성은 ±1/(2fs)이며, 여기서 fs는 교란되지 않은 채널의 경우에, 샘플 주파수이다. 예를 들면, 5MHz 클럭의 경우에, 추정에 있어서의 불확실성은 ±100ns일 수 있다. 직선 또는 3차 곡선과 유사한 보간, 또는 고정된 클럭 대신 PLL의 사용은 타이밍 추정의 정확성을 향상시킬 수 있다. 그러나, 디코더 성능의 최소 개선은 입력 신호가 과샘플화되기 때문에 증가된 타이밍 정확성이 기대될 수 있다. 이 스테이지에서, 라인 23의 WSS가 있는지 여부를 결정할 수 없다.
이제, 우리는 타이밍 관계를 갖고, 데이터 비트는 바이페이스 복조기에 의해복조된 바이페이스 코드 및 데이터에 데이터 신뢰도 추정기(13A)를 추가하여 14 비트 및 14 위반 플래그를 생성한다. RMS 교란 측정 회로(19)는 크로스 상관기(11A)로부터 수신된 정보에 기초하여 복조기(13A)에 임계값 Γ을 인가한다. 라인 23 WSS 검출 회로(21)는 검출 신호 L23을 복조기(13A)로부터 수신된 정보에 응하여 인터페이스(17)에 공급한다.
복조기(13A)에 의해 실행된 복조 처리는 제 7 도에 도시되어 있다. 단일 라인이 도시되어 있지만, 멀티 비트 처리는 WSS 신호의 신호 에너지의 최적 사용을 형성함으로써 신뢰성을 증가시키도록 실행된다. 각 바이페이스 코드 데이터 비트는 6 바이트로 구성된다. 6 바이트는 각 3 바이트의 2 니블로 분리된다. 각 니블에서 바이트의 합은 계산된다. 이 때문에, 입력 비트는 1 바이트의 지속 기간 T상에 각각 지연되는 2개의 지연 셀들(71, 73)의 지연 라인에 인가된다. 지연 셀(71)의 입력 및 지연 셀(71, 73)의 출력은 가산기(75)에 인가된다. 본 발명에 따라, 임의의 노이즈는 수신된 데이터의 에너지의 적분으로 생기는 멀티 비트 데이터의 가산의 결과로서 감소되고, 이 정확성은 A/D 변환기(9A)에 의한 각 샘플에 할당된 비트의 수에 따라 변한다. 이전에, 대다수의 결정은 디코딩 처리의 신뢰성에 대한 노이즈 효과를 감소시키는데 덜 효과적인 3개의 연속하는 슬라이스된 비트로 실행된다.
데이터는 제 2 니블을 제 1 니블로 감산함으로써 추정된다. 이 때문에, 가산기(75)의 출력은 지연 회로(77)에 의해 3T 이상 지연되고, 인버터(79)에 의해 반전된다. 지연 회로(77) 및 인버터(79)의 출력은 가산기(81)에 인가된다. 데이터 추정은 이 결과로 생기는 부호이다. 이 추정을 결정하기 위해, 가산기(81)의 출력은 제1 논리 회로(83)에 인가되고, 출력이 0 을 초과하는 경우, 데이터 비트 di가 "1"이고, 다른 경우에 데이터 비트가 "0"이 된다. 제 2 로직 회로(83)는 가산기(81)의 출력에 응답하여 위반 플래그 vi를 결정한다. 출력이 임계값 Γ 이하로 떨어질 때, 위반 플래그 vi는 "1"이고, 다른 경우에는 위반 플래그가 "0"이다. 이제, 프로세스가 임계값 Γ를 얻기 위해, 제 6 도에 도시된 데이터의 신뢰성을 어떻게 추정하는가가 초점이다.
워드 동기 WS을 발견하는 시점으로 되돌아가자. 이 시점에서, 우리는 수신기에서 수신된 확장 개시 코드 τesc와 레플리카 vesc사이에 우수한 조화를 갖는다. 수신된 연장 개시 코드는 다음 식에 의해 모델화될 수 있다.
여기에서, Sesc= A . Vesc+ C, 여기에서 A는 진폭을 나타내고, C는 공통 레벨을 나타내며,
d는 심볼간 간섭(LSI), 잡음, 코채널 간섭(CCI), 단일 캐리어 간섭 등과 같은 아이템을 포함하는 채널의 교란을 나타내고, CCI는 S. Dinsel 및 E. Sipek, "Frequency offset in television-theory and application," "Reprinted from the EBU Review-Technical, No 210, April 1985 에 기재되었다.
어떻게 교란을 추정해 낼 수 있는가?. 이것은 상기 레플리카를 수신된 신호에 감산함으로써 달성될 수 있다. 물론, 진폭 및 공통 레벨은 감산이 정확하게 발생할 수 있기 전에 먼저 추정될 수 있다. 더우기, 우리는 매우 간단한 진폭을 계산하기 위해, 28 샘플로 구성한, 확장 개시 코드의 DC-프리 서브세트를 취하며, 즉 이진 기호법은 다음과 같다.
식 2에서 제공된 확장 개시 코드의 마지막 2개의 "+" 심볼은 (4)식에서 무시된다. 진폭 A는 다음 식에 적용함으로써 추정된다.
공통 레벨 C는 다음을 적용함으로써 추정된다.
감산될 수 있는 상기 레플리카는 수신된 신호의 추정이며, 다음과 같이 제공된다.
교란의 추정은 다음과 같다.
RMS 교란의 양호한 추정은 다음과 같이 유도된다.
RMS 교란의 이런 추정 특성은 교란이 확률적 특성을 가질 경우 확률 밀도 함수(PDF)에 의해 표현될 수 있다. 교란 PDF에 대한 지식은 di가 동일한 PDF를 갖고 상관되지 않는 동안, 중심 제한 이론에 따라 중요하지 않게 된다. σd의 PDF는 평균 σ｜d｜및 분산 σ｜d｜ 2/28 을 갖는 가우스 분포이다. 또, 타이밍 에러에 의해 도입된 ISI는 RMS 교란을 증가시킬 수 있음에 주의한다. 타이밍 에러가 크면 클수록, RMS 교란이 커진다. 이것은 바람직하다.
대부분의 교란이 화이트 가우스 노이즈(AWGN)에 부가될 수 있을 경우를 가정하면, 우리는 이 지식을 식 (9)로 적용할 수 있다. 결과적으로, 이는 다음 식으로 달성한다.
여기에서, 추정 σd,G의 평균 및 분산은 di의 분산에 직접 관련되고, 즉 평균은 σd와 동일하고, 분산은 πσd 2/(2.28)이다.
이 시점에서, RMS 교란을 추정한다. RMS 교란로부터, 임계 레벨 Γ는 다음과 같이 유도된다.
여기에서, σd,G는 식(10)을 사용함으로써 얻어지고, z는 상수이다. z의 양호한 실제값은 2이다. 이 임계 레벨은 제7도에 도시된 바와 같이, 각 데이터 비트의 신뢰성을 추정하는데 사용된다. 데이터 샘플의 절대값이 이 임계 레벨 내에 있는 경우, 대응하는 위반 플래그는 설정되며, 그 밖의 경우에는 리세트된다. 이 상태에서 14 데이터 비트 및 14 대응 위반 비트가 획득된다.
라인 23의 WWS가 있는지 여부에 대한 질문에 답을 할 수 있는 시점으로 가자 다음 전략이 사용된다. 우리는 위반 플래그의 수를 카운트한다. 이 수가 v와 동일하다고 가정하자 v ≤ n인 경우(여기에서 n은 {0, 1, …, 7}의 성분임), WSS는 라인 23에서 검출되며, 그 외에는 검출되지 않는다. n의 실제 값은 3이다. 이 WSS 검출 전략은 종횡비 비트의 패리티의 체크와 결합될 수 있다.
제6도에서, 상기 이론이 다음과 같이 충족되었다. 제5도의 A/D 변환기(9A)의 멀티 비트 출력 신호는 지연 셀 T1, …, T29의 지연 라인을 포함하는 적절한 크로스 상관기(23)에 인가되고, 30탭은 완전히 확장 개시 코드 ESC의 30개의 심볼에 대응한다. 크로스 상관은 확장 개시 코드가 정말 여기에 있을 때 확장 개시 코드에 네가티브 심볼을 공급하기 위해 가정되는 모든 탭을 반전(인버터 I1, I2, I3 에 의해)함으로써 실행된다. 가산기(27)는 DC 프리 확장 개시 코드의 28 심볼에 대응하는 28 탭을 합하고, 가산기(25)는 30 심볼의 완전히 확장 개시 코드의 나머지 2 심볼에 대응하는 2탭을 합한다. 가산기(29)는 가산기(25, 27)의 출력을 합한다. 확장 개시 코드 윈도우 신호 ESC-W에 의해 가능한 글로벌 최대 파인딩 회로(31)는 심볼의 수신된 스트링이 확장 개시 코드의 심볼 스트링에 부합하는 순간에 워드 동기신호 WS를 제공한다.
진폭 A는 분할기(33)에서 값 28로 가산기(27)의 출력을 분할함으로써 식(5)에 따라 얻어진다. 공통 레벨 C는 확장 개시 코드의 네가티브 심볼에 대응하는 탭을 반전하지 않은 지연 라인 T1, …, T27의 탭을 합하는 가산기(35) 및 값 28로 가산기(35)의 출력을 분할하는 분할기(37)에 의해 식(6)에 따라 얻어진다.
진폭 A 및 공통 레벨 C의 합(식 7 참조)은 감산기 S1, … S28에 의한 지연 라인 T1, … T27(식 8 참조)의 28 탭을 감산하고, 출력은 각 절대값 검출 회로 AV1, … AV28에 인가되어 식 9에서 ｜di｜값을 얻는다. 이들 ｜di｜값은 가산기(39)에 의해 합해지고, 출력은 산술 회로(41)에 인가되어 식 10에 따라 σd,G를 얻는다. 산술 회로(41)의 출력은 워드 동기 신호 WS에 의해 동기화된 버퍼(43)에 인가된다.
이 부분에서, 새로운 개념 WSS 디코더의 양호한 실시예가 상세히 도시되고 설명된다. 높은 정확성 및 노이즈의 감소는 간단한 슬라이스 신호를 사용하는 대신에 멀티 비트 신호의 에너지의 도시된 적분을 통해 얻어진다. 제 6 도에 도시된 바와 같은 교란의 결정은 각 데이터 비트 di에 관해 수신된 데이터의 신뢰성의 매우 유용한 표시를 생기게 하고, 위반 플래그 vi는 결정된 교란에 종속하여 결정된다.
4. 새로운 WSS 디코더의 연장 : FM 클릭 또는 스파이크 노이즈에 대한 보호 회로
FM 클릭(또는 스파이크 노이즈)이 얼마나 WSS 신호를 교란할 수 있는지를 설명하기로 한다. 제9도에서 예가 제공된다. WSS 신호(직선 곡선)의 비트 넘버 9에 영향을 미치는 FM-클릭 FMC를 도시한다. 비트 넘버 10에 의해 전송되도록 가정된 정보는 1(점선 곡선)이다. 로우 패스 필터를 인가하고, 바이페이스 코드 복조에 처리된 경우는, 제 10도에 도시되어 있는, 0(직선 곡선)은 전송된 1(점선 곡선) 대신에 수신기에서 추정된다. 수신된 신호가 다른 종류의 손상에 의해 교란되지 않거나 최소로 교란될 경우, 교란 임계 레벨은 매우 작다. 그래서, 이 에러는 위반 플래그로 표시하지 않으므로, TV 수신기에서 개인 스위치의 원인이 될 수 있다. 우리는 이 개인 스위치를 야기할 수 있다.
FM 클릭의 발생을 검출하거나 양호하게 표시할 수 있는 실행 블럭 개략도는 제 8 도에 도시되어 있다. 이것의 동작은 제 9 도, 제 10 도 및 제 11 도의 예의 도움으로 설명될 수 있다. 먼저, 이 예에서 데이터 비트 넘버 9인 데이터 비트는 제 7 도의 실시예와 유사하게 추정된다(제 10도 참조). 이 데이터 추정 결과 di는 FM클릭 검출기(87)의 입력(I1)에 공급된다. 바이페이스 복조기로부터, 2개의 중간결과(각각 지연 회로(77)의 출력 및 입력)는 각각 FM 클릭 검출기(87)의 상부 및 하부 박스(89, 91)의 입력(I2)에 공급된다. 이들 2개의 중간 결과는 바이페이스 코드를 형성하는 2½를 심볼의 진폭 합(에너지 적분)의 대응 결과로서 간주될 수 있다. 이 실시예에서, 데이터 비트 넘버 9는 I1 = 0과 같이 0으로 추정된다. 그러므로, FM 클릭 검출기(87)는 다음 테스트(즉, 박스(89, 91)에서 논리형의 그 외 부분)로 진행될 수 있다:
- 제 1 중간 결과 I2(출력(77))가 HL(하이 레벨)보다 더 클 경우, 상부 박스(89)는 1, 그 외는 0을 출력한다. 이 예의 결과 : 1
- 제 2 중간 결과 I2(입력(77))가 LL(로우 레벨)보다 작을 경우, 하부 박스(91)는 1, 그 외는 0을 출력한다. 이 예의 결과 : 0
이 예에서, FM 클릭 검출기의 2개의 박스 중 한 박스는 1을 출력한다. 이것은 클릭 검출기(87)의 상부 및 하부 박스(89, 91)의 출력 및 논리 회로(85)의 출력을 수신하는 OR 회로(93)는 적어도 "1" 입력을 가지므로, 위반 플래그 넘버 9가 비트 넘버 9를 표시하도록 설정될 수 있음을 의미한다.
실행에서, HL 및 LL은 각각 3(C + A/2) 및 3(C-A/2)과 동일하게 선택된다. 이것은 엄격하게 요구되지 않지만 제기된다.
다음 부분에서, 우리는 새로운 개념 WSS 디코더의 성능에 의한 시뮬레이션 및 측정을 속행한다.
5. 디코더의 시뮬레이트된 성능
제 5 도, 제 6 도 및 제 7 도의 블럭 개략도는 시뮬레이션 모델로 실행되었다. 이 모델로부터의 소정의 그래픽 결과는 각각 WSS 신호의 아이 패턴, 교란 추정 및 데이터를 나타내는 제 12 도, 제 13 도 및 제 14 도에 나타나며, 데이터 신뢰성 추정은 임계 레벨의 사용으로 속행된다. 제 13 도로부터, 교란 추정(ED로 표시함)은 타이밍 지터 또는 LSI를 야기하는 타이밍 허용 오차에 민감하다. 화살표 P는 타이밍 지터(또는 오차)로 인한 피크를 표시한다.
새로운 개념 WSS 디코더의 성능은 AWGN 채널용으로만 시뮬레이트된다. 이 성능은 2개의 확률에 의해 표현된다:
1. 라인 23 WSS가 거절될 수 있는 확률 : P[거절]
2. 하나의 특정 WSS 비트에서의 비트 에러 확률 : P[비트 에러]
두 확률은 신호대잡음 비(SNR)와 대비하여 나타날 수 있다. SNR은 별첨 A에 정의된다. 제 15 도는 성능 대 SNR(코스 타이밍 추정)을 도시한다. 수직축은 확률 P를 제공하고, 수평축은 dB에서 픽처 신호대잡음 비 SNR을 제공한다. 도면에서, P[r]은 P[거절]을 표시하고, P[be]는 P[비트 에러]를 표시한다. 제 15도에서, 시뮬레이션의 결과는 "x" 심볼로 도시된다. 계산 결과의 양으로 인해, P[거절]은 단지 시뮬레이션으로부터 유도된다. P[거절] = 1/2의 확률은 약 8 dB SNR에 대항된다. 도면은 디코드가 아직 정보를 아주 빠르게 디코드하는 SNR의 하부 제한의 실제 측정이다. 이 도면 아래에, WSS 디코더의 성능(및 속도)은 매우 빠르게 감소될 수 있다.
제 15도의 직선, 밑줄 점선, 점선 및 밑줄 라인은 각각 P[거절], 1-P[거절], P[비트 에러] 및 P[비트 에러]/(1-P[거절])의 계산 값을 제공하고, 이 설명에서 강조되지 않는 수학 모델로부터 유도된다.
"0" 및 ⓧ 심블은 각각 P[거절] 및 P[비트 에러](및 P[비트 에러]/(1-P[거절])의 새로운 개념 WSS 디코더의 측정 성능을 제공한다. 시뮬레이션 결과와 시물레이션 결과를 지지하는 측정된 결과 사이의 약 3dB의 차이는 부분(3)에서 의도한 바와 같이 이상적 필터 대신에 0.1 MHz의 컷오프 주파수를 갖는 로우 패스 필터의 사용때문이다. 그러나, 곡선은 필터의 조정이 차이를 해결할 수 있도록 가정하여 3dB대 SNR의 일정한 차를 갖는다. 이것은 최근에 변형된다.
제 16도에서, 타이밍 추정(부분 타이밍 추정)을 향상시키기 위해 3차식 보간을 사용하는 새로운 개념 WSS 디코더의 성능은 SNR에 대항하여 도시되어 있다. "x" 심볼은 P[거절]의 시뮬레이션 결과를 표시한다. 다른 성능 곡선은 수학 모델로부터 유도된다. 정밀한 타이밍(보간) 대 개략적인 타이밍의 성능을 비교할 경우, P[거절] = 1/2에서 정밀 타이밍에 지지하여 약 0.5 dB 다르다. 우리는 다음 질문을 스스로 할 수 있다 : 가외 하드웨어의 비용에 대한 충분한 베이시스의 성능에서 0.5 dB 향상되었는가?
6. 디코더의 측정된 성능
이전 부분에서, 새로운 WSS 디코더의 측정된 성능은 노이즈에 관련하여 이미 설명되어 있다(제 15도 참조). 이 부분에서, 우리는 노이즈보다 다른 종류의 교란에 대한 성능 결과에 초점을 맞춘다. 이후, 측정 결과의 합은 교란의 다른 종류용으로 제공된다.
- 에코
최대 허용 레벨은 약 -4 dB 내지 -9 dB로, 에코의 지연 및 동기 분리기의 성능에 크게 의존한다.
- 코채널 간섭(CCI)
CCI 의 최대 허용 레벨은 단지 동기 분리기의 성능에 의해 결정된다.
- 단일 캐리어 간섭
시각(vision) 캐리어에 관한 867kHz 의 주파수 오프셋을 갖는 단일 캐리어간섭은 채널에 부가된다. 867kHz 의 상기 주파수를 갖는 간섭은 가장 나쁜 경우의 선택(제3도에서 WSS 신호의 PSD 참조)이다. 라인 23에서의 WSS 신호가 없는 경우에, 우리는 시각 캐리어에 관해 +10 dB의 간섭 레벨에서도 WSS 디코더를 스위치 온할 수 없다. 라인 23에서의 WSS 신호만을 갖는 상기와 같이 동일 주파수 오프셋을 갖는 단일 캐리어 간섭은 경우에, 디코더는 먼저 시각 캐리어에 관해 -2 dB의 레벨에서 고장난다.
- VHS 및 SVHS 비디오 디코더(VCR)
WSS 디코더는 전송 채널을 포함하는, VHS 및 SVHS 기록의 몇가지 재생으로 테스트되었으며, 또 이들 기록의 레플리카의 재생으로 테스트된다. 복수의 파라미터는 재생 동안 조정되고, 대부분 중요한 것은 선명성 제어 및 트래킹 조정이다. 디코더는 라인 23이 다른 라인에 시프트되는 것을 감지하는 비회복 실패를 갖는 것을 제외한 모든 재생의 높은 성능에 대한 평균을 디코드할 수 있다.
이 분야의 상기 결과 및 실험으로부터, 우리는 라인 기울기(tilt), 인공 위성 분산(25Hz), 저주파수 간섭 등과 같은 로우(및 하이) 주파수 왜곡용에 덜 민감하다. 이 이유는 바이페이스 코드 복조가 디코더에 인가되기 때문에, 정확한 데이터 샘플이 저주파수 성분이 아니다. 바이페이스 코드 복조기는 슬라이서 회로가 포함되지 않음을 의미한다. 이 슬라이서는 잘 실행하기 위해 데이터 톱-톱 진폭의 1/2의 전압 레벨을 찾기 위한 수단은 갖는다. 이러한 슬라이서는 저주파수 왜곡에 매우 민감하다.
7. 결론
우리는 와이드 스크린 시그날링 디코더의 새로운 개념을 도시했다. 이 접근법은 종래 디코더와 아주 다르게 사용되는 것이다. 새로운 개념 WSS 디코더의 요점은 워드 동기, 바이페이스 코드 복조 및 데이터에 대한 크로스 상관 기술, 및 RMS 교란 임계에 이용하는 데이터 신뢰성 추정 기술이 있다. 새로운 개념 WSS 디코더에서 3개 기술의 결합은 VHS 및 SVHS 비디오 레코더의 기록의 재생을 포함하는, 텔레비젼 채널에서 발생되는 모든 종류의 교란에 대해 매우 로버스트(robust)하게 된다.
별첨 A : 신호대잡음 비의 정의
CVBS와 관련하여, 픽처 신호대잡음 비(SNR)의 몇 가지 정의가 있다. 이 설명의 내용에서, 우리는 5 MHz의 시각 밴드폭(B, G/PAL)상의 가중되지 않은 픽처 신호대잡음 비로서 픽처 신호대잡음 비를 정의한다. 예를 들면,
여기에서, 0.7 V는 CVBS에서 피크 화이트 및 블랙 레벨의 진폭 차이다.
N(f)는 CVBS에서 노이즈의 한측의 파워 스펙트럼 밀도이다.
SNR과 시각 캐리어대잡음 비(CNR) 사이의 관계는 A.P. Robinson, "The relationship between vision carrier-to-noise ratio and picture signal-to-noise ratio in a system I television receiver", Technical Report 1987/23, BBC Rescarch Departtunent, UK, 1987, for system I/PAL television receivers에서 널리 토론되고 있다. 시스템 B, G/PAL 텔레비젼 수신기용으로, 이 관계는 어느 정도 다르고, 다음과 같이 공급된다.
여기에서, 노이즈 파워 스펙트럼 밀도는 관련 주파수 밴드에서 평평하게 가정된다. SNR과 안테나 입력 전압 사이의 관계는 사용된 튜너의 형태(잡음 형상)에 의존한다. dB의 픽처 SNR 대 dBμV의 안테나 입력 전압 레벨의 예는 제 17도에 도시되어 있다.
상술한 실시예는 발명의 상세한 설명의 항에서 없는 구체적인 실시 상태 또는 실시예는 어디까지나 본 발명의 기술 내용을 명백하게 하는 것으로, 그와 같은 구체 예에서만 한정하여 협의로 해석되어야 하는 것은 아니고, 본 발명의 정신과 다음에 기재하는 특허 청구 사항의 범위 내에서 여러 가지로 변경하여 실시할 수 있는 것이다. 예를 들면, PALplus 텔레비젼 신호의 WSS 신호를 디코딩하는 상술한 방법은 또 VPS 신호를 더욱 신뢰하도록 디코드하는데 사용될 수 있다. 설명한 방법은 적어도 개시 코드 또는 동기 워드부 및 데이터부를 갖는 다른 데이터 신호를 디코딩하는데 사용될 수 있다. 특히, NRZ-코드 텔레텍스트 신호(TXT)는 청구항 제 11 항에 따라 유익하게 디코드될 수 있다. 이 청구항에서, 괄호 사이에 위치한 임의의 참조 부호는 청구항을 제한하도록 구성된 것은 아니다. 본 발명은 몇 개의 명백한 소자를 포함하는 하드웨어에 의해, 및 적합하게 프로그램된 컴퓨터에 의해 실행될 수 있다. 본 발명은 데이터 신호부를 포함하는 비디오 신호를 처리하는 비디오 신호 수신 장치(예를 들면, 텔레비젼 세트 또는 비디오 레코더)에 유익하게 적용되고, 이 장치는 A/D 변환기(9A), 크로스 상관 회로(11A), RMS 교란 측정 회로(19) 및 코드 복조기(13A)를 포함하고, 처리된 비디오 신호를 획득하기 위해 복조된 데이터 신호에 따라 비디오 신호를 처리하는 비디오 신호 처리 회로는 디스플레이 장치(예를 들어, CRT)상에 디스플레이되거나 비디오 테이프 레코더내의 레코딩 메커니즘에 의해 기록될 수 있다. 예를 들어, 비디오 신호 처리 회로는 현재의 16 : 9 종횡비 수신기에서 이용 가능한 바와 같이, 임의의 해당 조정을 통해, 16 : 9 신호의 비디오 신호 처리와 4 : 3 신호의 비디오 신호 처리 사이에서 스위칭되는 종횡비 비트 3210 에 따라 동작할 수도 있다.

Claims (10)

  1. 적어도 개시 코드 또는 동기 워드부(SC) 및 데이터부(AR..R)를 갖는 이진 데이터 신호를 디코딩하는 방법에 있어서, 상기 방법은,
    상기 이진 데이터 신호를, 적어도 개시 코드 또는 동기 워드부(SC) 및 데이터부(AR..R)를 갖는 멀티 비트 샘플들의 시퀀스로 변환하는 단계(ADC)와,
    동기화 정보를 나타내는 워드 동기 신호(WS)를 얻기 위해 상기 멀티 비트 샘플들의 시퀀스를 프로세싱하는 단계(11A)와,
    상기 멀티 비트 샘플들의 시퀀스의 적어도 상기 개시 코드 또는 동기 워드부(SC)로부터 교란 측정 의존 임계 신호(Γ)를 얻는 단계(19)와,
    복조된 데이터 신호(di)를 얻기 위해 상기 워드 동기 신호(WS)에 응답하여 상기 멀티 비트 샘플들의 시퀀스의 상기 데이터부(AR..R)를 코드 복조하는 단계(13A)를 포함하며,
    상기 교란 측정 의존 임계 신호(Γ)는 상기 복조된 데이터 신호(di)에 관한 신뢰도 표시(Vi)를 얻는데 사용되는, 이진 데이터 신호 디코딩 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 코드 복조 단계(13A, 21)는 상기 멀티 비트 샘플들의 시퀀스로부터 시그날링 정보 존재 신호(L23)를 얻는 단계(21)를 더 포함하고, 상기 시그날링 정보 존재 신호(L23)는 이진 데이터 신호가 존재하는지 여부를 나타내는, 이진 데이터신호 디코딩 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 프로세싱 단계(11A, 19)는 상기 워드 동기 신호를 얻기 위해 상기 멀티 비트 샘플들의 시퀀스의 멀티 비트 크로스 상관(23, 31)을 포함하는, 이진 데이터 신호 디코딩 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 코드 복조 단계(13A, 21)는,
    상기 복조된 데이터 신호로부터 시그날링 정보 데이터(di)를 추정하는 단계(83), 및
    상기 교란 측정 의존 임계 신호(Γ)에 따라 상기 복조된 데이터 신호로부터 시그날링 정보 신뢰도(Vi)를 추정하는 단계(85)를 더 포함하는, 이진 데이터 신호 디코딩 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 코드 복조 단계(13A, 21)는 검출 신호들을 얻기 위해 상기 멀티 비트 샘플들의 시퀀스에서의 스파이크 잡음 또는 FM 클릭들의 발생을 검출하는 단계(89, 91)를 더 포함하며, 상기 시그날링 정보 신뢰도(vi)는 상기 검출 신호들에 따라 얻어지는(93), 이진 데이터 신호 디코딩 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 교란 측정 의존 임계 신호(Γ)는,
    상기 이진 데이터 신호의 수신된 확장 개시 코드 부분의 진폭(A) 및 공통 레벨(C)을 결정하는 단계와,
    상기 진폭(A) 및 공통 레벨(C)에 따라 상기 시그날링 정보의 상기 확장 개시 코드 부분의 레플리카(replica)를 결정하는 단계와,
    교란 추정을 얻기 위해 상기 시그날링 정보의 상기 수신된 확장 개시 코드부분에서 상기 레플리카를 감산하는 단계와,
    상기 교란 측정 의존 임계 신호(Γ)를 얻기 위해 상기 교란 추정을 프로세싱하는 단계에 의해 얻어지는(33-37, Si, AVi, 39-43), 이진 데이터 신호 디코딩 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 확장 개시 코드 부분의 DC 프리 부분만이 상기 교란 측정 의존 임계 신호(Γ)를 얻는데 사용되는, 이진 데이터 신호 디코딩 방법.
  8. 디코딩 동작들을 제어하도록 이진 시그날링 정보를 갖는 아날로그 텔레비젼 신호를 디코딩하는 장치에 있어서, 상기 장치는,
    상기 아날로그 텔레비전 신호를, 상기 아날로그 텔레비젼 신호의 시그날링 정보 부분에 대응하는 멀티 비트 시그날링 정보 샘플들을 포함하는 멀티 비트 샘플들의 시퀀스로 변환하는 수단(ADC)과,
    시그날링 동기화 정보를 나타내는 워드 동기 신호(WS)를 상기 멀티 비트 시그날링 정보 샘플들로부터 얻기 위해 상기 멀티 비트 샘플들의 시퀀스를 프로세싱하는 수단(11A)과,
    상기 멀티 비트 샘플들의 시퀀스로부터 교란 측정 의존 임계 신호(Γ)를 얻는 수단(19)과,
    복조된 시그날링 데이터(di)를 얻기 위해서 상기 워드 동기 신호(WS)에 응답하여 상기 멀티 비트 시그날링 정보 샘플들의 시퀀스를 코드 복조하는 수단(13A)을 포함하고,
    상기 교란 측정 의존 임계 신호(Γ)는 상기 복조된 시그날링 데이터(di)에 관한 신뢰도 표시(Vi)를 얻는데 사용되는, 아날로그 텔레비젼 신호 디코딩 장치.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 이진 데이터 신호는 아날로그 텔레비전 신호에 대한 디코딩, 기록 또는 다른 프로세싱 동작들을 제어하도록 상기 아날로그 델레비전 신호에 포함되는, 이진 데이터 신호 디코딩 방법.
  10. 적어도 개시 코드 또는 동기 워드부(SC) 및 데이터부(AR..R)를 갖는 이진 데이터 신호 부분(WSS)을 포함하는 아날로그 비디오 신호를 프로세싱하는 비디오 신호 수신 장치에 있어서,
    상기 이진 데이터 신호를, 적어도 개시 코드 또는 동기 워드부(SC) 및 데이터부(AR..R)를 갖는 멀티 비트 샘플들의 시퀀스로 변환하는 수단(ADC)과,
    동기화 정보를 나타내는 워드 동기 신호(WS)를 얻기 위해 상기 멀티 비트 샘플들의 시퀀스를 프로세싱하는 수단(11A)과,
    상기 멀티 비트 샘플들의 시퀀스의 적어도 상기 개시 코드 또는 동기 워드부(SC)로부터 교란 측정 의존 임계 신호(Γ)를 얻는 수단(19)과,
    복조된 데이터 신호(di)를 얻기 위해 상기 워드 동기 신호(WS)에 응답하여 상기 멀티 비트 샘플들의 시퀀스의 상기 데이터부(AR..R)를 코드 복조하는 수단(13A)으로서, 상기 교란 측정 의존 임계 신호(Γ)는 상기 복조된 데이터 신호(di)에 관한 신뢰도 표시(Vi)를 얻는데 사용되는, 상기 코드 복조하는 수단(13A)과,
    프로세스된 비디오 신호를 얻기 위해 상기 복조된 데이터 신호(di)에 따라 상기 아날로그 비디오 신호를 프로세싱하는 수단과,
    상기 프로세스된 비디오 신호를 디스플레이 또는 기록하는 수단을 포함하는, 비디오 신호 수신 장치.
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