JPH0646686B2 - Ｆｍ変調器 - Google Patents
Ｆｍ変調器Info
- Publication number
- JPH0646686B2 JPH0646686B2 JP61254303A JP25430386A JPH0646686B2 JP H0646686 B2 JPH0646686 B2 JP H0646686B2 JP 61254303 A JP61254303 A JP 61254303A JP 25430386 A JP25430386 A JP 25430386A JP H0646686 B2 JPH0646686 B2 JP H0646686B2
- Authority
- JP
- Japan
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- output
- signal
- adder
- multiplier
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はＦＭ変調器に関し、特にディジタル信号処理に
よりＦＭ変調波を発生するＦＭ変調器に関する。
よりＦＭ変調波を発生するＦＭ変調器に関する。
ディジタル信号処理によりＦＭ変調波を発生するＦＭ変
調器が、ディジタル方式のミュージックシンセサイザの
音源などに用いられている。
調器が、ディジタル方式のミュージックシンセサイザの
音源などに用いられている。
従来のかかるＦＭ変調器は、ＲＯＭとシグナルプロセッ
サとを備えて構成されていた。
サとを備えて構成されていた。
すなわち、ＦＭ変調波は時間ｔの関数として e(t)＝Ｐsin（αｔ＋Ｉsinβｔ） (1) Ｐ：出力振幅 α：搬送波の角周波数 Ｉ：変調指数 β：変調角周波数 と表わされるから、１式からサンプリング時刻ｔにおけ
る位相をシグナルプロセッサにより算出し、位相をアド
レスとして正弦波関数値を1/4周期分記憶させたＲＯＭ
から記憶値を読出してＦＭ変調波のサンプル値系列が得
られる。
る位相をシグナルプロセッサにより算出し、位相をアド
レスとして正弦波関数値を1/4周期分記憶させたＲＯＭ
から記憶値を読出してＦＭ変調波のサンプル値系列が得
られる。
出力波形の歪を小さくするためサンプリング間隔を細か
くするには大容量のＲＯＭが必要となり、一般にシグナ
ルプロセッサの内蔵ＲＯＭでは容量不足であるので外付
けＲＯＭが従来用いられていた。また一般に汎用シグナ
ルプロセッサは外付けＲＯＭを使用するのには適さない
ので、専用のシグナルプロセッサが用いられていた。
くするには大容量のＲＯＭが必要となり、一般にシグナ
ルプロセッサの内蔵ＲＯＭでは容量不足であるので外付
けＲＯＭが従来用いられていた。また一般に汎用シグナ
ルプロセッサは外付けＲＯＭを使用するのには適さない
ので、専用のシグナルプロセッサが用いられていた。
出力波形の歪を小さくするためにサンプル値間で補間演
算を行うことがあるが、この演算には高速の加算と乗算
が必要であり、そのためにハードウエアとしての規模の
大きいシグナルプロセッサが必要となる。
算を行うことがあるが、この演算には高速の加算と乗算
が必要であり、そのためにハードウエアとしての規模の
大きいシグナルプロセッサが必要となる。
以上説明したようにディジタル方式の従来のＦＭ変調器
は、大容量の外付けＲＯＭを必要とするので汎用シグナ
ルプロセッサが使用できず専用のシグナルプロセッサを
必要とし、またサンプル値間の補間演算をするためには
規模の大きいシグナルプロセッサを必要とするので、高
価になるという欠点がある。
は、大容量の外付けＲＯＭを必要とするので汎用シグナ
ルプロセッサが使用できず専用のシグナルプロセッサを
必要とし、またサンプル値間の補間演算をするためには
規模の大きいシグナルプロセッサを必要とするので、高
価になるという欠点がある。
本発明の目的は、上記欠点を解決して大容量ＲＯＭを必
要とせず汎用シグナルプロセッサによるディジタル信号
処理のみでＦＭ変調波を発生することができるＦＭ変調
器を提供することにある。
要とせず汎用シグナルプロセッサによるディジタル信号
処理のみでＦＭ変調波を発生することができるＦＭ変調
器を提供することにある。
本発明によるＦＭ変調器は、標本化された信号および帰
還信号が入力される第１加算器と、前記第１加算器の出
力が入力される第１遅延器と、前記第１遅延器の出力が
入力される第１乗算器および第２遅延器と、前記第２遅
延器の出力が入力される第２乗算器と、前記第１および
第２乗算器の出力が入力される第２加算器であってその
加算出力を前記帰還信号として前記第１加算器に入力す
る第２加算器と、前記第１加算器の出力および前記第１
遅延器の出力の少なくとも一方からＦＭ変調信号を出力
する出力手段とを備えており、かつ前記第１乗算器の係
数が（ｎ）＝２（cosＡ＋ＢcosＣｎ）に設定され（Ａ
は搬送波角周波数、Ｂは変調指数、Ｃは変調角周波
数）、前記第２乗算器の係数が−１に設定されている。
還信号が入力される第１加算器と、前記第１加算器の出
力が入力される第１遅延器と、前記第１遅延器の出力が
入力される第１乗算器および第２遅延器と、前記第２遅
延器の出力が入力される第２乗算器と、前記第１および
第２乗算器の出力が入力される第２加算器であってその
加算出力を前記帰還信号として前記第１加算器に入力す
る第２加算器と、前記第１加算器の出力および前記第１
遅延器の出力の少なくとも一方からＦＭ変調信号を出力
する出力手段とを備えており、かつ前記第１乗算器の係
数が（ｎ）＝２（cosＡ＋ＢcosＣｎ）に設定され（Ａ
は搬送波角周波数、Ｂは変調指数、Ｃは変調角周波
数）、前記第２乗算器の係数が−１に設定されている。
以下実施例を示す図面を参照して本発明について詳細に
説明する。
説明する。
第１図は、本発明のＦＭ変調器の第一の実施例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
第１図に示す実施例は、加算回路２の出力と信号ｘ１と
を入力し信号ｗ１を出力する加算回路１と、信号ｗ１を
遅延させて出力する遅延回路３と、遅延回路３の出力を
遅延させて出力する遅延回路４と、遅延回路３・４の出
力に乗算係数（ｎ）・−１を乗算して出力する乗算回
路５・６と、乗算回路５・６の出力を加算する加算回路
２とを備えて構成されている。
を入力し信号ｗ１を出力する加算回路１と、信号ｗ１を
遅延させて出力する遅延回路３と、遅延回路３の出力を
遅延させて出力する遅延回路４と、遅延回路３・４の出
力に乗算係数（ｎ）・−１を乗算して出力する乗算回
路５・６と、乗算回路５・６の出力を加算する加算回路
２とを備えて構成されている。
第１図に示す実施例は、正弦波信号を発生する巡回型デ
ィジタルフィルタから導かれるので、まずこの巡回型デ
ィジタルフィルタについて説明する。
ィジタルフィルタから導かれるので、まずこの巡回型デ
ィジタルフィルタについて説明する。
第２図は、第１図に示す実施例を導くもとになる巡回型
ディジタルフィルタを示すブロック図である。
ディジタルフィルタを示すブロック図である。
以下第２図に示す巡回型ディジタルフィルタが正弦波信
号を発生することを説明する。
号を発生することを説明する。
時間間隔Ｔの時刻ｎＴにおける正弦波信号のサンプル値
を ｙ１（ｎ）＝sinＡｎ (2) と表わす。２式をＺ変換すると となる。Ｚ変換においてＺ−１は信号を時間Ｔだけ遅延
させることを意味するので、３式から第２図に示す回路
が得られる。ただし、１・２は加算回路、３・４は遅延
時間Ｔの遅延回路、６・７・８は乗算係数が−１・２co
sＡ・sinＡである乗算回路である。時刻ｎＴ＝０におい
て振幅が１となるインパルスのＺ変換が１であること
と、２・３式とから、第２図に示す巡回型ディジタルフ
ィルタは、かかるインパルスを信号ｘ２として入力する
とサンプル値が２式で表わされる正弦波信号ｙ１を出力
する。
を ｙ１（ｎ）＝sinＡｎ (2) と表わす。２式をＺ変換すると となる。Ｚ変換においてＺ−１は信号を時間Ｔだけ遅延
させることを意味するので、３式から第２図に示す回路
が得られる。ただし、１・２は加算回路、３・４は遅延
時間Ｔの遅延回路、６・７・８は乗算係数が−１・２co
sＡ・sinＡである乗算回路である。時刻ｎＴ＝０におい
て振幅が１となるインパルスのＺ変換が１であること
と、２・３式とから、第２図に示す巡回型ディジタルフ
ィルタは、かかるインパルスを信号ｘ２として入力する
とサンプル値が２式で表わされる正弦波信号ｙ１を出力
する。
第１図に示す実施例は、第２図に示す巡回型ディジタル
フィルタにおける乗算回路７を乗算回路５で置換え、ま
た乗算回路８を取除き、加算回路１の出力を信号ｗ１と
して外部に取出した回路になっている。
フィルタにおける乗算回路７を乗算回路５で置換え、ま
た乗算回路８を取除き、加算回路１の出力を信号ｗ１と
して外部に取出した回路になっている。
ＦＭ変調波は１式で示されるから、Ａ＝α，Ｃ＝β，Ｂ
＝−ＩＣsinＡとして、乗算器５の乗算係数（ｎ）を
時刻ｎＴにおいて （ｎ）＝２（cosＡ＋ＢcosＣｎ） (4) となるように時間的に変化させる。また信号ｘ１を とおいて、信号ｗ１のサンプル値ｗ１（ｎ）を計算する
と、 となる。７式の形から信号ｗ１はＦＭ変調波になってい
る。
＝−ＩＣsinＡとして、乗算器５の乗算係数（ｎ）を
時刻ｎＴにおいて （ｎ）＝２（cosＡ＋ＢcosＣｎ） (4) となるように時間的に変化させる。また信号ｘ１を とおいて、信号ｗ１のサンプル値ｗ１（ｎ）を計算する
と、 となる。７式の形から信号ｗ１はＦＭ変調波になってい
る。
信号ｗ１として出力すべきＦＭ変調波の出力振幅・増幅
波角周波数・変調指数・変調角周波数から７・８式によ
り定数Ａ・Ｂ・Ｃ・Ｐを算出し、これら定数から５式に
よりｘ１(0)を算出し、更に４式により乗算係数
（ｎ）の時刻ｎＴにおける値を算出し、乗算係数
（ｎ）の値を各サンプリング時刻において算出した値に
設定し、時刻ｎＴ＝０において５式で算出した振幅のイ
ンパルスを信号ｘ１として入力すれば、第１図に示す実
施例は信号ｗ１として７式で表わされるＦＭ変調波を発
生する。これら演算の実行、インパルスの発生および巡
回型ディジタルフィルタの実現は汎用シグナルプロセッ
サにより容易に行なうことができるから、第１図に示す
実施例は汎用シグナルプロセッサにより実現することが
でき、また大容量のＲＯＭは不要である。
波角周波数・変調指数・変調角周波数から７・８式によ
り定数Ａ・Ｂ・Ｃ・Ｐを算出し、これら定数から５式に
よりｘ１(0)を算出し、更に４式により乗算係数
（ｎ）の時刻ｎＴにおける値を算出し、乗算係数
（ｎ）の値を各サンプリング時刻において算出した値に
設定し、時刻ｎＴ＝０において５式で算出した振幅のイ
ンパルスを信号ｘ１として入力すれば、第１図に示す実
施例は信号ｗ１として７式で表わされるＦＭ変調波を発
生する。これら演算の実行、インパルスの発生および巡
回型ディジタルフィルタの実現は汎用シグナルプロセッ
サにより容易に行なうことができるから、第１図に示す
実施例は汎用シグナルプロセッサにより実現することが
でき、また大容量のＲＯＭは不要である。
第３図は、本発明のＦＭ変調器の第二の実施例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
第３図に示す実施例は、第１図に示す実施例に乗算係数
がＳである乗算回路９を付加して構成されている。遅延
回路３の出力を乗算回路９に入力し、乗算回路９の出力
を信号ｗ２として外部に取出す。
がＳである乗算回路９を付加して構成されている。遅延
回路３の出力を乗算回路９に入力し、乗算回路９の出力
を信号ｗ２として外部に取出す。
信号ｘ２を時刻ｎＴ＝０における振幅が１であるインパ
ルスとして信号ｗ２のサンプル値ｗ２（ｎ）を計算する
と、 となるので、第３図に示す実施例もＦＭ変調波を発生す
る。
ルスとして信号ｗ２のサンプル値ｗ２（ｎ）を計算する
と、 となるので、第３図に示す実施例もＦＭ変調波を発生す
る。
第１図に示す実施例においてはＦＭ変調波の振幅を信号
ｘ１の振幅によってきわめているが、第３図に示す実施
例においては信号ｘ２の振幅は一定値とし、乗算回路９
の乗算係数ＳによってＦＭ変調波の振幅をきめる。
ｘ１の振幅によってきわめているが、第３図に示す実施
例においては信号ｘ２の振幅は一定値とし、乗算回路９
の乗算係数ＳによってＦＭ変調波の振幅をきめる。
第４図は、本発明のＦＭ変調器の第三の実施例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
第４図に示す実施例は、第１図に示す実施例に乗算係数
が（−１／２）（ｎ）である乗算回路１０と加算回路
１１とを付加して構成されている。遅延回路３の出力を
乗算回路１０に入力し、加算回路１・乗算回路１０の出
力を加算回路１１に入力する。加算回路１１の出力を信
号ｗ３として外部に取出す。
が（−１／２）（ｎ）である乗算回路１０と加算回路
１１とを付加して構成されている。遅延回路３の出力を
乗算回路１０に入力し、加算回路１・乗算回路１０の出
力を加算回路１１に入力する。加算回路１１の出力を信
号ｗ３として外部に取出す。
第５図は、第４図に示す実施例を導くもとになる巡回型
ディジタルフィルタを示すブロック図である。
ディジタルフィルタを示すブロック図である。
余弦波信号のサンプル値を ｙ２（ｎ）＝cosＡｎ (10) と表わし、１０式をＺ変換すると となる。１１式から第５図に示す回路が得られる。ただ
し１２は乗算係数が−cosＡである乗算回路である。１
０・１１式から、第５図に示す巡回型ディジタルフィル
タは時刻ｎＴ＝０において振幅が１であるインパルスを
信号ｘ２として入力するとサンプル値が１０式で表わさ
れる余弦波信号ｙ２を出力する。
し１２は乗算係数が−cosＡである乗算回路である。１
０・１１式から、第５図に示す巡回型ディジタルフィル
タは時刻ｎＴ＝０において振幅が１であるインパルスを
信号ｘ２として入力するとサンプル値が１０式で表わさ
れる余弦波信号ｙ２を出力する。
第４図に示す実施例は、第５図に示す巡回型ディジタル
フィルタにおける乗算回路７・１２を乗算回路５・１０
で置換えた回路になっている。
フィルタにおける乗算回路７・１２を乗算回路５・１０
で置換えた回路になっている。
乗算回路５・１０の乗算係数における関数（ｎ）を４
式で表わし、また信号ｘ２を時刻ｎＴ＝０における振幅
が１であるインパルス２として信号ｗ３のサンプル値ｗ
３（ｎ）を計算すると ｗ３（ｎ）≒cos（Ａｎ＋ＩsinＣｎ） (12) となる。ただしＩは８式で与えられる値である。
式で表わし、また信号ｘ２を時刻ｎＴ＝０における振幅
が１であるインパルス２として信号ｗ３のサンプル値ｗ
３（ｎ）を計算すると ｗ３（ｎ）≒cos（Ａｎ＋ＩsinＣｎ） (12) となる。ただしＩは８式で与えられる値である。
１２式の形から、信号ｗ３は余弦波形で表現されたＦＭ
変調波となっている。
変調波となっている。
第１図・第３図に示す実施例においては、ＦＭ変調波の
振幅をきめるのに信号ｘ１の振幅または乗算係数Ｓの値
をＦＭ変調波のパラメータから計算する必要があるが、
第４図に示す実施例においては信号ｘ２の振幅にほぼ等
しい振幅のＦＭ変調波が得られるのでこれらの計算が不
要になる。
振幅をきめるのに信号ｘ１の振幅または乗算係数Ｓの値
をＦＭ変調波のパラメータから計算する必要があるが、
第４図に示す実施例においては信号ｘ２の振幅にほぼ等
しい振幅のＦＭ変調波が得られるのでこれらの計算が不
要になる。
〔発明の効果〕 以上詳細に説明したように本発明のＦＭ変調器は、出力
すべきＦＭ変調波のパラメータから計算した時間的に変
化する乗算係数を含むフィルタ定数を用いる巡回型ディ
ジタルフィルタにより実現できるので、大容量のＲＯＭ
を必要とせず、汎用シグナルプロセッサにより構成で
き、回路が簡略化でき、安価であるという効果がある。
すべきＦＭ変調波のパラメータから計算した時間的に変
化する乗算係数を含むフィルタ定数を用いる巡回型ディ
ジタルフィルタにより実現できるので、大容量のＲＯＭ
を必要とせず、汎用シグナルプロセッサにより構成で
き、回路が簡略化でき、安価であるという効果がある。
第１図は、本発明のＦＭ変調器の第一の実施例を示すブ
ロック図、 第２図は、第１図に示す実施例を導くもとになる巡回型
ディジタルフィルタを示すブロック図、 第３図・第４図は、本発明のＦＭ変調器の第二・第三の
実施例を示すブロック図、 第５図は、第４図に示す実施例を導くもとになる巡回型
ディジタルフィルタを示すブロック図である。 １・２……加算回路、３・４……遅延回路、５・６……
乗算回路。
ロック図、 第２図は、第１図に示す実施例を導くもとになる巡回型
ディジタルフィルタを示すブロック図、 第３図・第４図は、本発明のＦＭ変調器の第二・第三の
実施例を示すブロック図、 第５図は、第４図に示す実施例を導くもとになる巡回型
ディジタルフィルタを示すブロック図である。 １・２……加算回路、３・４……遅延回路、５・６……
乗算回路。
Claims (4)
- 【請求項１】標本化された信号および帰還信号が入力さ
れる第１加算器と、前記第１加算器の出力が入力される
第１遅延器と、前記第１遅延器の出力が入力される第１
乗算器および第２遅延器と、前記第２遅延器の出力が入
力される第２乗算器と、前記第１および第２乗算器の出
力が入力される第２加算器であってその加算出力を前記
帰還信号として前記第１加算器に入力する第２加算器
と、前記第１加算器の出力および前記第１遅延器の出力
の少なくとも一方からＦＭ変調信号を出力する出力手段
とを備え、前記第１乗算器の係数が（ｎ）＝２（cos
Ａ＋ＢcosＣｎ）に設定され（Ａは搬送波角周波数、Ｂ
は変調指数、Ｃは変調角周波数）、前記第２乗算器の係
数が−１に設定されていることを特徴とするＦＭ変調
器。 - 【請求項２】前記出力手段は、前記第１加算器の出力を
前記ＦＭ変調信号として出力する特許請求の範囲第１項
記載のＦＭ変調器。 - 【請求項３】前記出力手段は、前記第１遅延器の出力を
入力し前記ＦＭ変調信号を発生する第３乗算器を有し、
前記第３乗算器の係数は前記ＦＭ変調信号の振幅を決定
する値に設定されている特許請求の範囲第１項記載のＦ
Ｍ変調器。 - 【請求項４】前記出力手段は、前記第１遅延器の出力が
入力される第３乗算器と前記第１加算器および前記第３
乗算器の出力が入力される前記ＦＭ変調信号を発生する
第３加算器とを有し、前記第４乗算器の係数が−
（ｎ）／２に設定されている特許請求の範囲第１項記載
のＦＭ変調器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61254303A JPH0646686B2 (ja) | 1986-10-24 | 1986-10-24 | Ｆｍ変調器 |
| US07/111,453 US5003504A (en) | 1986-10-24 | 1987-10-22 | FM modulator for an input impulse signal |
| EP87115619A EP0264960B1 (en) | 1986-10-24 | 1987-10-23 | An FM modulator |
| DE3752019T DE3752019T2 (de) | 1986-10-24 | 1987-10-23 | FM-Modulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61254303A JPH0646686B2 (ja) | 1986-10-24 | 1986-10-24 | Ｆｍ変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63107305A JPS63107305A (ja) | 1988-05-12 |
| JPH0646686B2 true JPH0646686B2 (ja) | 1994-06-15 |
Family
ID=17263112
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61254303A Expired - Lifetime JPH0646686B2 (ja) | 1986-10-24 | 1986-10-24 | Ｆｍ変調器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5003504A (ja) |
| EP (1) | EP0264960B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0646686B2 (ja) |
| DE (1) | DE3752019T2 (ja) |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL181385C (nl) * | 1978-06-30 | 1987-08-03 | Nippon Musical Instruments Mfg | Toonproductie-inrichting voor een electronisch muziekinstrument. |
| GB2075299B (en) * | 1980-04-22 | 1983-10-19 | Casio Computer Co Ltd | Digital filter device |
| NL189588C (nl) * | 1981-04-01 | 1993-05-17 | Philips Nv | Zender voor hoekgemoduleerde signalen. |
| JPS5850595A (ja) * | 1981-09-22 | 1983-03-25 | ヤマハ株式会社 | 効果付加装置 |
| NL8201344A (nl) * | 1982-03-31 | 1983-10-17 | Philips Nv | Digitale toonregelinrichting. |
| JPH079588B2 (ja) * | 1984-08-31 | 1995-02-01 | ヤマハ株式会社 | 楽音発生装置 |
-
1986
- 1986-10-24 JP JP61254303A patent/JPH0646686B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-10-22 US US07/111,453 patent/US5003504A/en not_active Expired - Fee Related
- 1987-10-23 DE DE3752019T patent/DE3752019T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1987-10-23 EP EP87115619A patent/EP0264960B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3752019T2 (de) | 1997-06-12 |
| EP0264960A3 (en) | 1989-08-23 |
| DE3752019D1 (de) | 1997-03-20 |
| US5003504A (en) | 1991-03-26 |
| EP0264960B1 (en) | 1997-02-05 |
| JPS63107305A (ja) | 1988-05-12 |
| EP0264960A2 (en) | 1988-04-27 |
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