JPH0648635B2 - 誘導加熱装置 - Google Patents
誘導加熱装置Info
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- JPH0648635B2 JPH0648635B2 JP60007747A JP774785A JPH0648635B2 JP H0648635 B2 JPH0648635 B2 JP H0648635B2 JP 60007747 A JP60007747 A JP 60007747A JP 774785 A JP774785 A JP 774785A JP H0648635 B2 JPH0648635 B2 JP H0648635B2
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- Japan
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- voltage
- circuit
- power supply
- switching element
- induction heating
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Description
【発明の詳細な説明】 イ）産業上の利用分野 本発明は発振動作の安全及び安定を図つた誘導加熱装置
に関する。
に関する。
ロ）従来の技術 誘導加熱装置は、交流電源を整流して成る直流電源と、
この直流電源に結合された誘導加熱コイルと、この誘導
加熱コイルとともに共振回路を為す共振コンデンサと、
上記共振回路に結ばれ、この共振回路に共振電流を生成
するためのスイッチング素子と、このスイッチング素子
に逆並列に接続されたダイオードと、から成り、上記ス
イッチング素子をＯＮ、ＯＦＦ制御することにより上記
共振回路に振動電流を生ぜしめ、上記誘導加熱コイルで
高周波交番磁界を発生させるものである。こうした誘導
加熱装置は例えば特公昭５８−１０８３７号に示されて
いる。ところで、このような誘導加熱装置においては、
その電源は交流電源を整流したものであるので定電圧で
はなく脈流状態になつている。このため、スイッチング
素子のＯＮ期間を一定にしていても上記電源電圧の変動
によりスイッチング素子に流れる電流が変化するととも
に、加熱コイルから出力される磁界の強さも変化して不
安定なものになる。最近ではこのような不都合を解決す
る目的で、電源電圧の低いときスイッチング素子のＯＮ
期間長を長くし、電源電圧が高いとき、スイッチング素
子のＯＮ期間長を短かくするものが考えられている。
この直流電源に結合された誘導加熱コイルと、この誘導
加熱コイルとともに共振回路を為す共振コンデンサと、
上記共振回路に結ばれ、この共振回路に共振電流を生成
するためのスイッチング素子と、このスイッチング素子
に逆並列に接続されたダイオードと、から成り、上記ス
イッチング素子をＯＮ、ＯＦＦ制御することにより上記
共振回路に振動電流を生ぜしめ、上記誘導加熱コイルで
高周波交番磁界を発生させるものである。こうした誘導
加熱装置は例えば特公昭５８−１０８３７号に示されて
いる。ところで、このような誘導加熱装置においては、
その電源は交流電源を整流したものであるので定電圧で
はなく脈流状態になつている。このため、スイッチング
素子のＯＮ期間を一定にしていても上記電源電圧の変動
によりスイッチング素子に流れる電流が変化するととも
に、加熱コイルから出力される磁界の強さも変化して不
安定なものになる。最近ではこのような不都合を解決す
る目的で、電源電圧の低いときスイッチング素子のＯＮ
期間長を長くし、電源電圧が高いとき、スイッチング素
子のＯＮ期間長を短かくするものが考えられている。
ハ）発明が解決しようとする問題点 ところが、このような誘導加熱装置では通常電源電圧の
検出の安定化を図るよう電源電圧をコンデンサで保持し
てこの保持電圧の変化を見ていたため電源電圧変化が緩
やかな場合スイッチング素子のＯＮ期間長の制御により
安定動作が行えるが、急峻に立ち上がるスパイク状のパ
ルスが電源電圧に乗つた場合、それに対する処理は遅
れ、例えば電圧レベルがスイッチング素子の耐圧をこえ
るスパイク状のパルスが発生したときにこれが検出出来
ず発振が続けられると、スイッチング素子が破壊される
惧れがあつた。
検出の安定化を図るよう電源電圧をコンデンサで保持し
てこの保持電圧の変化を見ていたため電源電圧変化が緩
やかな場合スイッチング素子のＯＮ期間長の制御により
安定動作が行えるが、急峻に立ち上がるスパイク状のパ
ルスが電源電圧に乗つた場合、それに対する処理は遅
れ、例えば電圧レベルがスイッチング素子の耐圧をこえ
るスパイク状のパルスが発生したときにこれが検出出来
ず発振が続けられると、スイッチング素子が破壊される
惧れがあつた。
ニ）問題点を解決するための手段 本発明では、交流電源を整流して成る直流電源と、この
直流電源に結合された誘導加熱コイルと、この誘導加熱
コイルとともに共振回路を構成する共振コンデンサと、
上記共振回路に結ばれ、この共振回路に共振電流を生成
するためのスイッチング素子と、このスイッチング素子
に逆並列に接続されたダイオードと、上記スイッチング
素子をＯＮ、ＯＦＦ制御することにより上記共振回路に
振動電流を生ぜしめるコントロール手段と、からなるも
のにおいて、上記コントロール手段は、上記直流電源の
電圧とあらかじめ設定された第１の入力値とを比較し、
この第１の所定値より上記直流電源の電圧が大きければ
信号を出力する第１比較回路と、この第１比較回路から
信号が出力されたときスイッチング素子のＯＮ期間長を
短くするＯＮ期間制御回路と、上記直流電源の電圧と上
記第１の所定値よりあらかじめ設定された高い第２の所
定値とを比較し、この第２の所定値より上記直流電源の
電圧が大きければ信号を出力する第２比較回路と、この
第２比較回路の信号が出力されたときスイッチング素子
のＯＮ動作を禁止する動作禁止回路と、を備える構成で
ある。
直流電源に結合された誘導加熱コイルと、この誘導加熱
コイルとともに共振回路を構成する共振コンデンサと、
上記共振回路に結ばれ、この共振回路に共振電流を生成
するためのスイッチング素子と、このスイッチング素子
に逆並列に接続されたダイオードと、上記スイッチング
素子をＯＮ、ＯＦＦ制御することにより上記共振回路に
振動電流を生ぜしめるコントロール手段と、からなるも
のにおいて、上記コントロール手段は、上記直流電源の
電圧とあらかじめ設定された第１の入力値とを比較し、
この第１の所定値より上記直流電源の電圧が大きければ
信号を出力する第１比較回路と、この第１比較回路から
信号が出力されたときスイッチング素子のＯＮ期間長を
短くするＯＮ期間制御回路と、上記直流電源の電圧と上
記第１の所定値よりあらかじめ設定された高い第２の所
定値とを比較し、この第２の所定値より上記直流電源の
電圧が大きければ信号を出力する第２比較回路と、この
第２比較回路の信号が出力されたときスイッチング素子
のＯＮ動作を禁止する動作禁止回路と、を備える構成で
ある。
ホ）作 用 即ち、直流電源の電圧があらかじめ設定された第１の所
定値以上になればＯＮ期間制御回路によりスイッチング
素子のＯＮ期間長を短くし、また第１の所定値より高い
第２の所定値以上になれば動作禁止回路によりスイッチ
ング素子のＯＮ動作を禁止しているので、電源電圧の穏
やかな変化及び急激なスパイク状の電圧の両方に安定し
て対応することができる。
定値以上になればＯＮ期間制御回路によりスイッチング
素子のＯＮ期間長を短くし、また第１の所定値より高い
第２の所定値以上になれば動作禁止回路によりスイッチ
ング素子のＯＮ動作を禁止しているので、電源電圧の穏
やかな変化及び急激なスパイク状の電圧の両方に安定し
て対応することができる。
ヘ）実施例 第１図は本発明誘導加熱装置の概略回路図であり、同図
において(1)はＡＣ電源電圧を全波整流する全波整流回
路、(2)はこの全波整流回路(1)に結ばれたチヨークコイ
ル、(3)はこのチヨークコイル(2)に結ばれたバイパスコ
ンデンサ、(4)は上記チヨークコイル(2)を介して全波整
流回路(1)に結ばれた誘導加熱コイル、(5)はこの誘導加
熱コイル(4)に直列接続された共振コンデンサ、(6)はこ
の共振コンデンサ(2)に並列に接続されたスイッチング
トランジスタ、(7)はこのスイッチングトランジスタ(6)
に逆並列に接続されたダンパーダイオード、(8)は上記
スイッチングトランジスタ(6)の動作を制御するコント
ロール手段となるコントロール回路であつて、チヨーク
コイル(2)を介して全波整流回路(1)から与えられる直流
電源電圧Ｖａを受けて上記スイッチングトランジスタ
(6)のＯＮ期間長の調節や、発振動作の停止を行う。な
お、上記全波整流回路(1)、チヨークコイル(2)及びバイ
パスコンデンサ(3)により直流電源を構成し、上記誘導
加熱コイル(4)と共振コンデンサー(5)で共振回路を構成
する。
において(1)はＡＣ電源電圧を全波整流する全波整流回
路、(2)はこの全波整流回路(1)に結ばれたチヨークコイ
ル、(3)はこのチヨークコイル(2)に結ばれたバイパスコ
ンデンサ、(4)は上記チヨークコイル(2)を介して全波整
流回路(1)に結ばれた誘導加熱コイル、(5)はこの誘導加
熱コイル(4)に直列接続された共振コンデンサ、(6)はこ
の共振コンデンサ(2)に並列に接続されたスイッチング
トランジスタ、(7)はこのスイッチングトランジスタ(6)
に逆並列に接続されたダンパーダイオード、(8)は上記
スイッチングトランジスタ(6)の動作を制御するコント
ロール手段となるコントロール回路であつて、チヨーク
コイル(2)を介して全波整流回路(1)から与えられる直流
電源電圧Ｖａを受けて上記スイッチングトランジスタ
(6)のＯＮ期間長の調節や、発振動作の停止を行う。な
お、上記全波整流回路(1)、チヨークコイル(2)及びバイ
パスコンデンサ(3)により直流電源を構成し、上記誘導
加熱コイル(4)と共振コンデンサー(5)で共振回路を構成
する。
第２図は上記コントロール回路(8)の要部回路ブロック
図を示し、Ｖｃｃは交流電源を制御用電源回路（図示せ
ず）を整流平滑して成る定電圧である。同図において、
(9)(10)は上記直流電源電圧Ｖａを分圧する分圧抵抗、
(11)はこの分圧電圧を保持する保持コンデンサ、(12)(1
3)は上記定電圧Ｖｃｃを分圧して第１の所定値を形成す
る分圧抵抗である。(14)は上記分圧抵抗(12)(13)による
分圧電圧を入力端に、上記保持コンデンサ(11)の保持
電圧を入力端に入力する第１比較回路となる第１のコ
ンパレータを示し、脈流状に変化するＶａが略中間電位
のとき、この第１のコンパレータ(14)の出力が反転する
よう上記分圧抵抗(9)(10)及び(12)(13)の値が調整され
ている。(15)はダイオード(16)及び抵抗(17)を介してこ
の第１のコンパレータ(14)出力を受けるＯＮ期間制御回
路であり、コンパレータ(14)出力が“Ｈ”のとき上記ス
イッチングトランジスタ(6)のＯＮ期間を長くするよう
長いＯＮパルスを出力しコンパレータ(14)の出力が
“Ｌ”のとき短いＯＮパルスを出力する。(18)(19)は上
記正流電源電圧Ｖａを分圧する分圧抵抗、(20)(21)は上
記定電圧Ｖｃｃを分圧して第２の所定値を形成する分圧
抵抗、(22)は上記分圧抵抗(18)(19)によるＶｃｃの分圧
電圧を入力端子に、上記分圧抵抗(20)(21)によるＶａ
の分圧電圧を入力端子に入力する第２比較回路となる
第２のコンパレータであつて、Ｖａが通常変化する脈流
電圧ではこの第２のコンパレータ(22)の出力は反転され
ず、Ｖａが十分高くなつて、スイッチングトランジスタ
(6)の耐圧近くになつたとき反転されるよう上記分圧抵
抗(18)(19)及び(20)(21)の抵抗値が調整されている。(2
3)はｂ端子に上記第２のコンパレータ(22)から“Ｌ”レ
ベル信号を受けたときｄ端子から“Ｌ”レベル信号を出
力するＮＡＮＤゲート構成のフリツプフロツプ回路、(2
4)は充電抵抗(25)を介して上記定電圧Ｖｃｃが供給され
る充電コンデンサ、(26)はこの充電コンデンサ(25)の充
電々圧を放電するトランジスタを示し、上記フリツプフ
ロツプ回路(23)のｄ端子からの信号によりＯＮ、ＯＦＦ
が制御される。(27)は上記充電コンデンサ(25)の充電電
圧を反転するインバータであつてその出力は上記フリツ
プフロツプ回路(23)のＣ端子に与えられる。またこのフ
リツプフロツプ回路(23)のｆ端子には電源投入により緩
やかに立ち上がる信号が与えられ、初期状態でｄ端子の
出力が“Ｈ”になるよう設定されている。(28)は上記Ｏ
Ｎ期間制御回路(15)からのＯＮパルスと、上記フリツプ
フロツプ回路(23)のｄ端子からの信号を受ける発振禁止
回路を示し、上記フリツプフロツプ回路(23)からの信号
が“Ｈ”のとき上記ＯＮ期間制御回路(15)からのＯＮパ
ルスをスイッチングトランジスタ(6)へ供給し、上記フ
リツプフロツプ回路(23)からの信号が“Ｌ”のとき、Ｏ
Ｎパルスの供給を禁止する。
図を示し、Ｖｃｃは交流電源を制御用電源回路（図示せ
ず）を整流平滑して成る定電圧である。同図において、
(9)(10)は上記直流電源電圧Ｖａを分圧する分圧抵抗、
(11)はこの分圧電圧を保持する保持コンデンサ、(12)(1
3)は上記定電圧Ｖｃｃを分圧して第１の所定値を形成す
る分圧抵抗である。(14)は上記分圧抵抗(12)(13)による
分圧電圧を入力端に、上記保持コンデンサ(11)の保持
電圧を入力端に入力する第１比較回路となる第１のコ
ンパレータを示し、脈流状に変化するＶａが略中間電位
のとき、この第１のコンパレータ(14)の出力が反転する
よう上記分圧抵抗(9)(10)及び(12)(13)の値が調整され
ている。(15)はダイオード(16)及び抵抗(17)を介してこ
の第１のコンパレータ(14)出力を受けるＯＮ期間制御回
路であり、コンパレータ(14)出力が“Ｈ”のとき上記ス
イッチングトランジスタ(6)のＯＮ期間を長くするよう
長いＯＮパルスを出力しコンパレータ(14)の出力が
“Ｌ”のとき短いＯＮパルスを出力する。(18)(19)は上
記正流電源電圧Ｖａを分圧する分圧抵抗、(20)(21)は上
記定電圧Ｖｃｃを分圧して第２の所定値を形成する分圧
抵抗、(22)は上記分圧抵抗(18)(19)によるＶｃｃの分圧
電圧を入力端子に、上記分圧抵抗(20)(21)によるＶａ
の分圧電圧を入力端子に入力する第２比較回路となる
第２のコンパレータであつて、Ｖａが通常変化する脈流
電圧ではこの第２のコンパレータ(22)の出力は反転され
ず、Ｖａが十分高くなつて、スイッチングトランジスタ
(6)の耐圧近くになつたとき反転されるよう上記分圧抵
抗(18)(19)及び(20)(21)の抵抗値が調整されている。(2
3)はｂ端子に上記第２のコンパレータ(22)から“Ｌ”レ
ベル信号を受けたときｄ端子から“Ｌ”レベル信号を出
力するＮＡＮＤゲート構成のフリツプフロツプ回路、(2
4)は充電抵抗(25)を介して上記定電圧Ｖｃｃが供給され
る充電コンデンサ、(26)はこの充電コンデンサ(25)の充
電々圧を放電するトランジスタを示し、上記フリツプフ
ロツプ回路(23)のｄ端子からの信号によりＯＮ、ＯＦＦ
が制御される。(27)は上記充電コンデンサ(25)の充電電
圧を反転するインバータであつてその出力は上記フリツ
プフロツプ回路(23)のＣ端子に与えられる。またこのフ
リツプフロツプ回路(23)のｆ端子には電源投入により緩
やかに立ち上がる信号が与えられ、初期状態でｄ端子の
出力が“Ｈ”になるよう設定されている。(28)は上記Ｏ
Ｎ期間制御回路(15)からのＯＮパルスと、上記フリツプ
フロツプ回路(23)のｄ端子からの信号を受ける発振禁止
回路を示し、上記フリツプフロツプ回路(23)からの信号
が“Ｈ”のとき上記ＯＮ期間制御回路(15)からのＯＮパ
ルスをスイッチングトランジスタ(6)へ供給し、上記フ
リツプフロツプ回路(23)からの信号が“Ｌ”のとき、Ｏ
Ｎパルスの供給を禁止する。
このような誘導加熱調理器において電源投入と同時に全
波整流回路(1)に交流電源が供給され、この回路(1)で全
波整流された直流電源電圧Ｖａがチヨークコイル(2)を
介して誘導加熱コイル(4)及びコントロール回路(8)へ伝
えられる。これと同時に定電圧Ｖｃｃも立ち上がる。ま
た、フリツプフロツプ回路(23)のｆ端子には電源投入時
“Ｌ”から“Ｈ”に緩やかに立ち上がる信号が与えられ
るため、ｄ端子の出力は初期状態で“Ｈ”になり、ＯＮ
期間制御回路(15)からのＯＮパルスは発振禁止回路(28)
を介してスイッチングトランジスタ(6)に伝わり、イン
バータ発振が開始される。このような直流電源電圧Ｖａ
は大きく波打つた状態になつている。こうした電圧Ｖａ
の分圧電圧は保持コンデンサ(11)で保持され定電圧Ｖｃ
ｃの分圧電圧と第１のコンパレータ(14)で比較されてい
てこのコンパレータ(14)出力に応じて、ＯＮ期間制御回
路(15)はＯＮパルス長を制御している。即ち、脈流状態
のＶａが所定レベル以下のときは第１のコンパレータ(1
4)出力が“Ｈ”となり、ＯＮ期間制御回路(15)からのＯ
Ｎパルスは長く、スイッチングトランジスタ(6)のＯＮ
期間は長くなる。一方、Ｖａが所定レベル以上になつて
第１のコンパレータ(14)出力が“Ｌ”になるとＯＮ期間
制御回路(15)からのＯＮパルスは短くなり、スイッチン
グトランジスタ(6)のＯＮ期間は短くなる。このためス
イッチングトランジスタ(6)に流れる電流は略一定に保
たれる。また、分圧抵抗(9)(10)による分圧電圧が保持
コンデンサ(11)１により保持されているので、このよう
なＯＮパルス長の切り換えは比較的安定して行われる。
波整流回路(1)に交流電源が供給され、この回路(1)で全
波整流された直流電源電圧Ｖａがチヨークコイル(2)を
介して誘導加熱コイル(4)及びコントロール回路(8)へ伝
えられる。これと同時に定電圧Ｖｃｃも立ち上がる。ま
た、フリツプフロツプ回路(23)のｆ端子には電源投入時
“Ｌ”から“Ｈ”に緩やかに立ち上がる信号が与えられ
るため、ｄ端子の出力は初期状態で“Ｈ”になり、ＯＮ
期間制御回路(15)からのＯＮパルスは発振禁止回路(28)
を介してスイッチングトランジスタ(6)に伝わり、イン
バータ発振が開始される。このような直流電源電圧Ｖａ
は大きく波打つた状態になつている。こうした電圧Ｖａ
の分圧電圧は保持コンデンサ(11)で保持され定電圧Ｖｃ
ｃの分圧電圧と第１のコンパレータ(14)で比較されてい
てこのコンパレータ(14)出力に応じて、ＯＮ期間制御回
路(15)はＯＮパルス長を制御している。即ち、脈流状態
のＶａが所定レベル以下のときは第１のコンパレータ(1
4)出力が“Ｈ”となり、ＯＮ期間制御回路(15)からのＯ
Ｎパルスは長く、スイッチングトランジスタ(6)のＯＮ
期間は長くなる。一方、Ｖａが所定レベル以上になつて
第１のコンパレータ(14)出力が“Ｌ”になるとＯＮ期間
制御回路(15)からのＯＮパルスは短くなり、スイッチン
グトランジスタ(6)のＯＮ期間は短くなる。このためス
イッチングトランジスタ(6)に流れる電流は略一定に保
たれる。また、分圧抵抗(9)(10)による分圧電圧が保持
コンデンサ(11)１により保持されているので、このよう
なＯＮパルス長の切り換えは比較的安定して行われる。
これに対し、スイッチングトランジスタ(6)の耐圧を越
えるスパイク状の期間長の短いパルスが直流電源Ｖａに
乗つたときは保持コンデンサ(11)があるためＶａの変化
は第１のコンパレータ(14)に素速く伝達されない。然し
乍ら、この直流電源電圧Ｖａの変化は第２のコンパレー
タ(22)の入力端子に伝えられ、第２のコンパレータ(2
2)出力は“Ｌ”レベルになる。この“Ｌ”レベルがｂ端
子に伝えられ、フリツプフロツプ回路(23)のｄ端子出力
は““Ｈ”から“Ｌ”に変化し、発振禁止回路(28)がＯ
Ｎ期間制御回路(15)からのＯＮパルスをスイッチングト
ランジスタ(6)へ供給するのを禁止する。これにより発
振が停止される。また、上記フリツプフロツプ回路(23)
からの“Ｌ”レベル信号により、トランジスタ(26)はＯ
ＦＦし、充電抵抗(25)を介して充電コンデンサ(24)へ充
電が開始される。このコンデンサ(24)へ十分な充電が為
されると、インバータ(27)の出力は“Ｈ”から“Ｌ”に
変化して、フリツプフロツプ回路(23)のＣ端子へ伝えら
れる。これによりこのフリツプフロツプ回路(23)のｄ端
子の出力は再び“Ｈ”になり、発振禁止回路(28)を介し
てＯＮ期間制御回路(15)からのＯＮパルスがスイッチン
グトランジスタ(6)へ供給されるようになる。また、こ
れと同時に上記トランジスタ(26)はＯＮして充電コンデ
ンサ(24)の充電電荷は放出され、インバータ(27)出力は
“Ｈ”にもどる。このような本実施例装置の動作を第３
図に示す。
えるスパイク状の期間長の短いパルスが直流電源Ｖａに
乗つたときは保持コンデンサ(11)があるためＶａの変化
は第１のコンパレータ(14)に素速く伝達されない。然し
乍ら、この直流電源電圧Ｖａの変化は第２のコンパレー
タ(22)の入力端子に伝えられ、第２のコンパレータ(2
2)出力は“Ｌ”レベルになる。この“Ｌ”レベルがｂ端
子に伝えられ、フリツプフロツプ回路(23)のｄ端子出力
は““Ｈ”から“Ｌ”に変化し、発振禁止回路(28)がＯ
Ｎ期間制御回路(15)からのＯＮパルスをスイッチングト
ランジスタ(6)へ供給するのを禁止する。これにより発
振が停止される。また、上記フリツプフロツプ回路(23)
からの“Ｌ”レベル信号により、トランジスタ(26)はＯ
ＦＦし、充電抵抗(25)を介して充電コンデンサ(24)へ充
電が開始される。このコンデンサ(24)へ十分な充電が為
されると、インバータ(27)の出力は“Ｈ”から“Ｌ”に
変化して、フリツプフロツプ回路(23)のＣ端子へ伝えら
れる。これによりこのフリツプフロツプ回路(23)のｄ端
子の出力は再び“Ｈ”になり、発振禁止回路(28)を介し
てＯＮ期間制御回路(15)からのＯＮパルスがスイッチン
グトランジスタ(6)へ供給されるようになる。また、こ
れと同時に上記トランジスタ(26)はＯＮして充電コンデ
ンサ(24)の充電電荷は放出され、インバータ(27)出力は
“Ｈ”にもどる。このような本実施例装置の動作を第３
図に示す。
この実施例では発振停止から次に発振が開始されるまで
の遅延時間は充電抵抗(25)、充電コンデンサ(24)及びイ
ンバータ(27)のスレツシヨルドレベルにより決定してい
るが、具体的に遅延時間を設定する場合、直流電源電圧
のｎ＋1/2周期（ｎ＝０、１、２、…）に設定すると良
い。即ち、このスパイク状のパルスにより発振停止が為
されるのは脈流状の直流電源電圧の高電位部で行なわれ
ることが多く、次回、発振を開始するとき直流電源電圧
のｎ＋1/2周期後の低電位部で行つた方がスパイク状パ
ルスで再び発振停止される事が少く、発振開始が安定し
て行えるからである。
の遅延時間は充電抵抗(25)、充電コンデンサ(24)及びイ
ンバータ(27)のスレツシヨルドレベルにより決定してい
るが、具体的に遅延時間を設定する場合、直流電源電圧
のｎ＋1/2周期（ｎ＝０、１、２、…）に設定すると良
い。即ち、このスパイク状のパルスにより発振停止が為
されるのは脈流状の直流電源電圧の高電位部で行なわれ
ることが多く、次回、発振を開始するとき直流電源電圧
のｎ＋1/2周期後の低電位部で行つた方がスパイク状パ
ルスで再び発振停止される事が少く、発振開始が安定し
て行えるからである。
第４図は本発明他の実施例コントロール回路の回路ブロ
ック図を示し、第２図と同一部分には同一符号が付して
ある。この実施例では分圧抵抗(18)(19)による分圧電圧
を保持する比較的小容量のコンデンサ(29)を設けること
により、余り期間の短いスパイク状のパルスは検出しな
いようにして発振動作の安定化を図つている。
ック図を示し、第２図と同一部分には同一符号が付して
ある。この実施例では分圧抵抗(18)(19)による分圧電圧
を保持する比較的小容量のコンデンサ(29)を設けること
により、余り期間の短いスパイク状のパルスは検出しな
いようにして発振動作の安定化を図つている。
ト）発明の効果 以上述べた如く、本発明の誘導加熱装置は、直流電源の
電圧が第１の所定値以上になったときスイッチング素子
のＯＮ期間長を短くするとともに、直流電源の電圧が第
２の所定値以上になったとき上記スイッチング素子のＯ
Ｎ動作を禁止させているので、所定範囲内の電源変動に
対して安定動作が図れ、また電圧上昇は素早く検知して
発振停止が行え、安全で安定動作の可能な装置を提供す
ることができる。
電圧が第１の所定値以上になったときスイッチング素子
のＯＮ期間長を短くするとともに、直流電源の電圧が第
２の所定値以上になったとき上記スイッチング素子のＯ
Ｎ動作を禁止させているので、所定範囲内の電源変動に
対して安定動作が図れ、また電圧上昇は素早く検知して
発振停止が行え、安全で安定動作の可能な装置を提供す
ることができる。
第１図は本発明誘導加熱装置の概略ブロック回路図、第
２図はコントロール回路の要部回路ブロック図、第３図
は本発明誘導加熱装置の動作を示すタイミングチヤー
ト、第４図はコントロール回路の他の実施例を示す回路
ブロック図である。 (1)……全波整流回路、(2)……チヨークコイル、(3)…
…バイパスコンデンサ、(4)……誘導加熱コイル、(5)…
…共振コンデンサ、(6)……スイッチングトランジス
タ、(8)……コントロール回路、(9)(10)(12)(13)(18)(1
9)(20)(21)……分圧抵抗、(11)……保持コンデンサ、(1
4)(22)……コンパレータ、(15)……ＯＮ期間制御回路、
(23)……フリツプフロツプ回路、(24)……充電コンデン
サ、(26)……トランジスタ、(28)……発振禁止回路。
２図はコントロール回路の要部回路ブロック図、第３図
は本発明誘導加熱装置の動作を示すタイミングチヤー
ト、第４図はコントロール回路の他の実施例を示す回路
ブロック図である。 (1)……全波整流回路、(2)……チヨークコイル、(3)…
…バイパスコンデンサ、(4)……誘導加熱コイル、(5)…
…共振コンデンサ、(6)……スイッチングトランジス
タ、(8)……コントロール回路、(9)(10)(12)(13)(18)(1
9)(20)(21)……分圧抵抗、(11)……保持コンデンサ、(1
4)(22)……コンパレータ、(15)……ＯＮ期間制御回路、
(23)……フリツプフロツプ回路、(24)……充電コンデン
サ、(26)……トランジスタ、(28)……発振禁止回路。
Claims (1)
- 【請求項１】交流電源を整流して成る直流電源と、この
直流電源に結合された誘導加熱コイルと、この誘導加熱
コイルとともに共振回路を構成する共振コンデンサと、
上記共振回路に結ばれ、この共振回路に共振電流を生成
するためのスイッチング素子と、このスイッチング素子
に逆並列に接続されたダイオードと、上記スイッチング
素子をＯＮ、ＯＦＦ制御することにより上記共振回路に
振動電流を生ぜしめるコントロール手段と、からなるも
のにおいて、上記コントロール手段は、上記直流電源の
電圧とあらかじめ設定された第１の入力値とを比較し、
この第１の所定値より上記直流電源の電圧が大きければ
信号を出力する第１比較回路と、この第１比較回路から
信号が出力されたときスイッチング素子のＯＮ期間長を
短くするＯＮ期間制御回路と、上記直流電源の電圧と上
記第１の所定値より高いあらかじめ設定された第２の所
定値とを比較し、この第２の所定値より上記直流電源の
電圧が大きければ信号を出力する第２比較回路と、この
第２比較回路の信号が出力されたときスイッチング素子
のＯＮ動作を禁止する動作禁止回路と、を備えることを
特徴とする誘導加熱装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60007747A JPH0648635B2 (ja) | 1985-01-19 | 1985-01-19 | 誘導加熱装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60007747A JPH0648635B2 (ja) | 1985-01-19 | 1985-01-19 | 誘導加熱装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61168889A JPS61168889A (ja) | 1986-07-30 |
| JPH0648635B2 true JPH0648635B2 (ja) | 1994-06-22 |
Family
ID=11674288
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60007747A Expired - Lifetime JPH0648635B2 (ja) | 1985-01-19 | 1985-01-19 | 誘導加熱装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0648635B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5040276B2 (ja) * | 2006-11-29 | 2012-10-03 | パナソニック株式会社 | 誘導加熱調理器 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57148890A (en) * | 1981-03-10 | 1982-09-14 | Sanyo Electric Co | Induction heating cooking device |
| JPS57174886A (en) * | 1981-04-20 | 1982-10-27 | Sanyo Electric Co | Induction heating and cooking device |
| JPS58187997U (ja) * | 1982-06-08 | 1983-12-14 | 三洋電機株式会社 | 誘導加熱調理器 |
-
1985
- 1985-01-19 JP JP60007747A patent/JPH0648635B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61168889A (ja) | 1986-07-30 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |