JPH0683581B2

JPH0683581B2 - インバ−タ

Info

Publication number: JPH0683581B2
Application number: JP62133927A
Authority: JP
Inventors: 一行荻原
Original assignee: Sawafuji Electric Co Ltd
Current assignee: Sawafuji Electric Co Ltd
Priority date: 1987-05-29
Filing date: 1987-05-29
Publication date: 1994-10-19
Anticipated expiration: 2009-10-19
Also published as: JPS63302770A

Description

【発明の詳細な説明】【産業上の利用分野】

本発明は、トランジスタをブリッジに組んで構成したイ
ンバータにおいて、該トランジスタを過電圧から保護す
るようにしたインバータに関するものである。

【従来の技術】

第３図に従来のインバータのブロック図、第４図にその
詳細を示す。これらの図において、１はコンデンサ、Ａ
はインバータ、12は負荷、25は否定回路、26はクロック
端子、O₁，O₂は出力端子である。クロック端子26から
は、負荷12に供給したい交流の周波数（例えば、50ヘル
ツとか60ヘルツとか）に対応したクロック信号が入力さ
れる。このインバータは、次のように動作する。〔１〕クロック端子26から供給されるクロック信号がハ
イ（「１」）の時。この時は、ハイの値が抵抗18を経てトランジスタ15のベ
ースに与えられ、トランジスタ15,14がオンとされる。
抵抗16,17はバイアス用抵抗である。否定回路25があるため、トランジスタ22のベースにはロ
ー（「０」）の値が与えられるので、トランジスタ22,2
3はオフである。さて、トランジスタ14がオンされると、入力直流電源の
正端子からトランジスタ７のエミッタ→同ベース→抵抗
10→トランジスタ14→入力直流電源の負端子の経路でト
ランジスタ７のベース電流が流れるから、トランジスタ
7,8がオンする。抵抗６は、バイアス用抵抗である。その結果、入力直流電源の正端子→トランジスタ８→負
荷12→トランジスタ14→入力直流電源の負端子という経
路で、負荷12には実線の電流が流れる。〔２〕クロック端子26から供給されるクロック信号がロ
ー（「０」）の時。この時は、否定回路25の出力がハイとなり、これが抵抗
19を経てトランジスタ22のベースに与えられ、トランジ
スタ22,23をオンとする。一方、トランジスタ15のベースにはローの値が与えられ
るから、トランジスタ15,14はオフとされる。トランジスタ23がオンすることにより、トランジスタ４
のベース電流が流れ、トランジスタ4,3がオンし、負荷1
2には実線とは逆方向の電流が流れる。以上、〔１〕，〔２〕の動作の繰り返しにより、負荷12
に交流が供給される。なお、抵抗5,11,20,21はバイアス用抵抗である。ダイオ
ード2,9,13,24は、負荷12が誘導性負荷の場合に、負荷
に蓄積されたエネルギーを放出する際の経路を提供する
ための還流ダイオードである。

【発明が解決しようとしている問題点】

（問題点）しかしながら、前記した従来の技術には、負荷が大きな
誘導性負荷の場合、インバータを構成するトランジスタ
に過電圧がかかり、破壊してしまうことがあるという問
題点があった。（問題点の説明）第５図に、負荷が誘導性負荷である場合の、従来のイン
バータの問題点を説明するための波形図を示す。第５図
（イ）は負荷電流の波形、第５図（ロ）は入力電圧つま
りコンデンサ１の両端電圧の波形、第５図（ハ）はトラ
ンジスタ８のエミッタ・コレクタ間電圧の波形、第５図
（ニ）はトランジスタ３のエミッタ・コレクタ間電圧の
波形を夫々示す。今、負荷電流の方向が、第４図の実線の方向からその
逆方向に切り替わる場合の動作を考える。なお、第５図
（イ）の波形中の部分は、第４図の実線の電流に対
応している。クロック信号の値が切り換わり、トランジスタ14をオ
フ，トランジスタ23をオンにする信号が入っても、負荷
12が誘導性であるため、電流の方向は直ぐには逆になら
ない。負荷12に蓄えられたエネルギーにより、依然とし
て負荷12を同方向に通過する電流を流そうとする起電力
が生じ、この起電力によって、還流ダイオード2,コンデ
ンサ1,還流ダイオード24を経由して点線の電流（第５
図（イ）のの部分）が流れるからである。点線の電
流は、コンデンサ１の充電電圧を高める（第５図
（ロ））。高められたコンデンサ１の充電電圧は、トランジスタ８
等にかかることになり（第５図（ハ））、最悪の場合、
それらを破壊してしまう。点線の電流が消失した後、既に発っせられているクロ
ック信号の指示に漸く従い、トランジスタ３→負荷12→
トランジスタ23の経路で逆方向の電流が流れ始める（第
５図（イ）のの部分）。実線とは逆方向の電流が流れていた状態から実線の
方向の電流に切り換わる時も同様であり、この時は、ト
ランジスタ３等に第５図（ニ）の電圧がかかることにな
る。コンデンサ１の充電電圧の上昇によるトランジスタの破
壊を防止する１つの対策として、コンデンサ１の容量を
大にすることが考えられる。容量を大にすれば、点線
の電流が流れても充電電圧はさして上がらず、トランジ
スタの破壊は防止出来るからである。しかし、コンデンサ１の容量を大にすると、なるほどト
ランジスタの破壊は防止出来るものの、別の新たな問題
点が出て来る。それは、負荷12が短絡した時、トランジ
スタにその電流定格を越える過大なラッシュカレントが
流れて、やはりトランジスタを破壊してしまうという問
題点である。これを避けるためには、コンデンサ１の容
量をむやみに大きくするわけにはいかない。また、容量
を大きくすると値段も高くつくこととなり、コスト的に
も好ましくない。従って、コンデンサ１の容量を大にするというのではな
く別の手段を講じることにより、トランジスタに過電圧
がかからないようにすることが望まれていた。本発明は、以上のような問題点に鑑みてなされたもので
ある。

【問題点を解決するための手段】

前記問題点を解決するため、本発明のインバータでは、
コンデンサ１の電圧がトランジスタに悪影響を与えない
ところの所定値に達するまでは点線の電流が流れるこ
とを許すが、それ以後は許さず、他の経路を流れされて
残りのエネルギーを放出させるとの観点に立ち、次のよ
うな手段を講じた。即ち、本発明では、入力直流電源の一方の端子と負荷と
の間に接続され且つエミッタ・コレクタ間に並列に還流
ダイオードが接続された第１の対のトランジスタと、入
力直流電源の他方の端子と負荷との間に接続され且つエ
ミッタ・コレクタ間に並列に還流ダイオードが接続され
た第２の対のトランジスタと、前記第２の対のトランジ
スタの夫々を交互にオンせしめる信号を発する手段とを
有し、前記第２の対のトランジスタの夫々が交互にオン
することにより、前記第１の対のトランジスタの内の対
応する夫々が交互にオンされ、負荷に交流を供給するよ
うにしたインバータにおいて、入力電圧が所定値に達し
たか否かを検出する入力電圧検出回路と、入力電圧が前
記所定値に達した時前記第１の対のトランジスタを導通
状態に保持するトランジスタ導通保持回路と、同じく入
力電圧が前記所定値に達した時前記第２の対のトランジ
スタを非導通状態に保持するトランジスタ非導通保持回
路とを備えることとした。

【作用】

入力電圧検出回路は、入力電圧が、インバータのブリッ
ジを構成するトランジスタに悪影響を与えない範囲内の
所定値に達したことを検出する。トランジスタ導通保持回路とトランジスタ非導通保持回
路は、両者相まって、入力電圧が前記所定値を越えた
時、前記第１の対のトランジスタを導通状態に保持し
て、誘導負荷の蓄積エネルギーの放出経路を提供する。

【実施例】

以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明す
る。（構成）第１図に、本発明の実施例にかかわるインバータのブロ
ック図を示し、第２図にその詳細図を示す。第１図，第
２図において、第３図，第４図と同じ符号のものは、第
３図，第４図と同じものである。そして、Ｂは入力電圧
検出回路、Ｃはトランジスタ導通保持回路、Ｄはトラン
ジスタ非導通保持回路である。入力電圧検出回路Ｂは、入力電圧つまりコンデンサ１の
両端電圧を検出するための回路である。抵抗32,33で入
力電圧を分圧し、抵抗34,35およびオペアンプ37等で構
成されるコンパレータで基準電圧36と比較する。入力電
圧検出回路Ｂは、入力電圧が所定値より大の時ハイの値
を出力し、小の時ローの値を出力する。トランジスタ導通保持回路Ｃは、インバータのブリッジ
の各辺を構成する４箇所のトランジスタの内、クロック
信号によって直接オンオフされるのではない箇所のトラ
ンジスタ（トランジスタ3,4,7,8）を、導通（オン）状
態に保持するための回路である。入力電圧が所定値より
大になると、つまり入力電圧検出回路Ｂからハイの出力
が出ると、トランジスタ42がオンする。その結果、トラ
ンジスタ４のベース電流が、トランジスタ４のエミッタ
→同ベース→抵抗39→ダイオード41→トランジスタ42と
いう経路で流れ、トランジスタ4,3がオンにされる。同
様にして、トランジスタ７のベース電流が、トランジス
タ７のエミッタ→同ベース→抵抗38→ダイオード40→ト
ランジスタ42という経路で流れ、トランジスタ7,8がオ
ンにされる。なお、43,44は抵抗、45はダイオードであ
る。トランジスタ非導通保持回路Ｄは、インバータのブリッ
ジの各辺を構成する４箇所のトランジスタの内、クロッ
ク信号によって直接オンオフされる箇所のトランジスタ
（トランジスタ14,15,22,23）を、非導通（オフ）状態
に保持するための回路である。入力電圧が所定値より大
になると、つまり入力電圧検出回路Ｂからハイの出力が
出ると、トランジスタ29がオンする。トランジスタ29が
オンすると、クロック端子26から入力されて来て、トラ
ンジスタ15あるいは22をオンさせようとする信号は、全
てトランジスタ29の方に流れて行ってしまう。結局、ト
ランジスタ14,15,22,23はオフに保持される。即ち、ク
ロック信号がハイの時、そのハイの信号はダイオード27
→トランジスタ29→アースへと流れ去り、クロック信号
がローの時、否定回路25の出力側に現れたハイの信号
は、ダイオード28→トランジスタ29→アースへと流れ去
ってしまう。なお、30,31は抵抗、46はダイオードであ
る。（転流時の動作）さて、以上のように構成されたインバータにおける電流
方向切り換えの動作は、次の通りである。負荷12が誘導性の負荷である場合、実線の電流の後、
点線の電流が流れ始めることは従来と同じである。従
来と異なる点は、負荷12に蓄えられたエネルギーが全て
放出されるまで点線の電流を流れ続けさせるのではな
く、コンデンサ１の電圧が所定値に達するまでは流し、
それ以後は流さないようにした点である。点線の電流が流れ、コンデンサ１の電圧が上昇して来
て所定値（この値は、抵抗32,33の比と基準電圧36の値
によって決まってくる）になると、入力電圧検出回路Ｂ
よりハイの出力が出る。すると、トランジスタ導通保持
回路Ｃのトランジスタ42がオンになり、トランジスタ3,
4,7,8をオン状態に保持する。また、トランジスタ非導
通保持回路Ｄのトランジスタ29がオンになり、トランジ
スタ14,15,22,23をオフ状態に保持する。その結果、点線の電流は、負荷12→還流ダイオード２
→トランジスタ８→負荷12の経路を流れる循環電流とな
って、エネルギーを放出する。従って、コンデンサ１の
電圧は所定値以上には上がらず、トランジスタに過大な
電圧がかかることはなくなる。電流が、実線とは逆方向から実線の方向に切り換わ
る時の動作も同様であり、コンデンサ１が所定電圧まで
充電された後は、負荷12→還流ダイオード９→トランジ
スタ３→負荷12という経路で循環電流が流れ、エネルギ
ーが放出されることになる。なお、上記の循環電流が消失した後、クロック信号によ
り既に指示されているところの方向である反対方向に、
電流は流れ始める。

【発明の効果】

以上述べた如く、本発明によれば、負荷12として誘導性
の負荷が接続されたとしても、コンデンサ１の電圧が過
大に上昇することがなく、トランジスタが過電圧により
破壊されることがなくなった。

【図面の簡単な説明】第１図…本発明の実施例にかかわるインバータのブロッ
ク図第２図…本発明の実施例にかかわるインバータの詳細図第３図…従来のインバータのブロック図第４図…従来のインバータの詳細図第５図…従来のインバータの動作を説明するための波形
図図において、１はコンデンサ、12は負荷、Ａはインバー
タ、Ｂは入力電圧検出回路、Ｃはトランジスタ導通保持
回路、Ｄはトランジスタ非導通保持回路、25は否定回
路、26はクロック端子である。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力直流電源の一方の端子と負荷との間に
接続され且つエミッタ・コレクタ間に並列に還流ダイオ
ードが接続された第１の対のトランジスタと、入力直流
電源の他方の端子と負荷との間に接続され且つエミッタ
・コレクタ間に並列に還流ダイオードが接続された第２
の対のトランジスタと、前記第２の対のトランジスタの
夫々を交互にオンせしめる信号を発する手段とを有し、
前記第２の対のトランジスタの夫々が交互にオンするこ
とにより、前記第１の対のトランジスタの内の対応する
夫々が交互にオンされ、負荷に交流を供給するようにし
たインバータにおいて、入力電圧が所定値に達したか否かを検出する入力電圧検
出回路と、入力電圧が前記所定値に達した時前記第１の対のトラン
ジスタを導通状態に保持するトランジスタ導通保持回路
と、同じく入力電圧が前記所定値に達した時前記第２の対の
トランジスタを非導通状態に保持するトランジスタ非導
通保持回路とを備えたことを特徴とするインバータ。