JPH09507637A

JPH09507637A - テレビジョンシステムで伝送されるデータ信号の復号化

Info

Publication number: JPH09507637A
Application number: JP8514420A
Authority: JP
Inventors: ヨハネスイゼブラントティシェラール
Original assignee: フィリップスエレクトロニクスネムローゼフェンノートシャップ
Priority date: 1994-10-28
Filing date: 1995-10-16
Publication date: 1997-07-29
Also published as: EP0737402A1; ATE194741T1; US5854660A; KR100379347B1; DE69517952D1; BR9506438A; DE69517952T2; CA2180023A1; AU698995B2; CN1141109A; FI962666A0; EP0737402B1; WO1996013936A1; AU3575995A; CN1056258C; FI962666A

Abstract

(57)【要約】少なくとも開始コード又は同期ワード区分(SC)及びデ一夕区分(AR,R)を有するデータ信号(WSS)を復号化するに当たり、データ信号を、少なくとも開始コード又は同期ワード区分(SC)及びデータ区分(AR,R)を有する多ビットサンプルのシーケンスに変換する(ADC)。多ビットサンプルのシーケンスを処理して（１１Ａ）、同期情報を表すワード同期信号(WS)を獲得する。妨害測定信号(T)を、多ビットサンプルのシーケンスの少なくとも開始コード又は同期ワード区分(SC)から獲得する（１９）。最後に、多ビットサンプルのシーケンスのデータ区分(AR,R)を、妨害測定信号(T)に依存するワード同期信号(WS)に応答して変調した（１３Ａ）コードとして、変調したデータ信号を獲得する。

Description

【発明の詳細な説明】テレビジョンシステムで伝送されるデータ信号の復号化本発明は、少なくとも開始コード又は同期ワード区分及びデータ区分を有するデータ信号を復号化する方法及びそれぞれに関するものであり、これら方法及び装置を、記録又は他の処理動作を制御するテレビジョン信号に含まれる信号送信情報を復号化するのに使用することができ、より詳細には、例えばアスペクト比及びテレビジョン信号の起点（例えば、カメラ又は映画フィルム）を表すワイドスクリーン信号送信信号を復号化するのに使用することができる。 1993年6月10〜15日にMonteux(CH)で行われた18th International Television Symposium and technical Exhibition のシンポジウム記録の748〜754頁のD.We sterkampによる論文“Wide-Screen Signalling forEDTV”は、高精細度テレビジョン(EDTV)を伝送しうるワイドスクリーン信号送信信号を開示している。この論文は、ワイドスクリーン信号送信信号に対するような任意のデコーダのハードウェアを開示していない。未公開の国際特許出願公開明細書WO-A-94/28678（代理人管理番号PHN14,478）にも、ワイドスクリーン信号送信信号及びこのような信号用のデコーダが記載されている。信号送信ビットは、開始コード及びデータビットを具える。スペクトルエネルギーの開始コードの主ローブは、ベースバンドテレビジョン信号の下側スペクトル領域に存在し、この下側スペクトル領域は、2MHz（好適には1.7MHz）より下の最大周波数を有する。開始コードは直流で局所スペクトル最大を有する。開始コードは、良好な周期相関特性と、開始コードに続くデータビットに向かって又はこれを越えてシフトされた際のデータビットに対する予め決定した最小ビットのハミング距離を有する。信号送信ビットデコーダは、下側スペクトル領域の最大周波数で遮断周波数を有するローパスフィルタに後続する。信号送信ビットデコーダは、第１の多ビットが正確に受信されたか否か及びそのうちの第２の多ビット、少なくとも予め設定された数にエラーが存在しないか否かを決定する回路を有する開始コードデコーダを具える。本発明の目的は、特に、データ信号を復号化する実際的な方法及び装置を提供することである。このために、本発明の第１の態様は、請求の範囲１に規定したような復号化方法を提供する。本発明の第２の態様は、請求の範囲９に規定したような復号化装置を提供する。本発明の第３の態様は、請求の範囲１０に規定したような記録又は他の処理動作を制御するテレビジョン信号に含まれる信号送信情報を復号する方法を提供する。本発明の第４の態様は、請求の範囲１１に規定したような少なくとも開始コード又は同期ワード区分及びデータ区分を有するデータ信号を復号化する方法を提供する。本発明の第４の特徴は、請求の範囲１２に規定したようなビデオ信号受信装置を提供する。好適な形態を従属する請求の範囲に規定する。ある態様によれば、本発明は、少なくとも開始コード又は同期ワード区分及びデータ区分を有するデータ信号を復号する方法を提供し、この場合、データ信号は、少なくとも開始コード又は同期ワード区分及びデータ区分を有する多ビットサンプルのシーケンスに変換される。多ビットサンプルのシーケンスを処理して、同期情報を表すワード同期信号を獲得する。好適には、妨害測定信号を、多ビットサンプルのシーケンスの少なくとも開始コード又は同期ワード区分から獲得する。最後に、マルチビットサンプルのシーケンスのデータ区分を、好適には妨害測定信号に依存するワード同期信号に応答して変調したコードとして、変調されたデータ信号を獲得する。本発明の主要用途は、ワイドスクリーン信号送信デコーダの新概念に関連する。ワイドスクリーン信号送信(WSS)を、信号の実成分に関連するステータス情報をテレビジョン受像機に転送する625ラインテレビジョンシステムに使用する。それは、合成ビデオベースバンド信号(CVBS)のライン23の最初半分でフレームごとに一度伝送される。 WSS 信号は、ランイン、開始コード及びバイフェーズコード変調れさたデータを含む。WSS 信号の主エネルギーは下側ビデオスペクトル領域に存在し、信号の設計が5MHzクロックに基づくものである場合でも、この領域は0〜1.7MHzである。好適な形態では、新デコーダ概念は、次の点において従来のものと異なる。新デコーダ概念は、ゲイン取得及びロックを行う位相同期ループ(PLL)に対してランインを使用せず、ライン23のWSS 信号を検出するのに開始コードを使用せず、かつ、バイフェーズコード違反を検査することによるデータの信頼性の目安を確立しない。新デコーダ概念の好適な形態は、タイミング評価にランイン及び開始コードの末尾を使用せず、バイフェーズ符号化データのバイフェーズコード復調を行わず、かつ、データ信頼性が、データサンプリングをしきい値と比較することにより評価される。このしきい値は、RMS 妨害の目安によって決定される。データ信頼性の目安を、WSS 信号がライン23に存在するか否かを決定するのに使用する。シミュレーション及び測定により、WSS のこの新概念がテレビジョンチャネル（陸上、ケーブル、衛星）で出会う多重伝送の悪影響に対して非常に強固であることを示す。この新概念WSS デコーダは、VHS 又はSVHS消費者タイプビデオデコーダ(VCR)を信号の記録及び再生に使用する場合でも良好に動作する。信号の記録及び再生の確率は、最悪チャネルに対して表される。本発明のこれら及び他の態様を、後に説明する実施の形態を参照して明らかにする。図面中において、図１は、WSS ステータスビット伝送形態を示す。図２は、WSS データを受信したCVBSデータを示す。図３は、周波数に対するWSS 信号のPSD を示す。図４は、従来のWSS デコーダを示す。図５は、新WSS デコーダ概念の好適な実施の形態を示す。図６は、相互相関器及びRMS 妨害メータを示す。図７は、データ及びデータ信頼評価を示す。図８は、FMクリックすなわちスパイク雑音の検査を行うデータ及びデータ信頼評価を示す。図９は、入力CVBS信号中のWSS 信号のFMクリックを示す。図１０は、バイフェーズコード変調後のWSS 信号中のFMクリックを示す。図１１は、バイフェーズコード変調プロセスの途中のWSS 信号のFMクリックを示す。図１２は、WSS 信号のアイパターン（粗タイミング）を示す。図１３は、WSS 信号のアイパターン及び妨害評価（粗タイミング）を示す。図１４は、しきい値レベルを有するデータ及びデータ信頼評価の一例を示す。図１５は、WSS デコーダのパフォーマンス（粗タイミング）を示す。図１６は、WSS デコーダのパフォーマンス（密タイミング）を示す。図１７は、アンテナ入力電圧レベルに対するSNR の一例を示す。１．序文ワイドスクリーン信号送信（Wide screen signalling：WSS）は、６２５ラインテレビジョンシステムにおいて使用され、前記信号の実際の内容に関係するステータス情報をテレビジョン受像機に伝送する。PALplus テレビジョン受像機は、PALplus を受信したか否かを信号送信される必要があるため、WSS を必要とする。WSS は、非PALplus 放送に対する追加の値も有することは、明らかである。 WSS ステータス情報は、アスペクト比（4:3，16:9，...）と、拡張サービス（カメラ／フィルムモード，...）と、サブタイトル（これらが位置する場所）と、将来の使用のために確保される幾つかのビットとを含む。WSS は、合計１３の情報ビットと、１つのパリティビットとを、１フレーム（４０ms）ごとに１回伝送する。このパリティビットは、アスペクト比情報に対する追加の保護を与えることになっている。エラー検出または補正のためのすべての情報ビットに、パリティビットを追加しないことに注意されたい。パリティビットが無い理由の１つは、情報の信頼性を、一種の消去検出技術、すなわち、より詳細には追加のビット（追加の時間）を必要としないデータ変調符号違反検出技術の使用によって評価できることである。 WSS 信号は、合成ベースバンドビデオ信号（CVBS）のライン２３の前半に置かれ、合計２７．４μｓの持続時間を有する。図１は、WSS ステータスビット伝送方法を詳細に示す。バイフェーズ変調符号化情報ビットは、５MHz を基礎とする６つの要素から成る。各々の要素の持続時間は、２００nsである。 WSS 信号は、ランインと、開始コードと、バイフェーズ符号化データとを含む。この信号の設計は５MHz クロックを基礎とするが、WSS 信号の主なエネルギ、９４％程度は、０から１．７MHzの下側ビデオスペクトル領域にある。このことを、ライン２３におけるWSS 信号と、WSS 信号のパワースペクトル密度（PSD）とを各々示す図２および３に示す。WSS 信号のPSD を、直流成分がゼロになるようにして（０．２５Ｖ減算するとともに適切なウィンドウ処理をすることによって）獲得したことに注意されたい。図２は、６２５ラインPAL TV信号のライン２３（L ２３）を、時間μｓに対する電圧Ｖで示す。WSS 信号は、図１においてより詳細に説明するように、ランインRIと、開始コードSCと、アスペクト比ビットARと、拡張サービスビットESと、サブタイトルビットSTと、予約ビットR とを含む。図３は、周波数MHz に対するWSS 信号のPSD を示す。好適実施例において、新たなデコーダの概念は、ゲイン取得および同期（クロック回復）のための位相同期ループ（PLL）用ランインを使用しない従来のものとは異なり、この概念は、ライン２３のWSS 信号を検出するのに開始コードを使用せず、かつ、データ信頼性の測定を、バイフェーズ符号変調エラーまたは違反における検査によって確定しない。上述した従来のデコーダタイプは、例えば、ビデオプログラミングシステム（VPS）に使用されるこれらの概念に強く関係する。この関係が存在する理由は、WSS 信号の設計が、すなわち５MHz クロック、０．５Ｖの頂点間振幅、バイフェーズコード変調データ等を基礎とするVPS 信号と非常に類似するからである。VPS システムは、Arthur Heller による論文「VP S--Ein neues System zur beitragsgesteuerten Programmaufzeignung」in Rund funktechnische Mitteilungen，Jahrg．29，H.4，1985，pp.161-169と、G．Schi ppmannによる「A new one-chip dataline processor for the video programmin g system(VPS)」，IEEE Trans．on Consumer Electronics，Vol．CE-33，No．3 ，August 1987，pp．226-229において詳細に記述されている。ここで、新たなWSS デコーダの概念とは何かという疑問が生じる。この疑問は、新たなWSS デコーダの概念及びVCRを含む複数の伝送減損に関するパフォーマンスの詳細な概要を与える次の節の主題である。しかし最初に、従来のデコーダの概念に焦点を合わせる。２．従来のデコーダの概念図４は、従来のデコーダの概念の線形的なブロック図を示し、参考文献としてここに含まれる未公開の国際特許出願WO-A-94/28678（代理人管理番号PHN 14,17 8）において記述されているものに対応する。入力CVBSを、３つの枝路に導く。下側の枝路において、CVBSを同期分離器１に入力する。同期分離器１は、ライン２３ウィンドウ発生器３に入力されるH,V 同期を出力する。このライン２３ウィンドウ発生器３は、２つの出力、ランインウィンドウRI-Wおよび開始コードウィンドウSC-Wを有する。中央の枝路はPLL ５を含む。このPLL ５は、５MHz の周波数を有する電圧制御されたクロック（VCC）を有する。ランインウィンドウRI-Wを使用して、ランイン間のPLL の同期速度を上昇させる。これは、一般的な方法である。PLL ５は、入力ライン２３ WSS CVBSに同期する５MHz サンプルクロック信号CKを出力する。上側の枝路は、任意のローパスフィルタ（LPF）７を含む。このフィルタ７は重要ではない。好適な実現化は、１．６７MHz より下の信号のスペクトルエネルギを保存するものである。フィルタ処理されたCVBSを、ハードスライス回路９の入力信号とする。ハードスライサ９の出力を、５MHz PLL クロックによってサンプルする。サンプラ９は、５メガビット／秒のレートを有するビットストリームを出力する。このビットストリームを２つの枝路に導く。第１の枝路は開始コード検出器１１を含む。その機能は、ビット列がある種類の開始コード検出規準に適合するか否かを検出し、見つけた場合、ライン２３WSS 検出信号L ２３およびワード同期信号WSを発生させる。第２の枝路は、前記ビットストリームを、データ評価器およびバイフェーズ違反検出器１３に導く。この回路１３を、開始コード検出器１１のワード同期WSによってトリガする。各々受信された情報ビットは、６ビットのワード（５MHz クロック）から成る。このワードを、各々３ビットの２つのニブルに分割する。データを、例えば、第１のニブルにおける多数決を行うことによって評価する。バイフェーズ違反検出を、両方のニブル各々の多数決を比較することによって確立する。２つの多数決の結果が等しい場合、バイフェーズコード違反フラグを設定することは明らかである。ライン２３ WSSが検出された場合、１４のデータビット及び１４の対応するフラグをバッファ１５に書き込む。インタフェース１７（例えばIIC）を経て、この情報を外界に対して利用できる。前記情報は、チャネルの品質の固有の目安、すなわち検出されたライン２３の WSS と、バイフェーズ違反フラグと、アスペクト比のパリティとを含む。この情報に基づいて、テレビジョン受像機は、この情報のさらなる処理のストラテジを決定する。この結果、ステータスは、WSS 情報によって示されるように切り換えられ、粗の場合の切り換えの速度は、チャネルの品質と、例えば、アスペクト比切り換えの場合における高電圧ＣＲＴに関するいくつかの物理的法則とによって決定される。３．新たなWSS デコーダの概念新たなWSS デコーダの概念の好適実施例を、図５に示す。従来のデコーダと同様に、新たなWSS デコーダは、ライン２３を選択し、いくつかのWSS に関係するウィンドウを発生させる手段を有する。このデコーダは、バッファおよびインタフェースも有する。しかしながら、固定周波数クロック（５MHz）を使用するため、PLL は存在しない。図４のハードスライサ９の代わりにA/D コンバータ９Ａを含み、ソフト復号化を行うことができる。ソフト復号化は、A.M．MichelsonおよびA.H．Levesque による「ディジタル通信のためのエラー制御技術」John Wil ey & Sons，1985 と、T.R.N．RaoおよびE．Fujiwara による「コンピュータシステム用エラー制御符号化」Prentice-Hall，1989 と、J.G．Proakisによる「ディジタル通信」第２版，McGraw-Hill Book Co.，1989とによるようなものとして既知である。さらに、ワード同期並びにデータ及びデータ信頼性評価のアルゴリズムは多いに相違する。ここで、この新たな概念の詳細に焦点を合わせる。ノイズパフオーマンス対する最適なローパスフィルタ７は、この場合エンコーダで使用した基本パルスのレプリカである。例えば、そのインパルス応答は、であり、この場合T = ２００nsである。実際には、このフィルタ７を、５MHz 程度（B,G/PAL）の遮断周波数を有するビデオローパスフィルタの前段に置く。ライン２３ウィンドウ発生器３Ａは、拡張開始コードESC 用ウィンドウESC-W を発生させる。このいわゆる拡張開始コードESC は、未公開の国際特許公開明細書WO -A-94/28678 において説明されているように、開始コードSC（図１、２参照）を組み合わせたランインコードの末端であり、３０サンプル、すなわちバイナリ表記において、から成り、ここで、″＋″は＋１を表し、″−″は−１を意味する。この拡張開始コードESC は、拡張コードSCそれ自体よりも良好な相関特性を有する。拡張開始コードウィンドウESC-W を、水平タイミングに関してひどく妨害されたチャネルの場合（VHS およびSVHSレコーダの録画および再生）にＨ同期のあるタイミング誤差を含むようにするために広くすべきである。ウィンドウESC-W がアクティブになるとすぐ、拡張開始コード相互相関器１１Ａにより、受信された信号をこの拡張開始コードのレプリカと相互相関させる。このような相互相関器１１Ａを、図６の一部として詳細に示す。ライン２３のWSS のタイミング基準、すなわちワード同期WSを、最高相関ピーク（全体的に最大）となるサンプルにおいてトリガすることによって評価する。妨害のないチャネルの場合、この評価の精度は、 ±１／（２ｆ_s）となる。ここでｆ_sをサンプル周波数とする。例えば、５MHz クロックの場合、評価の不確実さは±１００nsである。例えば、直線または立体のような補間によって、または一定クロックの代わりにPLL を使用することによって、タイミング評価の精度を向上させることができる。しかしながら、入力信号が過サンプルされているので、向上したタイミング精度によって、デコーダのパフォーマンスの向上が小さいと予想される。この段階において、ライン２３のWS S を有しているか否かをまだ検出していないことに注意されたい。この際にはタイミング関係を有し、データビットを、バイフェーズ復調器及びデータプラスデータ信頼性評価器１３Ａによって復調されたバイフェーズコードとして、１４ビットと１４の違反フラグとを発生させる。RMS 妨害測定回路１９は、相互相関器１１Ａから受けた情報に基づいてしきい値Γを復調器１３Ａに入力する。ライン２３WSS 検出回路２１は、復調器１３Ａから受けた情報に応じて、検出信号Ｌ２３をインタフェース１７に供給する。復調器１３Ａによって行われる復調の処理を図７に示す。単一ラインを示したが、多ビット処理を行って、WSS 信号の信号エネルギの最適な使用を行うことによって信頼性を向上させる。各バイフェーズ符号化データビットは６バイトから成る。この６バイトを、各々３バイトの二つのニブルに分割する。各ニブルのバイトの和を計算する。このために、入力ビットを、各々が１バイトの持続時間T を越えて遅延する２つの遅延セル７１および７３の遅延ラインに供給する。遅延セル７１の入力並びに遅延セル７１及び７３の出力を加算器７５に供給する。本発明によれば、受信されたデータのエネルギの積分となるこの多ビットデータの付加の結果、任意のノイズが減少し、これにより、精度は、A/D コンバータ９Ａによって各サンプルに割り当てられたビット数に依存する。予め、３つの連続するスライスビットで、復号化処理の信頼性におけるノイズの影響の減少にほとんど影響のない多数決を行う。前記第１ニブルから第２ニブルを減算することによってデータを評価する。このために、加算器７５の出力を、遅延回路７７により３Ｔを越えて遅延させ、インバータ７９によって反転させる。遅延回路７７の出力およびインバータ７９の出力を加算器８１に供給する。この結果の符号がデータ評価となる。この評価を決定するために、加算器８１の出力を第１論理回路８３に供給し、この回路８３は、前記出力が０を超える場合、データビットｄ_iが“1”であることを示し、他の場合、前記データビットが“0”であることを示す。第２論理回路８３は、加算器８１の出力に応じて違反フラグｖ_iを決定する。前記出力がしきい値Γより下である場合、違反フラグｖ_iを“1”とし、他の場合、この違反フラグを“0” とする。ここで、しきい値Γを獲得するために、図６に処理を示すデータの信頼性の評価方法に焦点を合わせる。ワード同期WSを見つけたポイントに戻る。このポイントにおいて、受信された拡張開始コードｒ_escと受像機におけるレプリカｖ_escとの間に良好な整合を有する。受信した拡張開始コードを、以下の式によってモデル化することができる。ｒ_esc = s_esc＋ｄ（３）ここで、ｓ_esc = A.v_esc＋Ｃであり、ここで、Ａは振幅を表し、Ｃは共通レベルであり、ｄは、符号間干渉（ISI）、雑音、同一チャネル混信（CCI）、単一搬送波混信、等のような項目を含むチャネルの妨害を表す。CCIは、S．Dinsel およびE．Si pekによる「テレビジョンにおける周波数オフセット - 理論と応用（Frequency offset in Television - theory and application）」Reprinted from the EBU Review - Technical，No．210，April 1985において論考されている。どのようにして、前記妨害の評価を得ることができるのであろうか？これは、受信した信号からレプリカを減算することによって達成される。もちろん、この減算を実際に行う前に、最初に振幅および共通レベルを評価すべきである。さらに、振幅の計算を極めて簡単に行うために、２８サンプルから成る拡張開始ビットのDCフリーの集合、すなわち、２値表記において、を得る。（２）において与えられた拡張開始コードの最後の２つの″+″符号は、（４）において省略されていることは明らかである。振幅Ａを、以下の式を用いることによって評価する。Ａ＝(ｖ_esc _DC-free．ｒ_esc _DC-free)／28 （５）共通レベルＣを、を用いることによって評価する。減算されるレプリカを、受信された信号の評価とし、ｓ＝A.V_esc _DC-free＋Ｃ（７）によって与える。妨害の評価を、ｄ= ｒ_esc _DC-free-S （８）から得る。RMS 妨害の良好な評価を、によって得る。このRMS 妨害の評価の品質を、この妨害が確率的な特性を有する場合、その確率密度関数（PDF）によって表すことができる。この妨害のPDF についての知識は、ｄ_iが同一のPDF を有し、相関しない限りは、中心極限定理により重要ではない。σ_dのPDF は、平均 σ_|d|及び分散σ_|d| ^2/28を有するほぼガウス分布である。タイミングエラーによってももたらされるISI は、RMS 妨害を増加させることに注意されたい。タイミングエラーが大きくなると、RMS 妨害が大きくなる。これは、望ましいことである。大部分の妨害を、付加されたホワイトガウス雑音（AWGN）と仮定すると、この知識を式９に用いることができる。その結果、次式が得られる。ここで、評価σ_d,Gの平均および分散は、d_iの分散に直接関係し、すなわち、平均はσ_dに等しく、分散はπσ_d/(2.28)である。この時点で、RMS 妨害の評価を有する。RMS 妨害から、しきい値レベルΓが得られる。 Γ = z．σ_d,G （１１）ここで、σ_d,Gは式１０を使用することによって得られ、ｚは定数である。ｚの実際に良好な値は２である。このしきい値レベルを使用して、図７に示すように各データビットの信頼性を評価する。データサンプルの絶対値がこのしきい値レベル内である場合、対応する違反フラグを設定し、そうでない場合、この違反フラグをリセットする。この段階において、１４のデータビットと、１４の対応する違反ビットとが得られた。ここで、我々は、ライン２３においてWSS が存在するか否か、という疑問に答えることができる時点に来た。以下のストラテジを使用する。違反フラグの数を計数する。この数が、v に等しいとする。n を｛0，1，...，7 ｝の要素とすると、v ≦n の場合、WSS はライン２３において検出され、そうでない場合、検出されない。n の実際の値は、３である。このWSS 検出ストラテジを、アスペクト比ビットのパリティにおける検査と結合することができる。図６において、上述した理論を、以下のように実現する。図５のA/D コンバータ９A の多ビット出力信号を、適切な相互相関器２３に供給し、この相互相関器２３は、２９の遅延セルT₁ .. T₂₉ の遅延線を含み、これらの３０のタップは、完全拡張開始コードESC の３０の符号に対応する。相互相関は、拡張開始コードが実際に存在する際に拡張開始コードに負の符号を供給するとしたすべてのタップを（インバータI1，I2，I3，... によって）反転することによって行う。加算器２７は、DCフリー拡張開始コードの２８の符号に対応する２８のタップを合計し、加算器２５は、３０の符号完全拡張開始コードの残りの２つの符号に対応する２つのタップを合計する。加算器２９は、加算器２５および２７の出力を合計する。拡張開始コードウィンドウ信号ESC-W によってイネーブルした広域最大発見回路３１は、受けた符号の列が拡張開始コードの符号列と一致した瞬時にワード同期信号WSを発生させる。振幅A を、除算器３３において加算器２７の出力号を値２８で除算することにより式５によって獲得する。共通レベルC を、拡張開始コードのる負の符号に対応するタップを除く遅延ラインT₁ .. T₂₇ の２８のタップを合計する加算器３５及び加算器３５の出力を値２８で除算する除算器３７により、式６によって獲得する。振幅A および共通レベルC の和（式７参照）を、減算器S₁ .. S₂₈ によって遅延線T₁ .. T₂₇ の２８のタップから除算（式８参照）する。減算器S₁ .. S₂₈の出力を、個々の絶対値決定回路AV₁ .. AV₂₈ に供給して、式９における|ｄ_i |を得る。これら｜ｄ_i ｜の値を加算器３９によって合計し、その出力を演算回路４１に供給し、式１０によってσ_d,Gを得る。演算回路４１の出力を、ワード同期信号WSによって同期するバッファ４３に供給する。この項において、新たな概念のWSS デコーダの好適実施例を、詳細に示し説明した。高精度及び様オンの除去を、簡単なスライス信号を使用する代わりに、上述した多ビット信号のエネルギの積分によって得る。各々のデータビットd _i に関して、妨害フラグv _i を、決定された妨害に応じて決定するので、図６に示すような妨害の決定によって、受信されたビットの信頼性の表示が極めて有用なものとなる。４．新WSS デコーダの拡張：FMクリックすなわちスパイク雑音に対する保護回路 FMクリック（すなわちスパイク雑音）がWSS 信号を妨害しうる方法の説明を始めよう。図９に一例を示す。この図は、WSS 信号のビット番号９に影響を及ぼす FMクリックFMC（実線曲線）を示す。ビット番号10によって転送されると予想される情報を１（破線曲線）とする。ローパスフィルタ処理を適用するとともにバイフェーズコード復調処理を行う場合、伝送された１（破線曲線）の代わりに０（実線曲線）が受像機で評価されることを図１０に示す。受信した信号が他の種類の悪影響によってほとんど又は全く妨害されない場合、妨害しいき値レベルは非常に小さい。したがって、このエラーには違反フラグが付されず、したがって TV受像機の不適切な切替が生じる傾向がある。この不適切な切替を防止する手段を有するのが好適である。 FMクリックの発生を検出又はより良好なマーク付けを行いうる実現方法のブロック図を図８に示す。その動作を、図９，１０及び１１の例を用いて説明する。先ず、データビット、本例ではデータビット番号９を、図７の実施の形態のように評価する（図１０参照）。このデータ評価結果d _i を、FMクリック検出器８７の入力部I1に供給する。バイフェーズ復調器から、（各々が遅延回路７７の出力及び入力である）二つの中間結果を、FMクリック検出器８７の上側及び下側ボックス８９，９１の入力12にそれぞれ供給する。これら二つの中間結果を、バイフェーズコードを作成する二つの半符号の振幅総量（エネルギーの積分）の対応する結果とみなすことができる。本例では、データビット番号９を０として評価した。その結果I1=0である。したがって、FMクリック検出器８７は、以下の検査（例えば、ボックス８９，９１の論理状態の別の部分）を行う。 − 第１中間結果12（出力７７）がHL（ハイレベル）より大きい場合、上側ボックス８９は１を出力し、そうでない場合には０を出力する。本例の結果は１となる。 − 第２中間結果12（入力７７）がLL（ローレベル）より小さい場合、下側ボックス９１は１を出力し、そうでない場合には０を出力する。本例の結果は０となる。本例では、FMクリック検出器の二つのボックスのうちの一つは１を出力する。これは、クリック検出器８７の上側及び下側ボックス８９，９１の出力及び論理回路８５の出力を受信するOR回路９３が少なくとも一つの“１”を有することを意味し、その結果、ビット番号９を信頼性のないものとしてマーク付けする妨害フラグ番号９を設定する。実現に当たり、HL及びLLを、3(C+A/2)及び3(C-A/2)にそれぞれ等しく選定した。これは厳格に必要とされるものではないが、好適なものである。次の項では、新概念WSS デコーダのパフォーマンスのシミュレーション結果及び測定結果を扱う。５．シミュレートされたデコーダのパフォーマンス図５，６及び７のブロック図をシミュレーションモデルとして実現した。このモデルからの複数のグラフの結果を、WSS 信号のアイパターン、妨害評価並びにしきい値レベルを用いたデータ及びデータ信頼性評価プロセスをそれぞれ示す図１２，１３及び１４に表す。ISI を発生させるタイミングジッタすなわちタイミング誤差に（EDを付した）妨害評価が感知することは、図１３からわかる。矢印Ｐは、タイミングジッタ（すなわち誤差）が原因のピークを表す。新概念のWSS デコーダのパフォーマンスは、AWGNチャネルのみに対してシミュレートされる。このパフォーマンスは、二つの確率によって表される。１．ライン23WSS を拒否する確率：Ｐ［拒否］２．一つの特定WSS ビット中のビットエラーの確率：Ｐ［ビットエラー］両方の確率を、信号対雑音比(SNR)に対して表す。SNR を付記Ａで定義する。図１５は、SNR（粗タイミング評価）に対するパフォーマンスを示す。垂直軸は確率Ｐを表し、それに対して水平軸は画像信号対雑音比SNR をdBで表す。図において、P[r]はP[拒否]を表し、それに対してP[be]はP[ビットエラー]を表す。図１５において、シミュレーションの結果を“x”の符号でで示す。算術的な労力により、P[拒否]はシミュレーションのみから獲得された。約8dBのSNR でP[拒否 ]=1/2の確率となる。この数値は、デコーダがWSS 情報を極めて迅速に復号化するSNR の下限の実際の目安である。この数値より下では、WSS デコーダのパフォーマンス（及び速度）は非常に急速に減少する。図１５の実線、破線及び一点鎖線は、P[拒否]、1-P[拒否]、P[ビットエラー] 及びP[ビットエラー]/(1-P[拒否])の計算された値を表し、これらの値は、本明細書中で強調しない数学的模型から獲得される。ー]/(1-P[拒否]))の新概念WSS デコーダの測定されたパフォーマンスをそれぞれ表す。シミュレートした結果とシミュレーション結果に有利な測定結果との間の約3dB の差は、３項で説明したような理想的なフィルタの代わりに1MHzの遮断周波数のローパスフィルタを使用したことが原因の不都合である。しかしながら、曲線は、SNR に対して3dB の一定差を有するように見え、これは、このフィルタを調整することにより差を解決しうると仮定することができる。これは最近立証された。図１６において、タイミング評価（部分的タイミング評価）を向上させるため立体補間を使用する新概念WSS デコーダのパフォーマンスを、SNR に対して示す。“x”の符号はP[拒否]のシミュレーション結果を表す。パフォーマンス曲線は数学的模型と相違する。密タイミング（補間）の場合のパフォーマンスを粗タイミングの場合と比較すると、P[拒否]=1/2において、密タイミングに有利な約0.5 dB の差が存在する。次のように自問自答することができる：パフォーマンスの0 .5dB の向上は追加のハードウェアのコストに対して十分であるか？６．測定されたデコーダのパフォーマンス以前の項において、新WSS デコーダの測定パフォーマンスを雑音に対して既に説明した（図１５参照）。この項では、雑音以外の他の種類の妨害に関するパフォーマンスの結果に集中する。これ以後、測定結果の要約を、相違する種類の妨害に対して示す。 − エコー最大の許容しうるレベルは約-4dBから-9dbである。この数字は、エコーの遅延及び同期分離器のパフォーマンスに大きく依存する。 − 同一チャネル干渉(CCI) CCI の最大の許容しうるレベルは、同期分離器のパフォーマンスのみによって決定される。 − 単一搬送波干渉視覚搬送波に関する867kHzの周波数オフセットを有する単一搬送波干渉を、チャネルに加える。この867kHzの周波数を有する干渉は最悪の場合の選択である（図３のWSS 信号のPSD 参照）。ライン２３にWSS 信号が存在しない場合、視覚搬送波に関する+10dB の干渉レベルの場合でさえWSS デコーダをオンに切り替えることができない。既に説明したのと同一周波数オフセットであるがライン２３にWSS 信号を有する単一搬送波干渉の場合、デコーダは、視覚搬送波に関して-2 dBのレベルで先ず作動しなくなる。 − VHS 及びSVHSビデオデコーダ(VCR) WSS デコーダを、伝送チャネルも含むVHS 及びSVHS記録の複数回の再生及びこれらの記録のコピーの再生を用いて検査した。複数のパラメータを再生中同調させた。これらパラメータのうちもっとも重要なものは、鋭さ制御及びトラッキング調整である。デコーダは、ライン２３が他のラインにシフトされた意味の回復不可能な不作動の場合を除いて、平均して高パフォーマンスで全ての再生を復号化することができる。上記結果及びこの分野の経験から、このWSS デコーダがライン傾斜、衛星のばらつき(25Hz)、定周波数干渉等の低（及び高）周波数歪みに感知することが知られている。その理由は、バイフェーズコード復調がこのデコーダに適用され、その結果実際のデータサンプルが低周波数成分から取り除かれるからである。バイフェーズコード復調器は、スライス回路が含まれる必要がないことを意味する。このスライサは、良好に実行するためにデータの頂点間振幅の半分の電圧レベルを見つける手段を有する。このようなスライサは低周波数歪みを非常によく感知する。７．結論ワイドスクリーン信号送信デコーダの新概念を示した。用いられたアプローチは従来のデコーダと大幅に相違する。この新概念WSS デコーダのカーネルは、ワード同期、バイフェーズコード復調並びにRMS 妨害しきい値を利用するデータ及びデータ信頼評価技術に対する相互相関技術に現れる。新概念WSS デコーダのこれら三つの技術の組合せは、VHS 及びSVHSビデオレコーダの記録の再生を含むテレビジョンチャネルで生じるあらゆる種類の妨害に対して非常に強固であることを示した。付記Ａ：信号対雑音比の定義合成ビデオベースバンド信号(CVBS)に関して、画像信号対雑音比(SNR)の複数の定義がある。この開示の文脈内において、画像信号対雑音比を、5MHzの視覚バンド幅(B,G/PAL)全体に亘る重み付けされていない画像信号対雑音比として定義する。例えば、この場合、 − 0.7Vを、CVBSのピーク白及び黒レベルの振幅の相違とする。 − 視覚バンド幅B_v = 5MHz − N(f)を、CVBSの雑音の一方の側のパワースペクトル密度とする。 SNR と視覚搬送波対雑音比(CNR)との間の関係は、システムI/PAL テレビジョン受像機に対して、1987年に英国のTechnical Report 1987/23のBBC Research D epartment の“The relationship between vision carrier-to-noise ratio and picture signal-to-noise ratio in a system I television receiver”でA.P. Robinsonにより専ら論じられている。システムB,G/PAL テレビジョン受像機に対して、この関係は幾分相違し、 CNR=SNR+6.8dB (A2) で与えられる。この場合、雑音パワースペクトル密度を、関連の周波数帯域で平坦であると仮定する。SNR とアンテナ入力電圧との間の関係は、用いられる（雑音値）チューナのタイプに依存する。dBμV のアンテナ入力電圧レベルに対する dBの画像SNR の一例を図１７に示す。上記実施の形態は本発明を限定するものではなく、当業者は本発明の範囲内で幾多の変形例を設計することができる。例えば、PAL のWSS 信号にテレビジョン信号を加えたものを復号化する上記方法を、より信頼性のあるVSP 信号を復号化するのに使用することもできる。上記方法を、少なくとも開始コード又は同期ワード区分及びデータ区分を有する他の任意のデータ信号を復号化するのに使用することもできる。より詳しくは、NRZ 符号化テレテキスト信号(TXT)を請求の範囲１１に従って好適に復号化することができる。請求の範囲において、括弧間に配置した任意の参照符号は請求の範囲を限定するものと解釈すべきでない。本発明を、複数の個別の素子を具えるハードウェア及び適切にプログラムされたコンピュータによって実現することができる。本発明を、データ信号部を含むビデオ信号を処理するビデオ信号受信装置（例えば、テレビジョン受像機又はビデオレコーダ）に好適に適用することができる。この装置は、A/D コンバータ９Ａと、相関相互回路１１Ａと、RMS 妨害測定回路１９と、コード復調器１３Ａと、復調されたデータ信号に依存してビデオ信号を処理し、表示装置（例えばCRT）上に表示することができ、又は、ビデオテープレコーダの記録機構により記録することができる処理されたビデオ信号を獲得するビデオ信号処理回路とを更に具える。例えば、ビデオ信号処理回路は、アスペクト比ビット3210に依存して作動して、現在の16:9アスペクト比の受像機に利用できるような対応する偏向の調整により、4:3信号のビデオ信号処理と16:9信号のビデオ信号処理との間の切替を行うことができる。

Claims

【特許請求の範囲】１．復号化動作を制御する信号送信情報(WSS)を有する拡張テレビジョン信号を復号化するに当たり、前記拡張テレビジョン信号を多ビットサンプルのシーケンスに変換するステップ(ADC)と、前記多ビットサンプルのシーケンスを処理して、信号送信同期情報を表すワード同期信号(WS)を獲得するステップ（１１Ａ，１９）と、前記ワード同期信号(WS)に応答して前記多ビットサンプルのシーケンスをコード復調し、復調された信号送信データを獲得するステップ（１３Ａ，２１）とを具えることを特徴とする拡張テレビジョン信号復号化方法。２．前記処理ステップ（１１Ａ，１９）は、前記多ビットサンプルのシーケンスから妨害測定信号（Γ）を獲得する他のステップ（１９）を含み、前記多ビットサンプルのシーケンスを、前記妨害測定信号（Γ）に依存して復調されたコードとすることを特徴とする請求の範囲１記載の拡張テレビジョン信号復号化方法。３．前記コード復調ステップ（１３Ａ，２１）は、前記多ビットサンプルのシーケンスから信号送信情報存在信号(L23)を獲得するステップ（２１）も含むことを特徴とする請求の範囲１記載の拡張テレビジョン信号復号化方法。４．前記処理ステップ（１１Ａ，１９）は、前記ワード同期信号を獲得する前記多ビットサンプルのシーケンスの多ビット相互相関（２３、３１）を含むことを特徴とする請求の範囲１記載の拡張テレビジョン信号復号化方法。５．前記コード復調ステップ（１３Ａ，２１）はさらに、前記復調された信号送信データからの情報データ(d_i)を評価するステップ（８３）と、前記妨害測定信号（Γ）に依存して前記復調された信号送信データからの信号送信情報の信頼性（ｖ_i）を評価するステップ（８５）とを具えることを特徴とする請求の範囲２記載の拡張テレビジョン信号復号化方法。６．前記コード復調ステップ（１３Ａ，２１）はさらに、検出信号を獲得する前記多ビットサンプルのシーケンス中のFMクリック又はスパイク雑音の発生を検出するステップ（８９，９１）を具え、前記信号送信情報の信頼性(ｖ_i)を、前記検出信号に依存して獲得する（９３）ことを特徴とする請求の範囲５記載の拡張テレビジョン信号復号化方法。７．前記妨害測定信号（Γ）を、前記信号送信情報(WSS)の受信された拡張開始コード部に応答して予め設定されたパラメータ(A,C)を決定するステップと、前記予め設定されたパラメータ(A,C)に依存して前記信号送信情報(WSS)の前記拡張開始コード部のレプリカを決定するステップと、前記レプリカを、前記信号送信情報(WSS)の受信された拡張開始コード部から減算して、妨害評価を獲得するステップと、前記妨害評価を処理して前記妨害測定信号（Γ）を獲得するステップとにより、獲得する（３３〜３７，S_i，AV_i，３９〜４３）ことを特徴とする請求の範囲２記載の拡張テレビジョン信号復号化方法。８．前記拡張開始コード部のDCフリー部のみを、前記妨害測定信号（Γ）を獲得するのに使用することを特徴とする請求の範囲７記載の拡張テレビジョン信号復号化方法。９．復号化動作を制御する信号送信情報(WSS)を有する拡張テレビジョン信号を復号化する拡張テレビジョン信号復号化装置であって、この拡張テレビジョン復号化装置は、前記拡張テレビジョン信号を多ビットサンプルのシーケンスに変換する手段 (ADC)と、前記多ビットサンプルのシーケンスを処理して、信号送信同期情報を表すワード同期信号(WS)を獲得する手段（１１Ａ）と、前記ワード同期信号(WS)に応答して前記多ビットサンプルのシーケンスをコード復調し、復調された信号送信データを獲得する手段（１３Ａ）とを具えることを特徴とする拡張テレビジョン信号復号装置。１０．記録又は他の処理動作を制御するテレビジョン信号に含まれる信号送信情報(VPS)を復号化するに当たり、前記テレビジョン信号を多ビットサンプルのシーケンスに変換するステップ (ADC)と、前記多ビットサンプルのシーケンスを処理して、信号送信同期情報を表すワード同期信号(WS)を獲得するステップ（１１Ａ）と、前記ワード同期信号(WS)に応答して前記多ビットサンプルのシーケンスをコード復調し、復調された信号送信データを獲得するステップ（１３Ａ）とを具えることを特徴とする信号送信情報復号化方法。１１．少なくとも開始コード又は同期ワード区分(SC)及びデータ区分(AR,R)を有するデータ信号(WSS)を復号化するに当たり、前記データ信号を、少なくとも開始コード又は同期ワード区分(SC)及びデータ区分(AR,R)を有する多ビットサンプルのシーケンスに変換するステップ(ADC) と、前記多ビットサンプルのシーケンスを処理して、同期情報を表すワード同期信号(WS)を獲得するステップ（１１Ａ）と、前記多ビットサンプルのシーケンスの少なくとも開始コード又は同期ワード区分(SC)から妨害測定信号（Γ）を獲得するステップ（１９）と、前記妨害測定信号（Γ）に依存する前記ワード同期信号(WS)に応答して前記多ビットサンプルのシーケンスの同期ワード区分(SC)をコード復調し、復調された信号送信データを獲得するステップ（１３Ａ）とを具えることを特徴とするデータ信号復号化方法。１２．少なくとも開始コード又は同期ワード区分(SC)及びデータ区分(AR,R)を有するデータ信号(WSS)を含むビデオ信号を処理するビデオ信号受信装置であって、このビデオ信号受信装置は、前記データ信号を、少なくとも開始コード又は同期ワード区分(SC)及びデータ区分(AR,R)を有する多ビットサンプルのシーケンスに変換する手段(ADC)と、前記多ビットサンプルのシーケンスを処理して、同期情報を表すワード同期信号(WS)を獲得する手段（１１Ａ）と、前記多ビットサンプルのシーケンスの少なくとも開始コード又は同期ワード区分(SC)から妨害測定信号（Γ）を獲得する手段（１９）と、前記妨害測定信号（Γ）に依存する前記ワード同期信号(WS)に応答して前記多ビットサンプルのシーケンスの同期ワード区分(SC)をコード復調し、復調された信号送信データを獲得する手段（１３Ａ）と、前記復調されたデータ信号に依存して前記ビデオ信号を処理し、処理されたビデオ信号を獲得する手段と、前記処理されたビデオ信号を表示し又は記録する手段とを具えることを特徴とするビデオ信号受信装置。