CN1056258C - 对在电视系统中发送的数据信号进行译码的方法和装置 - Google Patents

Abstract

在译码至少具有起始码或同步字部分(SC)和数据部分(AR..R)的数据信号(WSS)的方法中，该数据信号被变换(ADC)为至少具有起始码或同步字部分(SC)和数据部分(AR..R)的多位取样值序列。该多位取样值序列被处理(11A)以便获得表示同步信息的字同步信号(WS)。至少从多位取样值序列的起始码或同步字部分(SC)中获得干扰测量信号(Γ)。最后，多位取样值序列的数据部分(AR..R)被根据字同步信号(WS)和根据干扰测量信号(Γ)进行代码解调，以便获得被解调的数据信号。

Description

对在电视系统中发送的数据信号进行译码的方法和装置

本发明涉及译码至少具有起始码或同步字部分和数据部分的数据信号的方法和装置，该方法和装置可用来译码电视信号所包含的信令信息，以便对记录或其它处理操作进行控制，更准确地说，可用来译码例如表示电视信号的宽高比和信号源(即摄像机或电影胶片)的宽屏幕信令信号。

D.Westerkamp发表在于1993年6月10日至15日在Montreux(瑞士)举行的第18届“国际电视专题讨论会和技术展览会”的讨论会论文集第748-754页上的论文“EDTV的宽屏幕信令”公开了可利用增强清晰度电视(EDTV)信号发送的宽屏幕信令信号。该论文没有公开供这种宽屏幕信令信号所用的任何译码器硬件。

非预先出版的国际专利申请WO-A-94/28678(代理人案卷号PHN14478)也公开了宽屏幕信令信号和供这种信号所用的译码器。信令位包括起始码和数据位。起始码的频谱能量的主波瓣在基带电视信号的较低频谱区域中，该较低频谱区域的最高频率低于2MHz(最好低于1.7MHz)。起始码具有为直流(DC 0Hz)的局部频谱最小值。在被移向或移过起始码后的数据位后的数据位时，起始码具有良好的非周期相关特性和对于数据位的预定的最小位汉明距离。信令位译码器的前面是其截止频率为较低频谱区域的最高频率的低通滤波器。信令位译码器包括起始码检测器，该起始码检测器具有确定最初若干个位是否已被正确地接收以及在其它若干个位(至少预定数目的位)中是否没有错误的电路。

本发明特别的目的是提供译码数据信号的实用方法和设备。为此根据本发明，提供了一种对具有至少一个起始码或同步字部分和一个数据部分的二进制数据信号进行译码的方法，该方法包括以下步骤：

将二进制数据信号变换为至少具有至少一个起始码或同步字部分和一个数据部分的多位取样值序列；

处理该多位取样值序列来获得表示同步信息的字同步信号；

从该多位取样值序列的至少起始码或同步字部分中获得干扰测量相关阈值信号；以及

根据字同步信号对多位取样值序列的数据部分进行代码解调，获得被解调的数据信号，干扰测量相关阈值信号被用来根据被解调的数据信号获得可靠性表示。

本发明还提供了一种对具有二进制信令信息的模拟电视信号进行译码从而控制译码操作的译码装置，该装置包括：

将模拟电视信号变换为包括对应于模拟电视信号的信令信息部分的多位信令信息取样值的多位取样值序列的装置；

处理该多位取样值序列从多位信令信息取样值获得字同步信号的装置，字同步信号表示信令同步信息；

从该多位取样值序列中获得干扰测量相关阈值信号(Γ)的装置；以及

根据字同步信号对多位信令信息的取样值序列进行代码解调的装置，获得被解调的信令数据，干扰测量相关阈值信号被用来根据被解调的信令数据获得可靠性表示。

本发明的主要应用与宽屏幕信令译码器的新原理有关。宽屏幕信令(WSS)在625行电视系统中被用来将关于信号的实际内容的状态信息传送给电视接收机。它在复合视频基带信号(CVBS)第23行的前半行中每帧一次地被传送。

WSS信号包含引入(Run-in)、起始码以及二相码调制数据。虽然信号设计基于5MHz时钟，但WSS信号的主要能量在较低视频频谱域内，该域是0-1.7MHz。

在最佳实施例中，新的译码器原理与普通译码器原理的不同之处在于它不利用锁相环(PLL)的引入来获得捕获和锁定，它不利用起始码来检测行23中的WSS信号，它不通过检查二相码的违例来建立数据可靠性的度量。新的译码器原理的最佳实施例确实利用了引入的尾部和起始码进行定时估算，它确实执行了二相编码数据的二相码解调，并且数据可靠性是通过将数据样值与阈值电平作比较来进行估算的。这一阈值电平由RMS干扰度量来确定。数据可靠性的度量被用来确定在行23中是否有WSS信号。

模拟和测量已显示：这一新的WSS译码器原理对于在电视信道(地面、电缆和卫星)中遇到的多路传输损害来说是非常稳固(robust)。该新原理的WSS译码器即使在VHS或SVHS家用型录像机(VCR)被用于信号的记录和重放时也工作得相当好，这种信号的记录和重放大概是最差信道的代表。

参看以下描述的各实施例将会清楚本发明的这些和其它方面。

在附图中：

图1表示WSS状态位传输方案；

图2表示具有WSS数据的被接收CVBS行23；

图3表示WSS信号的PSD与频率的关系曲线；

图4表示普通WSS译码器；

图5表示新的WSS译码器原理的最佳实施例；

图6表示互相关器和RMS干扰计；

图7表示数据和数据可靠性估算；

图8表示具有对FM(调频)喀呖声或尖峰噪声的检查的数据和数据可靠性估算；

图9表示在输入的CVBS信号的WSS信号中的FM喀呖声；

图10表示在二相码解调之后在WSS信号中的FM喀呖声；

图11表示在二相码解调过程中途在WSS信号中的FM喀呖声；

图12表示WSS信号的眼孔图样(粗定时)；

图13表示WSS信号的眼孔图样和干扰估算(粗定时)；

图14表示具有阈值电平的数据和数据可靠性估算的例子；

图15表示WSS译码器的性能(粗定时)；

图16表示WSS译码器的性能(精定时)；

图17表示SNR(信噪比)与天线输入电压电平的关系曲线的例子。

1.引言

宽屏幕信令(WSS)在625行的电视系统中被用来将关于信号的实际内容的状态信息传送给电视接收机。因为PAL plus(PAL电视机系统的16∶9的宽屏格式，具有比传统的PAL系统更好的亮色分离)电视接收机需要靠信令告知它是否接收PAL plus，所以PAL plus需要WSS。显然，WSS还具有对于非PAL plus广播的增加值。

WSS状态信息包括宽高比(4∶3，16∶9，…)、增强服务(摄像机/影片模式，…)、小标题(它们位于何处)以及某些保留作为将来使用的位。WSS每帧一次地(40毫秒)传送总共13个信息位和1个奇偶校验位。该奇偶校验位被假定只对宽高比信息进行额外的保护。注意没有给全部信息位增加奇偶校验位来进行检错或纠错。不增加奇偶校验位的理由之一是，信息的可靠性可利用一种删除检测技术，或者更具体来说，利用不需要额外位(额外时间)的数据调制代码违例检测技术来进行估算。

WSS信号被输入到复合基带视频信号(CVBS)的行23的前半行中去，总持续时间是27.4微秒。图1详细表示WSS状态位传输方案。二相调制编码的信息位由基于5MHz时钟的6个元素组成。每一元素的持续时间是200纳秒。

WSS信号包含引入、起始码以及二相编码数据。虽然信号的设计基于5MHz时钟，但WSS信号的约94％的主要能量在较低视频频谱域内，该域是0-1.7MHz。这示于图2和图3，图2和图3分别表示行23中的WSS信号和该WSS信号的功率谱密度(PSD)。注意已以这样的方式来获得WSS信号的PSD，即其直流成分为零(通过减去0.25伏和恰当地开窗口)。

图2表示625行的PAL TV信号的行23(L23)，以伏为单位的电压相对于以微秒为单位的时间。WSS信号包含如在图1中较详细地表示的引入RI、起始码SC、宽高比位AR、增强服务位ES、小标题位ST以及保留位R。

图3相对于以兆赫兹为单位的频率表示WSS信号的PSD。

在该最佳实施例中，新的译码器原理与普通译码器原理的不同之处在于它不利用锁相环(PLL)的引入来获得捕获和锁定(时钟恢复)，它不利用起始码来检测行23中的WSS信号，它不通过检查二相码调制的误差或违例来建立数据可靠性的度量。上述普通译码器类型强烈地与例如被用于视频编程系统(VPS)的译码器类型的原理有关。因为WSS信号的设计与VPS信号非常类似，即基于5MHz时钟、0.5伏峰-峰振幅、二相码调制的数据等。Arthur Heller发表在1985年29卷4期的《无线电通信(Rundfunktechnische Mitteilungen)》161-169页上的论文“VPS-量值可控的可编程记录的新系统(VPS-Ein neues System zur beitragsgesteuertenProgrammaufzeignung)”和G.Schippmann发表于1987年8月CE-33卷3期的IEEE会刊的《消费电子学(Consumer Electronics)》226-229页上的论文“供视频编程系统(VPS)用的新的单片数据行处理器(A New one-chip dataline processor for the videoprogramming system(VPS))”都已详细地描述了VPS系统。

现在产生这样的问题：新的WSS译码器原理作什么用？这一问题将是以下各部分的主题，以下各部分相对于若干传输损害(包括VCR)描述了新的WSS译码器原理的详情及其性能，但是首先关注的还是普通译码器原理。

2.普通译码器原理

图4表示相应于在此作为参考文献的非预先出版的国际专利申请WO-A-94/28678(代理人案卷号PHN 14478)中描述的WSS译码器的普通WSS译码器原理的简要方框图。输入的CVBS被导入三条支路。

在下支路中，CVBS被输入到同步分离器1。同步分离器1输出被输入到行23窗口发生器3的H(水平)、V(垂直)同步。该行23窗口发生器3具有两个输出端：引入窗口RI-W和起始码窗口SC-W。

中支路包含PLL5。该PLL 5具有频率为5MHz的压控时钟(VCC)。引入窗口RI-W被用来在引入期提高PLL的锁定速度。这是通常的做法。PLL5输出5MHz的取样时钟信号CK，它将被锁定到输入的行23的WSS CVBS。

上支路包含任选的低通滤波器(LPF)7。这一滤波器7不是临界的。最佳实现是将信号的频谱能量保持在1.67MHz以下的滤波器。被滤波的CVBS是硬限幅器电路9的输入。硬限幅器9的输出被利用5MHz的PLL时钟来对其进行取样。取样器9输出5兆位/秒速率的位流。

位流被输入到两条支路。第一条支路包含起始码检测器11。其功能是检测位序列是否符合某种起始码检测判据，如果发现符合，就给出行23 WSS检测到信号L23和字同步信号WS。

第二条支路将位流传送至数据估算器和二相违例检测器13。该电路13由起始码检测器11的字同步WS触发。每一接收信息位由6个位的字组成(5MHz时钟)。该字被分成各3位的两个半字节。通过对第一个半字节进行例如多数决定来对数据进行估算。通过比较两个半字节每个的多数决定来建立二相违例检测。显然，如果两个决定的结果相同，就设置二相码违例标记。

如果行23的WSS已被检测，就将14个数据位和14个相应的违例标记写入缓冲器15。外界通过接口17(例如IIC(在IC之间传输数据的数据总线))可获得这一信息。

该信息包含信道质量的固有度量，即在被测的行23中的WSS、二相违例标记以及宽高比的奇偶校验。电视接收机将根据该信息来确定对其作进一步处理的策略。这就将导致如WSS信息所表示的状态转换，当然，转换的速度由信道的质量和某些物理规律来确定，例如参考在宽高比转换的情况下CRT的高压。

3.新的WSS译码器原理

新的WSS译码器原理的最佳实施例如图5所示。类似于普通译码器，该新的WSS译码器具有选择行23的装置和产生一些WSS相关窗口的装置。它还具有缓冲器和接口。但是，因为使用了固定频率时钟(5MHz)，所以省略了PLL。它包含代替图4的硬限幅器9的A/D(模/数)变换器9A，以便进行可能的软译码。关于软译码请参看A.M.Michelson和A.H.Levesque的“数字通信的误差控制技术”(JohnWiley & Sons，1985)、T.R.N.Rao和E.Fujiwara的“计算机系统的误差控制编码”(Prentice-Hall，1989)以及J.G.Proakis的“数字通信”第二版(McGraw-Hill Book Co.1989)。此外，字同步和数据以及数据可靠性估算的算法很不相同。现在让我们注意有关这一新原理的详情。

就噪声性能而言，最佳低通滤波器7在目前情况下是已在编码器中被使用的基本脉冲的复制品。也就是，其脉冲响应是

h(t)＝1/T cos²(πt/(2T))       对于|t|≤T

h(t)＝0                         对于|t|＞T     (1)

其中T＝200纳秒。实际上，该滤波器7的前面是截止频率约为5MHz的视频低通滤波器(B，G/PAL)。行23窗口发生器3A为扩展起始码ESC产生窗口ESC-W。所谓的扩展起始码ESC就是如在非预先出版的国际专利申请WO-A-94/28678(代理人案卷号PHN 14478)中所描述的与起始码SC组合在一起的引入RI的尾部(见图1、2)，由30个样值组成，即二进制符号的

Vesc＝〔-，-，-，+，+，+，-，-，-，+，+，+，+，-，-，-，+，+，+，+，-，-，-，-，-，+，+，+，+，+〕    (2)

这里的“+”代表+1，而“-”代表-1。该扩展起始码ESC具有比起始码SC本身好的相关特性。应当加宽扩展起始码窗口ESC-W，以便相对于水平定时在严重干扰信道的情况下(VHS和SVHS录像机的记录和重放)包括水平同步的某一定时容限。只要窗口ESC-W是活动的，扩展起始码互相关器11A就使接收信号与该扩展起始码的复制品互相关。这样的互相关电路11A作为图6的一部分被详细地示出。通过触发在最强相关峰值(全局最大值)时获得的取样值来估算行23中WSS的定时基准，即字同步WS。在无干扰信道的情况下，这一估算的准确度将为±1/(2fs)，fs是取样频率。例如在5MHz时钟的情况下，估算的不定度将是±100纳秒。例如象线性或立方内插或用PLL来代替固定时钟都能够改善定时估算的准确度。但是，因为输入信号被过取样，所以应当根据提高的定时准确度预料到译码器性能的较小的改善。注意在这一阶段尚未检测到在行23中是否有WSS。

现在得到了定时关系，数据位被二相解调器和数据加数据可靠性估算器13A进行二相码解调，以便产生14个位和14个违例标记。RMS干扰测量电路19根据从互相关器11A接收的信息将阈值Γ提供给解调器13A。行23WSS检测电路21根据从解调器13A接收的信息将检测信号L23提供给接口17。

解调器13A所执行的解调处理如图7所示。注意虽然画出单根线，但执行的是多位处理，以便通过最大限度地利用WSS信号的信号能量来提高可靠性。每一二相编码数据位由6个字节组成。这6个字节被分成各3个字节的两个半字节。计算各半字节中字节的和。为此将输入位传送给具有两个延迟单元71、73的延迟线，每一单元延迟一个字节的持续时间T。延迟单元71的输入以及延迟单元71、73的输出传送给加法器75。根据本发明，由于多位数据的这一相加，导致在接收数据中能量的集中，所以减少了任何的噪声，于是准确度取决于A/D变换器9A分配给每一样值的位的数目。过去对3个连续的被限幅位执行多数决定，这在减轻噪声对译码处理可靠性的影响上效果很不理想。

通过从第一半字节中减去第二半字节来对数据进行估算。为此，加法器75的输出被延迟电路77延迟3T并被反相器79反相。延迟电路77和反相器79的输出传送给加法器81。其结果的符号就是数据估算。为了确定这一估算，加法器81的输出传送给第1逻辑电路83，如果该输出大于0，第一逻辑电路83就认为数据位di是“1”，在其它情况下就认为数据位是“0”。第二逻辑电路85根据加法器81的输出确定违例标记Vi。如果该输出在阈值Γ之下，违例标记Vi就是“1”，在其它情况下违例标记是“0”。现在把注意力集中到如何对数据可靠性进行估算上，这一处理如图6所示，以便获得阈值Γ。

现在回到确定字同步WS的时刻。在该时刻，在接收机中，接收的扩展起始码resc和复制品Vesc之间有良好的一致性。被接收的扩展起始码可由以下公式来模仿：

r_esc＝Sesc+d                   (3)

其中

Sesc＝A·Vesc+C，A代表振幅，C代表公共电平，而

d代表在信道中的包括相像的符号间干扰(ISI)、噪声、同信道干扰(CCI)、单载波干扰等的干扰。S.Dinsel和E.Sipek的由1985年4月210期的《EBU(欧洲广播联盟)评论-技术(EBU Review-Technical)》重新刊载的论文“电视中的频偏-理论和应用(Freqnency offset in television-theory and application)”已描述了CCI。

如何能获得对干扰的估算？这可通过从接收信号中减去复制品来得到。当然，在实际上能够进行减法运算之前应估算振幅和公共电平。此外，为了使振幅的计算非常简单，采用扩展起始码的由28个样值组成的无直流的子集，即二进制符号的

Vesc，无直流＝〔-，-，-，+，+，+，-，-，-，+，+，+，+，-，-，-，+，+，+，+，-，-，-，-，-，+，+，+〕(4)

可以看出在(4)中没有在(2)中给出的扩展起始码的最后两个符号“+”。用以下公式来估算振幅A：

A＝(Vesc，_无直流·r_{esc，无直流})/28                (5)用以下公式来估算公共电平C： $\hat{C}=\frac{\underset{i=1}{\overset{28}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{escdc}-\mathrm{free}}}{28}----\left(6\right)$ 将要被减去的复制品就是接收信号的估算，由以下公式给出：S＝A·Vesc，_无直流+C                 (7)干扰的估算由下式给出：d＝r_{esc，无直流}-S                    (8)RMS干扰的良好估算由下式得到： ${\widehat{\mathrm{\σ}}}_d=\frac{\underset{i=1}{\overset{28}{\mathrm{\Σ}}}\left|{\hat{d}}_i\right|}{28}----\left(9\right)$

如果干扰具有随机性质，则RMS干扰的这一估算的质量就可用其概率密度函数(PDF)来描述。只要di具有相同的PDF并且不是相关的，则根据集中限制理论，有关干扰的PDF的知识就不是重要的。σ_d的PDF大约是具有平均值σ_|d|和方差σ² _|d|/28的高斯分布。注意同样由定时误差引入的ISI将增大RMS干扰。定时误差越大，RMS干扰越大。这是所希望的。

如果假定主要干扰将是加性白高斯噪声(AWGN)，则可以将这一知识应用于公式9。于是得到以下表达式： ${\widehat{\mathrm{\σ}}}_{d.G}=\sqrt{\frac{\mathrm{\π}}{2}}\frac{\underset{i=1}{\overset{28}{\mathrm{\Σ}}}\left|{\hat{d}}_i\right|}{28}----\left(10\right)$

估算σ_d，G的平均值和方差与di的方差直接有关，即平均值是σ_d而方差是πσ² _d/(2.28)。

现在得到了RMS干扰的估算。从该RMS干扰获得阈电平Γ。

Γ＝zσ_d，G                                      (11)

σ_d，G已利用公式(10)得到，z是常数。z较好的实际值是2。如图7所示，该阈电平被用来估算每一数据位的可靠性。如果数据样值的绝对值在该阈电平之内，就置位相应的违例标记，否则复位该违例标记。此时已得到了14个数据位和14个相应的违例位。

现在可以回答这样的问题了：行23中是否有WSS？使用以下方法。计算违例标记的数目。假定这一数目等于V。如果V≤n，n是元素{0，1，……7}，则WSS在行23中被检测到，否则就没有被检测到。n的实际值是3。这一WSS检测方法可以与对宽高比位的奇偶校验的检查结合在一起。

参看图6，上述原理被如下地具体化。图5的A/D变换器9A的多位输出信号被提供给合适的互相关器23，互相关器23包括具有29个延迟单元T₁……T₂₉的延迟线，其30个抽头相应于全扩展起始码ESC的30个符号。通过反相(利用反相器I1，I2，I3……)被认为提供扩展起始码中的负符号的所有抽头(当扩展起始码确实存在时)来实现互相关。加法器27求和相应于无直流扩展起始码的28个符号的28个抽头，而加法器25求和相应于30个符号的全扩展起始码的剩余2个符号的2个抽头。加法器29求和加法器25、27的输出。被扩展起始码窗口信号ESC-W启动的全局最大值确定电路31在被接收的符号串与扩展起始码的符号串一致的时刻提供字同步信号WS。

根据公式5，在除法器33中用数值28除加法器27的输出就得到振幅A。根据公式6，公共电平C利用加法器35和除法器37来得到，其中加法器35求和延迟线T₁……T₂₇的28个抽头，不反相相应于扩展起始码中的负符号，除法器37用数值28除加法器35的输出。

利用减法器S₁……S₂₈从延迟线T₁……T₂₈的28个抽头中减去(见公式8)振幅A和公共电平C之和(见公式7)，各减法器的输出被提供给相应的绝对值确定电路AV₁……AV₂₈，以便获得公式9中的|di|值。这些|di|值被加法器39求和，其输出被提供给算术电路41以便获得符合公式10的σ_d，G。算术电路41的输出被提供给被字同步信号WS同步的缓冲器43。

在这一部分中详细地表示和描述了新原理的WSS译码器的最佳实施例。利用所说明的在多位信号中的能量的集中而不是利用仅被限幅的信号实现了高准确度和噪声的减少。由于对每一数据位di，依赖于被确定的干扰来确定违例标记Vi，所以如图6所示的干扰的确定产生了接收数据可靠性的非常有用的指示。

4.新WSS译码器的延伸：防止FM喀呖声或尖峰噪声的电路

现在开始说明FM喀呖声(或尖峰噪声)如何能够干扰WSS信号。图9给出一个例子。它表示影响WSS信号的第9个位的FM喀呖声FMC(实线)。假定要被第10个位进行传送的信息是1(虚线)。如果采用低通滤波和进行二相码解调，则如图10所示，在接收机中是0(实线)而不是所发送的1(虚线)被估算。如果接收信号不被或受到其它类型的损害的轻微干扰，则干扰阈电平就非常小。因此，很可能这一误差没有利用违例标记进行标识，所以会造成在TV接收机中不正确的转换。希望提供手段来防止这种不正确的转换。

能够检测或较好地标识FM喀呖声的出现的实现的方框示意图如图8所示。利用图9、图10和图11的例子的帮助来说明其操作。正如在图7的实施例中那样，首先估算数据位(见图10)，该数据位在该例子中是第9个数据位。这一数据估算的结果di送至FM喀呖声检测器87的输入端I1。根据二相解调器，两个中间结果(分别是延迟电路77的输出和输入)分别送至FM喀呖声检测器87的上和下方框89、91的输入端I2。这两个中间结果可被看作是构成二相码的两个半符号的振幅和(能量集中)的相应结果。在该例子中，第9个数据位已被估算为0，所以I1＝0。因此FM喀呖声检测器87将进行以下的测试(即在方框89、91中的逻辑陈述的否则部分)：

-如果第一中间结果I2(输出77)大于HL(高电平)，则上方框89输出1，否则输出0。该例子的结果是1。

-如果第二中间结果I2(输入77)小于LL(低电平)，则下方框91输出1，否则输出0。该例子的结果是0。

在该例子中，FM喀呖声检测器中的两个方框之一输出1。这就意味着接收喀呖声检测器87上下方框89和91的输出和逻辑电路85的输出的“或”电路93至少具有一个“1”输入，因此第9个违例标记将被置位，将第9个位标记为不可靠的。

在这一实现中已分别将HL和LL选成等于3(C+A/2)和3(C-A/2)，这不是严格必需的，只是优选的。

在以下各部分中讨论有关该新原理的WSS译码器的性能的模拟和测量结果。

5.译码器的模拟性能

图5、图6和图7的方框示意图已在模拟模型中被实现。该模型的某些图形结果被表示在图12、图13和图14中，它们分别表示WSS信号的眼孔图样、利用了阈电平的干扰估算以及数据和数据可靠性估算处理。由图13可见干扰估算(用ED来表示)对造成ISI的定时抖动或定时容限敏感。箭头P表示因定时抖动(或容限)造成的尖峰。

只对AWGN(平均白高斯噪声)信道模拟新原理的WSS译码器的性能。该性能用两种概率来表述：

1.行23的WSS将会被否决(reject)的概率：P〔否决〕。

2.在一特定WSS位中的位出错的概率：P〔位错〕。

这两种概率都将相对于信噪比(SNR)来被表示。SNR在附录A中被定义。图15相对于SNR表示性能(粗定时估算)。垂直轴表示概率P，水平轴以dB(分贝)为单位表示图象的信噪比SNR。在图中，P〔r〕表示P〔否决〕，P〔be〕表示P〔位错〕。在图15中，模拟的结果用“x”符号来表示。由于计算的工作量，只有P〔否决〕已根据模拟来获得。在约8dB的SNR处P〔否决〕的概率＝1/2。这一数值是SNR下限的实际度量，译码器在该SNR下仍相当快地译码WSS信息。低于这一数值，WSS译码器的性能(和速度)将非常快地降低。

图15中的实线、点划线、点线和短划线分别给出P〔否决〕、1-P〔否决〕、P〔位错〕和P〔位错〕/(1-P〔否决〕)的计算值，这些计算值都是根据在本说明书中将不被强调的数字模型来得到的。

“○”和“”符号分别给出新原理的WSS译码器的P〔否决〕和P〔位错〕(以及P〔位错〕)/(1-P〔否决〕)的测量性能。可惜的是，模拟结果和支持模拟结果的测量结果之间约3dB的差值是由于使用了截止频率为1MHz的低通滤波器而不是第3部分中所述的理想滤波器而造成的。但是，这些曲线似乎相对于SNR有恒定的3dB的差值，这就可假定调整该滤波器将解决该差值。这一点最近已被证实。

在图16中相对于SNR表示新原理的WSS译码器的性能，该译码器采用立方内插来改善定时估算(精定时估算)。“x”符号代表P〔否决〕的模拟结果。差值性能曲线来自数字模型。如果比较精定时(内插)与粗定时的性能，发现在P〔否决〕＝1/2处存在支持精定时的约0.5dB的差值。我们可以问自己下面的问题：性能方面0.5dB的改善足以是额外硬件开销的依据吗？

6.译码器的测量性能

在上一部分中，已相对于噪声表示了新的WSS译码器的测量性能(见图15)。在本部分我们将注意力集中在相对于除噪声外的其它类型干扰的性能结果上。

以下对于不同类型的干扰给出测量结果的概括说明：

-回波。

最大允许电平约是-4dB至-9dB，该数值强烈依赖于回波的延迟和同步分离器的性能。

-同信道干扰(CCI)。

CCI的最大允许电平只由同步分离器的性能来确定。

-单载波干扰。

已给信道增加了就图象载波而言具有867KHz频偏的单载波干扰。具有867KHz的频率的干扰是在行23中无WSS信号的情况下最坏的选择(见图3中WSS信号的PSD)，即使对于图象载波为+10dB的干扰电平时也不能接通WSS译码器。在具有如上所述相同频偏的单载波干扰但行23中有WSS信号的情况下，译码器在对于图象载波为-2dB的电平处开始失效。

-VHS和SVHS录像机(VCR)。

已利用还包括传输信道的若干VHS和SVHS记录的重放以及还利用这些记录的复制品的重放对WSS译码器进行了测试。多个参数在重放期间被调谐，这些参数中最重要的是锐度控制和跟踪调整。除在行23已被移至另一行的意义上具有不可恢复故障的重放外，译码器能够以中上等的性能译码所有的重放。

根据以上的结果和在本领域的经验，我们知道该WSS译码器对类似行倾斜、卫星色散(dispersal)(25Hz)和低频干扰等的低(和高)频失真不敏感。原因是在该译码器中采用了二相码解调，所以实际数据样值没有低频分量。二相码解调器意味着不必包括限幅器电路。为了工作良好，这种限幅器具有确定是数据峰-峰振幅的一半的电压电平的装置。这种限幅器对低频失真非常敏感。

7.结论

已描述了宽屏幕信令译码器的新原理。所采用的方法与普通译码器的很不相同。这一新原理的WSS译码器的要点在于用于字同步的互相关技术、二相码解调以及利用了RMS干扰阈值的数据和数据可靠性估算技术。在该新原理的WSS译码器中这三种技术的组合能够非常好地克服在电视信道中遇到的、包括VHS和SVHS录像机的记录重放时遇到的所有类型的干扰。

附录A：信噪比的定义

对于复合视频基带信号(CVBS)来说，图象信噪比(SNR)的定义有若干种。在本说明书的范围内，将图象信噪比定义为在5MHz的图象带宽(PAL B/G)内未被加权的图象信噪比。即 $\mathrm{SNR}=10\·\log \left(\frac{{\left(0.7\mathrm{Volt}\right)}^2}{{{\∫}_0}^{B_v}N\left(f\right)\mathrm{df}}\right)----\left(A1\right)$

其中

-0.7伏是在CVBS中的尖峰黑和白电平振幅之差。

-图象带宽Bv＝5MHz。

-N(f)是在CVBS中的噪声的单边功率谱密度。

对于PAL I制电视接收机，A.P.Robinson发表于1987年英国的英国广播公司研究部的“技术报告1987/23(Technical Report1987/23)”上的论文“I制电视接收机的图象载波噪声比和图象信噪比之间的关系(The relationship between vision carrier-to-noise ratio and picture signal-to noise ratio in a system Itelevision receiver)”已彻底地讨论了SNR和图象载波噪声比(CNR)之间的关系。对于PAL B/G制的电视接收机，这一关系有些不同，它是：

CNR＝SNR+6.8dB                             (A2)

这里假定噪声功率谱密度在所关心的频带内是平坦的。SNR和天线输入电压之间的关系与所使用的调谐器的类型有关(噪声值)。以dB为单位的图象SNR与以dBμV为单位的天线输入电压电平的关系曲线的例子如图17所示。

应当指出上述各实施例是说明而不是限制本发明，本领域的普通技术人员能够在不超出所附权利要求的范围的条件下设计许多替代的实施例。例如，所描述的译码PAL plus电视信号的WSS信号的方法还可被用来更可靠地译码VPS信号。所描述的方法可进一步被用来译码至少具有起始码或同步字部分和数据部分的任何其它数据信号。具体来说，可有利地对NRZ(不归零)编码的图文电视信号(TXT)进行译码。在各权利要求中，置于括号之间的任何标号不应被解释为限制该权利要求。本发明可用包括若干不同单元的硬件和恰当地编程的计算机来实施。本发明被有利地应用于视频信号接收设备(例如电视机或录像机)，以便处理包括数据信号部分的视频信号，除A/D变换器9A、互相关电路11A、RMS干扰测量电路19以及代码解调器13A外，该视频信号接收设备还包括视频信号处理电路，该视频信号处理电路依赖于被解调的数据信号对视频信号进行处理来获得可在显示设备(例如CRT(阴极射线管))上显示或可被磁带录像机中的记录机构记录的被处理视频信号。例如，该视频信号处理电路可以依赖于宽高比位3210进行操作，利用任何相应的偏转调整，以便在4∶3信号的视频信号处理和16∶9信号的视频信号处理之间转换，正如当前在宽高比16∶9的接收机中所采用的。

Claims (11)

1.一种对具有至少一个起始码或同步字部分(SC)和一个数据部分(A R..R)的二进制数据信号进行译码的方法，该方法包括以下步骤：

将二进制数据信号变换(模数转换)为至少具有至少一个起始码或同步字部分(SC)和一个数据部分(AR..R)的多位取样值序列；该方法的特征在于还包括以下步骤：

处理该多位取样值序列来获得表示同步信息的字同步信号(WS)的处理步骤；

从该多位取样值序列的至少起始码或同步字部分(SC)中获得干扰测量相关阈值信号(Γ)的获得步骤；以及

代码解调步骤，该步骤根据字同步信号(WS)对多位取样值序列的数据部分(AR..R)进行代码解调，获得被解调的数据信号(di)，干扰测量相关阈值信号(Γ)被用来根据被解调的数据信号(di)获得可靠性表示(Vi)。

2.权利要求1的译码方法，其特征在于，其中的代码解调步骤包括从多位取样值序列中获得信令信息存在信号(L23)的另一步骤，信令信息存在信号(L23)指出是否存在二进制数据信号。

3.权利要求1的译码方法，其特征在于，其中的处理步骤包括使多位取样值序列的多位互相关，以便获得字同步信号的步骤。

4.权利要求1的译码方法，其特征在于，其中所述代码解调步骤(13A，21)还包括以下步骤：

根据被解调的信令数据估算信令信息数据(di)；以及

根据干扰测量相关阈值信号(Γ)，从被解调的数据信号估算信令信息可靠性(vi)。

5.权利要求4的译码方法，其特征在于，其中所述代码解调步骤包括检测在所述多位取样值序列中FM喀呖声或尖峰噪声的出现，以便获得检测信号的另一步骤，其中所述信令信息可靠性(Vi)根据所述检测信号来获得。

6.权利要求1的译码方法，其特征在于，其中干扰测量相关阈值信号(Γ)通过以下步骤来获得：

确定接收的所述二进制数据信号的扩展起始码部分的幅度(A)和公共电平(C)；

根据所述幅度(A)和公共电平(C)确定所述信令信息的所述扩展起始码部分的复制品；

从接收到的所述信令信息的所述扩展起始码部分中减去所述复制品来获得干扰估算；以及

处理所述干扰估算来获得所述干扰测量相关阈值信号(Γ)。

7.权利要求6的译码方法，其特征在于，其中只有所述扩展起始码部分的无直流部分被用来获得所述干扰测量相关阈值信号(Γ)。

8.权利要求1的译码方法，其特征在于，其中所述二进制数据信号包含在模拟电视信号中，以便按照模拟电视信号来控制译码、记录或其它处理操作。

9.一种对具有二进制信令信息的模拟电视信号进行译码从而控制译码操作的译码装置，该装置包括：

将模拟电视信号变换为包括对应于模拟电视信号的信令信息部分的多位信令信息取样值的多位取样值序列的变换装置(模数转换器)；其特征在于还包括：

处理该多位取样值序列从多位信令信息取样值获得字同步信号(WS)的处理装置(11A)，字同步信号(WS)表示信令同步信息；

从该多位取样值序列中获得干扰测量相关阈值信号(Γ)的获得装置(19)；以及

根据字同步信号(WS)对多位信令信息的取样值序列进行代码解调的代码解调装置(13A)，获得被解调的信令数据(di)，干扰测量相关阈值信号(Γ)被用来根据被解调的信令数据(di)获得可靠性表示(Vi)。

10.权利要求9的译码装置，其特征在于：

其中二进制信令信息(WSS)具有至少一个起始码或同步字部分(SC)和一个数据部分(AR..R)；

变换装置(模数转换器)将二进制信令信息(WSS)变换成具有至少一个起始码或同步字部分(SC)和一个数据部分(AR..R)的多位取样值序列；

获得装置(19)从多位取样值序列的至少起始码或同步字部分(SC)获得干扰测量相关阈值信号(Γ)；以及

代码解调装置(13A)根据字同步信号(WS)对多位取样值序列的数据部分(AR..R)进行解调，获得被解调的信令数据(di)。

11.权利要求9的译码装置，其特征在于还包括：

根据被解调的信令数据(di)处理该模拟电视信号以便获得被处理的视频信号的处理装置；以及

显示或记录被处理的视频信号的显示装置。

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