JPH0662581A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】入出力とも電流連続モードとして電流性ノイズ
の低減を図ったスイッチング電源回路を提供することを
目的とする。 【構成】直流電圧源Ｖ1 の正側端子１に第１のインダク
タンス素子Ｌ1 の一端が接続され、直流電圧源Ｖ2 の負
側端子２に第２のインダクタンス素子Ｌ2 の一端が接続
されている。インダクタンス素子Ｌ1 の他端は、第１の
スイッチング素子Ｓ1 と第１のダイオードＤ1 の並列回
路を介して交流出力端子３に接続され、インダクタンス
素子Ｌ2 の他端は、第２のスイッチング素子Ｓ2 と第２
のダイオードＤ2 の並列回路を介して交流出力端子３に
接続されている。ダイオードＤ1 は出力側がアノードで
あり、ダイオードＤ2 は出力側がカソードである。イン
ダクタンス素子Ｌ1 ，Ｌ2 の他端間にはコンデンサＣが
接続されている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、スイッチング制御に
よりＤＣ／ＡＣ変換またはＡＣ／ＤＣ変換を行うスイッ
チング電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路の一つとして、図
５に示すようなパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を利用した
インバータ回路が知られている。負荷ＲL につながるイ
ンダクタンス素子Ｌに、直流電圧源Ｖ1 の正側端子がス
イッチング素子Ｓ1 とダイオードＤ1 の並列回路を介し
て接続され、同様にインダクタンス素子Ｌに直流電圧源
Ｖ2 の負側端子がスイッチング素子Ｓ2 とダイオードＤ
2 の並列回路を介して接続されている。スイッチング素
子Ｓ1 ，Ｓ2 は、例えば通常のＮＰＮバイポーラトラン
ジスタであって、オンのときも図の上から下方向にしか
電流が流れない単方向スイッチである。

【０００３】この回路では、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ
2 のオン，オフ制御により、直流電圧源Ｖ1 ，Ｖ2 によ
るインダクタンス素子Ｌの励磁と蓄積エネルギー放出が
交互に繰り返される。即ちまず正側のスイッチング素子
Ｓ1 がオンすると、このスイッチング素子Ｓ1 を介して
電圧源Ｖ1 からインダクタンス素子Ｌを励磁する電流Ｉ
1 が供給される。そして正側のスイッチング素子Ｓ1 が
オフ，負側のスイッチング素子Ｓ2 がオンになると、イ
ンダクタンス素子Ｌの慣性電流である電流Ｉ2が、ダイ
オードＤ2 を通して流れる。スイッチング素子Ｓ2 は前
述のように単方向であるため、オン駆動されてもこの電
流Ｉ2 は流れることができず、従ってダイオードＤ2 を
流れることになる。このようなスイッチング制御を、時
間と共に開閉比が所定の変化を示すようにＰＷＭ制御と
することによって、交流出力が得られる。この時、直流
電圧源Ｖ1 ，Ｖ2 からの入力電流Ｉ1 ，Ｉ2 と、インダ
クタンス素子Ｌに流れる出力電流ＩOUT の関係は、図７
のようになる。出力電流の正の半波での直流電圧源Ｖ1
側の入力電流Ｉ1 は、電圧源Ｖ1 からオンのスイッチン
グ素子Ｓ1 を通してインダクタンス素子Ｌに流れる励磁
電流であり、直流電圧源Ｖ2 側の入力電流Ｉ2 は、ダイ
オードＤ2 を通るインダクタンス素子Ｌの慣性電流であ
る。また出力電流の負の半波では、直流電圧源Ｖ2 側の
入力電流Ｉ2 が、直流電圧源Ｖ2 からスイッチング素子
Ｓ2 を通してインダクタンス素子Ｌに流れる逆励磁電流
であり、直流電圧源Ｖ1 側の入力電流Ｉ1 は、ダイオー
ドＤ1 を通るインダクタンス素子Ｌの慣性電流である。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】図７に示すようにこの
インバータ回路は、出力電流ＩOUT はインダクタンス素
子Ｌの平滑化効果により連続的となる。しかし、入力電
流Ｉ1 ，Ｉ2 は図示のように断続モードになるため、こ
れが電流性ノイズの原因となるという問題があった。ま
た図５の回路は、入出力を逆にして、図６に示すように
交流入力とすると、力率改善型のＡＣ／ＤＣコンバータ
回路となる。この場合、交流入力電流ＩINはやはりイン
ダクタンス素子Ｌの平滑化により連続モードとなるが、
出力電流ＩOUT1，ＩOUT2が断続モードとなって、電流性
ノイズの発生源となる。この発明は、入出力とも電流連
続モードとして電流性ノイズの低減を図ったスイッチン
グ電源回路を提供することを目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】この発明に係るスイッチ
ング電源回路は、直流電圧の正側端子に一端が接続され
た第１のインダクタンス素子と、この第１のインダクタ
ンス素子の他端と交流端子の間に接続された交流端子側
をアノードとする第１のダイオードと、前記直流電圧の
負側端子に一端が接続された第２のインダクタンス素子
と、この第２のインダクタンス素子の他端と前記交流端
子の間に接続された交流端子側をカソードとする第２の
ダイオードと、前記第１のインダクタンス素子と第１の
ダイオードの接続ノードと前記第２のインダクタンス素
子と第２のダイオードの接続ノードとの間に介在させた
コンデンサと、前記第１のダイオードに並列接続されて
時間と共に変化する開閉比でオン，オフ制御される第１
のスイッチング素子と、前記第２のダイオードに並列接
続されて時間と共に変化する開閉比でオン，オフ制御さ
れる第２のスイッチング素子とを備えたことを特徴とし
ている。

【０００６】

【作用】この発明に係るスイッチング電源回路は、ＤＣ
／ＡＣインバータの場合を説明すれば、従来回路で出力
側にあったインダクタンス素子を二つに分けて、これら
をそれぞれ正負の直流電圧入力側に配置し、かつこれら
インダクタンス素子の出力側端子間をコンデンサで結合
したものである。第１，第２のスイッチング素子は従来
と同様にＰＷＭ制御される。定常状態での正の半波を考
えると、第１のスイッチング素子がオンの時の正側の入
力電流は、第１のインダクタンス素子を励磁しながら、
第１のスイッチング素子を介して出力端子から負荷に供
給される。この時同時に、コンデンサの放電電流となる
負側の入力電流が、正側の入力電流と同じ極性で第１の
スイッチング素子を介して出力電流に重畳される。第１
のスイッチング素子がオフ，第２のスイッチング素子が
オンになると、第１のインダクタンス素子の慣性による
正側の入力電流がコンデンサの充電電流として流れ、第
２のダイオードを介して出力端子から負荷に供給され
る。第２のインダクタンス素子の慣性による負側の入力
電流は、やはり第２のダイオードを介して出力電流に重
畳される。負の半波もこれと同様である。即ちこの発明
の回路では、スイッチング素子のオン，オフによるイン
ダクタンス素子の励磁電流および慣性電流を、コンデン
サをそのバイパス経路として連続的に流れるようにして
いる。これにより、電流性ノイズが低減される。入出力
を逆にしたＡＣ／ＤＣコンバータの場合も、同様の原理
で出力電流の連続性が確保される。

【０００７】

【実施例】以下、図面を参照しながらこの発明の実施例
を説明する。図１は、この発明の一実施例に係るインバ
ータ回路である。二つの直流電圧源Ｖ1 とＶ2 が直列接
続され、その接続ノードは接地されている。直流電圧源
Ｖ1の正側端子１に第１のインダクタンス素子Ｌ1 の一
端が接続され、直流電圧源Ｖ2 の負側端子２に第２のイ
ンダクタンス素子Ｌ2 の一端が接続されている。第１の
インダクタンス素子Ｌ1 の他端は、第１のスイッチング
素子Ｓ1 と第１のダイオードＤ1 の並列回路を介して交
流出力端子３に接続されている。第２のインダクタンス
素子Ｌ2 の他端は同様に、第２のスイッチング素子Ｓ2
と第２のダイオードＤ2 の並列回路を介して交流出力端
子３に接続されている。第１のダイオードＤ1 は出力側
がアノードであり、第２のダイオードＤ2 は出力側がカ
ソードである。また第１，第２のスイッチング素子Ｓ1
，Ｓ2 は、例えば図示のようにＮＰＮトランジスタか
らなる単極性スイッチング素子である。第１，第２のイ
ンダクタンス素子Ｌ1 ，Ｌ2 の出力側端子間には大きな
容量のコンデンサＣが接続されている。

【０００８】この実施例のインバータ回路構成が、図５
に示す従来のものと異なる点は、出力側にあったインダ
クタンス素子Ｌを二つに分けて正負の入力側に持ってき
ている点、およびこれら二つのインダクタンス素子間を
コンデンサＣで結合している点にある。

【０００９】この実施例のインバータ回路の動作を次に
説明する。第１，第２のスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 を
ＰＷＭ制御して、直流電圧源Ｖ1 ，Ｖ2 による第１，第
２のインダクタンス素子Ｌ1 ，Ｌ2 の励磁と蓄積エネル
ギー放出を制御することにより交流出力を得るという基
本的な動作は、従来と同様である。図２はこの実施例で
の、二つの直流入力端子１，２から見た入力電流Ｉ1 ，
Ｉ2 と、交流出力電流ＩOUT の波形を示す。図に示すよ
うにこの実施例では、入力電流Ｉ1 ，Ｉ2 がいずれも連
続モードとなっている。

【００１０】入力電流Ｉ1 ，Ｉ2 がこの様に連続モード
となる理由を、図３を参照しながら以下に詳細に説明す
る。図３は、図２の電流波形中の、出力電流ＩOUT の正
の半波での二つの期間ｔ1 ，ｔ2 と、負の半波での二つ
の期間ｔ3 ，ｔ4 を代表的に取出して、各部の電流の流
れる様子を示したものである。二つのスイッチング素子
Ｓ1 ，Ｓ2 が共にオフの初期状態を考えると、コンデン
サＣには、二つの電圧源Ｖ1 ，Ｖ2 の和の電圧Ｖ1 ＋Ｖ
2 が充電されている。この状態からまず、第１のスイッ
チング素子Ｓ1 がオンになると、コンデンサＣの端子が
第１のスイッチング素子Ｓ1 を介して負荷に繋がるため
に、その電位が瞬間的に低下する。この電位低下はほぼ
そのままコンデンサＣの他端側にも伝わる。これによ
り、正電源Ｖ1 側の第１のインダクタンス素子Ｌ1 に
は、図１に示す方向の入力電流Ｉ1 が励磁電流として流
れる。同様に、負電源側Ｖ2 側の第２のインダクタンス
素子Ｌ2 にも、図１に示すように入力電流Ｉ1 と同じ極
性の入力電流Ｉ2 が励磁電流として流れる。この入力電
流Ｉ2 はスイッチングに伴うコンデンサＣの端子電位変
化とその後の放電電流として流れるのであって、直流電
圧源Ｖ2 の存在とは関係なく、正側の入力電流Ｉ1 と同
じ極性となる。正電源側の第１のインダクタンス素子Ｌ
1 を励磁する入力電流Ｉ1 は、この時第２のダイオード
Ｄ2 がコンデンサＣの電圧により逆バイアスされてオフ
であるから、第１のスイッチング素子Ｓ1 を介し、出力
端子３を介して負荷ＲL に出力電流として供給される。
負電源側の第２のインダクタンス素子Ｌ2 を励磁する入
力電流Ｉ2 は、コンデンサＣの放電電流として、コンデ
ンサＣを介し、第１のスイッチング素子Ｓ1 を介して出
力電流に重畳される。図３(a) が、以上に説明した第１
のスイッチング素子Ｓ1 がオンとなっている期間ｔ1 の
電流が流れる様子である。

【００１１】引続き、第１のスイッチング素子Ｓ1 がオ
フ、第２のスイッチング素子Ｓ2 がオンになると（期間
ｔ2 ）、図３(b) に示すような電流が流れる。すなわち
正電源側の電流Ｉ1 は、第１のインダクタンス素子Ｌ1
の慣性電流として、かつコンデンサＣの充電電流として
流れ、第２のダイオードＤ2 を介して出力電流Ｉoutと
なる。同時に、負電源側の電流Ｉ2 は第２のインダクタ
ンス素子Ｌ2 の慣性電流として、同じく第２のダイオー
ドＤ2 を介して出力電流ＩOUT に重畳される。なおこの
期間ｔ2 では、第２のスイッチング素子Ｓ2 がオン駆動
されるが、これは前述のように単極性スイッチであっ
て、図３(b) の電流の向きでは実質的にオフ状態のた
め、電流Ｉ2 はダイオードＤ2 を流れることになる。こ
の様に、コンデンサＣは、第１のスイッチング素子Ｓ1
のオン，オフにより交互に逆方向から電流が流れ込み、
充放電が繰り返される。期間ｔ1 ，ｔ2 は、ｔ1 ＞ｔ2
なる関係を満たしながら、この期間の比が時間と共に制
御されて、ほぼ正弦波状の交流出力が得られることにな
る。またコンデンサＣの両端電圧は、容量が十分大きい
として、ほぼ一定の値、Ｖ1 ＋Ｖ2 を示している。

【００１２】以上の動作において、第１のスイッチング
素子Ｓ1 がオンしているとき、第１のスイッチング素子
Ｓ1 を流れる電流は、ＩS1＝ＩOUT であり、第１のスイ
ッチング素子Ｓ1 がオフしている時、第２のダイオード
Ｄ2 を流れる電流はＩD2＝ＩOUT である。コンデンサＣ
には直流電流は流れないため、第１のインダクタンス素
子Ｌ1 の値が大きいとして、これを流れる電流Ｉ1 は、 Ｉ1 ＝ＩOUT ・ｔ1 ／（ｔ1 ＋ｔ2 ） となる。同様に第２のインダクタンス素子Ｌ2 側を流れ
る電流Ｉ2 は、 Ｉ2 ＝ＩOUT ・ｔ2 ／（ｔ1 ＋ｔ2 ） となる。

【００１３】また、期間ｔ1 の間に前述のように電流Ｉ
1 ，Ｉ2 が同時に第１のスイッチング素子を流れるか
ら、 ＩOUT ＝Ｉ1 ＋Ｉ2 となる。この期間にコンデンサＣに流れ込む電荷量の絶
対値は、 Ｑt1＝Ｉ2 ・ｔ1 ＝ＩOUT ・ｔ1 ｔ2 ／（ｔ1 ＋ｔ2 ） である。一方、期間ｔ2 の間には電流Ｉ1 ，Ｉ2 が共に
第２のダイオードＤ2 を流れて、 ＩOUT ＝Ｉ1 ＋Ｉ2 となる。この期間にコンデンサＣに流れ込む電荷量の絶
対値は、 Ｑt2＝Ｉ1 ・ｔ2 ＝ＩOUT ・ｔ1 ｔ2 ／（ｔ1 ＋ｔ2 ） である。即ち、期間ｔ1 ，ｔ2 にコンデンサＣに流れ込
む電流は互いに逆極性であって、同じ電荷量が充放電さ
れていることになる。

【００１４】次に出力電流ＩOUT の負の半波について見
ると、期間ｔ3 ，ｔ4 の電流の流れは、それぞれ図３
(c) ，(d) のようになる。第２のスイッチング素子Ｓ2
がオンの期間ｔ3 には、第１のダイオードＤ1 がオフで
あるから、図３(c) に示すように、負側電圧源Ｖ2 によ
って、第２のインダクタンス素子Ｌ2 を逆励磁するよう
に電流Ｉ2 が第２のスイッチング素子Ｓ2 を通して出力
端子３側から流れ込むように流れる。この時、第１のイ
ンダクタンス素子Ｌ1 側の電流Ｉ1 は、その前のコンデ
ンサＣの充電電荷の放電電流として、かつ第１のインダ
クタンス素子Ｌ1の逆励磁電流として、やはり第２のス
イッチング素子Ｓ2 を介して流れて、出力電流ＩOUT に
重畳される。引続き、第２のスイッチング素子Ｓ2 がオ
フの期間ｔ4 では、図３(d) に示すように、電流Ｉ2 が
第２のインダクタンス素子Ｌ2 の慣性電流としてコンデ
ンサＣを介し、第１のダイオードＤ1 を介して出力から
流れ込む。同時に、電流Ｉ1が第１のインダクタンス素
子Ｌ1 の慣性電流として同じく第１のダイオードＤ1を
介して出力電流に重畳される。

【００１５】以上のようにしてこの実施例のインバータ
回路では、入力側に分割配置したインダクタンス素子の
慣性とコンデンサの充放電を利用することにより、出力
電流，入力電流共に連続性が保たれ、従って電流性ノイ
ズが効果的に低減される。またこの実施例では、第１，
第２のインダクタンス素子Ｌ1 ，Ｌ2 には同期して同じ
極性の端子電圧が生じるから、これらを同じコアに巻く
ことができ、従ってインバータ回路全体をコンパクトに
構成することができる。

【００１６】図４は、図１の実施例の入出力を逆にし
て、ＡＣ／ＤＣコンバータを構成した実施例である。詳
細な動作説明は省略するが、ＡＣ入力は第１，第２のダ
イオードＤ1 ，Ｄ2 により整流され、正の半波では、第
１のダイオードＤ1 を介してコンデンサＣ1 に充電電流
が、負の半波では第２のダイオードＤ2 を介してコンデ
ンサＣ2 に逆の充電電流が流れて、直流出力が得られ
る。この時、第１，第２のスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2
のオン，オフ制御を行うことにより、出力電圧の安定化
や力率改善ができる。そしてこの実施例でも、正，負の
出力端子にインダクタンス素子Ｌ1 ，Ｌ2 を配置するこ
とによって、その平滑化効果により出力電流の連続性が
確保され、リップルの小さい安定化直流出力を得ること
ができる。

【００１７】

【発明の効果】以上説明したようにこの発明によれば、
インダクタンス素子の分割配置と、そのインダクタンス
素子の電流連続性を保証するコンデンサとの組合わせに
よって、入出力とも電流連続モードとして電流性ノイズ
の低減を図ったスイッチング電源回路を提供することが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の一実施例に係るインバータ回路を
示す図である。

【図２】 同実施例の入出力電流波形図である。

【図３】 同実施例の入出力電流の流れる様子を示す図
である。

【図４】 他の実施例のコンバータ回路を示す図であ
る。

【図５】 従来のインバータ回路を示す図である。

【図６】 図５の入出力を逆にしたコンバータ回路を示
す図である。

【図７】 図５のインバータ回路の動作波形図である。

【符号の説明】

１…正側直流入力端子、２…負側直流入力端子、３…交
流出力端子、Ｖ1 ，Ｖ2 …直流電圧源、Ｌ1 …第１のイ
ンダクタンス素子、Ｌ2 …第２のインダクタンス素子、
Ｓ1 …第１のスイッチング素子、Ｓ2 …第２のスイッチ
ング素子、Ｄ1 …第１のダイオード、Ｄ2 …第２のダイ
オード、Ｃ…コンデンサ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電圧の正側端子に一端が接続された
   第１のインダクタンス素子と、 この第１のインダクタンス素子の他端と交流端子の間に
   接続された交流端子側をアノードとする第１のダイオー
   ドと、 前記直流電圧の負側端子に一端が接続された第２のイン
   ダクタンス素子と、 この第２のインダクタンス素子の他端と前記交流端子の
   間に接続された交流端子側をカソードとする第２のダイ
   オードと、 前記第１のインダクタンス素子と第１のダイオードの接
   続ノードと、前記第２のインダクタンス素子と第２のダ
   イオードの接続ノードとの間に介在させたコンデンサ
   と、 前記第１のダイオードに並列接続されて時間と共に変化
   する開閉比でオン，オフ制御される第１のスイッチング
   素子と、 前記第２のダイオードに並列接続されて時間と共に変化
   する開閉比でオン，オフ制御される第２のスイッチング
   素子と、 を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。