JPH0646462A - テレビジョン信号発生器 - Google Patents
テレビジョン信号発生器Info
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- JPH0646462A JPH0646462A JP5152451A JP15245193A JPH0646462A JP H0646462 A JPH0646462 A JP H0646462A JP 5152451 A JP5152451 A JP 5152451A JP 15245193 A JP15245193 A JP 15245193A JP H0646462 A JPH0646462 A JP H0646462A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N17/00—Diagnosis, testing or measuring for television systems or their details
- H04N17/02—Diagnosis, testing or measuring for television systems or their details for colour television signals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Health & Medical Sciences (AREA)
- Biomedical Technology (AREA)
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- Signal Processing (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
- Color Television Systems (AREA)
- Testing, Inspecting, Measuring Of Stereoscopic Televisions And Televisions (AREA)
- Medicines That Contain Protein Lipid Enzymes And Other Medicines (AREA)
- Measuring Or Testing Involving Enzymes Or Micro-Organisms (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 大容量のメモリを用いずに位相回転機能を保
持しつつ、映像出力から残留副搬送波とＳＣＨ誤差を除
去したテレビジョン信号発生器を提供する。 【構成】 所望のテレビジョン信号の色データを表す第
１及び第２デジタル成分並びに輝度データを表す第３デ
ジタル成分を蓄積する蓄積手段１００，１０２，２０：
１１４と、この蓄積手段に蓄積された第１，第２及び第
３デジタル成分を共通のシステム・クロックに応じてア
ドレス指定するアドレス発生手段７４と、このアドレス
発生手段によりアドレス指定された第１，第２及び第３
デジタル成分を組み合わせて所望テレビジョン信号の形
式にする組み合せ手段３８，１０６とを具えたテレビジ
ョン信号発生器である。
持しつつ、映像出力から残留副搬送波とＳＣＨ誤差を除
去したテレビジョン信号発生器を提供する。 【構成】 所望のテレビジョン信号の色データを表す第
１及び第２デジタル成分並びに輝度データを表す第３デ
ジタル成分を蓄積する蓄積手段１００，１０２，２０：
１１４と、この蓄積手段に蓄積された第１，第２及び第
３デジタル成分を共通のシステム・クロックに応じてア
ドレス指定するアドレス発生手段７４と、このアドレス
発生手段によりアドレス指定された第１，第２及び第３
デジタル成分を組み合わせて所望テレビジョン信号の形
式にする組み合せ手段３８，１０６とを具えたテレビジ
ョン信号発生器である。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、信号発生器、特に全面
的にデジタル化し、単一のシステム・クロックと単一の
デジタル・アナログ変換器とを用いたテレビジョン信号
発生器に関する。
的にデジタル化し、単一のシステム・クロックと単一の
デジタル・アナログ変換器とを用いたテレビジョン信号
発生器に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする問題点】従来
のテレビジョン試験信号発生器、例えばアメリカ合衆国
オレゴン州ビーバートンのテクトロニックス社製の１４
１０Ｒシリーズ同期及び試験信号発生器は、アナログ形
式である。すなわち、総ての信号成分をアナログ技法に
より発生している。デジタル回路は、アナログ成分のタ
イミング調整と切換にのみ用いられる。このような構成
をとった場合の問題点としては、映像出力における水平
同期に対する副搬送波（ＳＣＨ）の不正確な位相の問題
と、残留副搬送波の問題がある。とはいえ、このような
アナログ技法では、被試験テレビジョン・システム中の
フィルタに典型的に起因するマルチバースト信号のリン
ギングを容易に検出できるよう、位相を回転できる。
のテレビジョン試験信号発生器、例えばアメリカ合衆国
オレゴン州ビーバートンのテクトロニックス社製の１４
１０Ｒシリーズ同期及び試験信号発生器は、アナログ形
式である。すなわち、総ての信号成分をアナログ技法に
より発生している。デジタル回路は、アナログ成分のタ
イミング調整と切換にのみ用いられる。このような構成
をとった場合の問題点としては、映像出力における水平
同期に対する副搬送波（ＳＣＨ）の不正確な位相の問題
と、残留副搬送波の問題がある。とはいえ、このような
アナログ技法では、被試験テレビジョン・システム中の
フィルタに典型的に起因するマルチバースト信号のリン
ギングを容易に検出できるよう、位相を回転できる。
【０００３】他の方法、例えばデンマーク・フィリップ
ス社製のＰＭ５６３０型試験信号発生器及びテクトロニ
ックス社製ＴＳＧ３００コンポーネント・テレビジョン
信号発生器では、デジタル成分技法を用いている。これ
ら信号発生器では、アナログ成分発生器をプログラマブ
ル・リード・オンリー・メモリ（以下ＰＲＯＭと記す）
に置換し、これらＰＲＲＭの後にデジタル・アナログ変
換器（以下ＤＡＣと記す）及びローパス・フィルタを接
続している。また、色成分包絡線用ＤＡＣの出力によ
り、副搬送波周波数にて発振している発振器を変調する
ことによって、色副搬送波を発生する。輝度チャンネル
の出力を変調された副搬送波に加算して試験信号出力を
発生する。このような構成によって試験信号の順応性が
向上する。しかし、このアナログ変調の構成では、なお
映像出力中に残留副搬送波とＳＣＨ誤差とが残ってしま
う。また、位相回転をシミュレートするためには、各水
平ライン用の個別のパターンを蓄積するメモリが必要な
ので、このメモリがなければ、この位相回転機能が失わ
れてしまう。
ス社製のＰＭ５６３０型試験信号発生器及びテクトロニ
ックス社製ＴＳＧ３００コンポーネント・テレビジョン
信号発生器では、デジタル成分技法を用いている。これ
ら信号発生器では、アナログ成分発生器をプログラマブ
ル・リード・オンリー・メモリ（以下ＰＲＯＭと記す）
に置換し、これらＰＲＲＭの後にデジタル・アナログ変
換器（以下ＤＡＣと記す）及びローパス・フィルタを接
続している。また、色成分包絡線用ＤＡＣの出力によ
り、副搬送波周波数にて発振している発振器を変調する
ことによって、色副搬送波を発生する。輝度チャンネル
の出力を変調された副搬送波に加算して試験信号出力を
発生する。このような構成によって試験信号の順応性が
向上する。しかし、このアナログ変調の構成では、なお
映像出力中に残留副搬送波とＳＣＨ誤差とが残ってしま
う。また、位相回転をシミュレートするためには、各水
平ライン用の個別のパターンを蓄積するメモリが必要な
ので、このメモリがなければ、この位相回転機能が失わ
れてしまう。
【０００４】そこで本発明の目的は、大容量のメモリを
用いずに位相回転機能を保持しつつ、映像出力から残留
副搬送波とＳＣＨ誤差を除去したテレビジョン信号発生
器を提供することにある。
用いずに位相回転機能を保持しつつ、映像出力から残留
副搬送波とＳＣＨ誤差を除去したテレビジョン信号発生
器を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段及び作用】第１の本発明
は、所望テレビジョン信号の色データを表す第１及び第
２デジタル成分並びに輝度データを表す第３デジタル成
分を蓄積する蓄積手段１００，１０２，２８：１１４
と、この蓄積手段に蓄積された第１，第２及び第３デジ
タル成分を共通のシステム・クロックに応じてアドレス
指定するアドレス発生手段７４と、このアドレス発生手
段によりアドレス指定された第１，第２及び第３デジタ
ル成分を組み合わせて所望テレビジョン信号の形式にす
る組み合わせ手段３８，１０６とを具えたテレビジョン
信号発生器である。
は、所望テレビジョン信号の色データを表す第１及び第
２デジタル成分並びに輝度データを表す第３デジタル成
分を蓄積する蓄積手段１００，１０２，２８：１１４
と、この蓄積手段に蓄積された第１，第２及び第３デジ
タル成分を共通のシステム・クロックに応じてアドレス
指定するアドレス発生手段７４と、このアドレス発生手
段によりアドレス指定された第１，第２及び第３デジタ
ル成分を組み合わせて所望テレビジョン信号の形式にす
る組み合わせ手段３８，１０６とを具えたテレビジョン
信号発生器である。
【０００６】第２の本発明は、第１の本発明において、
第１デジタル成分は位相増分形式であり、第２デジタル
成分は振幅値又は副搬送波位相オフセット値の形式であ
るテレビジョン信号発生器である。
第１デジタル成分は位相増分形式であり、第２デジタル
成分は振幅値又は副搬送波位相オフセット値の形式であ
るテレビジョン信号発生器である。
【０００７】本発明の目的・利点・及びその他の新規な
特徴は、図面を参照しての以下の説明より明らかとなろ
う。
特徴は、図面を参照しての以下の説明より明らかとなろ
う。
【０００８】
【実施例】図１はＰＡＬ方式に適用した本発明のテレビ
ジョン信号発生器の第１の実施例のブロック図であり、
ＰＡＬ用の色名称及び数値を用いる。システム・クロッ
ク発振器（ＯＳＣ）１０は、副搬送波周波数の４倍、す
なわち４ｆｓｃにて発振し、テレビジョン信号発生回路
のタイミングを決める。システム・クロック発振器１０
の出力を位相ロック・ループ１２に入力する。この位相
ロック・ループ１２は、電圧制御型水晶発振器（ＶＣＸ
Ｏ）１４を制御し、水平ライン周波数の１１３５倍の周
波数を発生する。システム・クロック発振器１０の出力
を、同様に色アドレス発生器１６、デジタル正弦波発生
器２０及びデジタル余弦波発生器１８にも入力する。こ
れら正弦波発生器２０及び余弦波発生器１８は、副搬送
波周波数にて、正弦関数及び余弦関数のデジタル信号を
夫々発生する。色アドレス発生器１６は、副搬送波周波
数の４倍で、Ｕ軸用ＰＲＯＭ２２及びＶ軸用ＰＲＯＭ２
４からのデータをフェッチする。
ジョン信号発生器の第１の実施例のブロック図であり、
ＰＡＬ用の色名称及び数値を用いる。システム・クロッ
ク発振器（ＯＳＣ）１０は、副搬送波周波数の４倍、す
なわち４ｆｓｃにて発振し、テレビジョン信号発生回路
のタイミングを決める。システム・クロック発振器１０
の出力を位相ロック・ループ１２に入力する。この位相
ロック・ループ１２は、電圧制御型水晶発振器（ＶＣＸ
Ｏ）１４を制御し、水平ライン周波数の１１３５倍の周
波数を発生する。システム・クロック発振器１０の出力
を、同様に色アドレス発生器１６、デジタル正弦波発生
器２０及びデジタル余弦波発生器１８にも入力する。こ
れら正弦波発生器２０及び余弦波発生器１８は、副搬送
波周波数にて、正弦関数及び余弦関数のデジタル信号を
夫々発生する。色アドレス発生器１６は、副搬送波周波
数の４倍で、Ｕ軸用ＰＲＯＭ２２及びＶ軸用ＰＲＯＭ２
４からのデータをフェッチする。
【０００９】ＶＣＸＤ１４の出力は、輝度アドレス発生
器２６をクロックして、１水平ライン当り１１３５個の
サンプル点という比率で輝度ＰＲＯＭ２８からのデータ
をフェッチする。輝度アドレス発生器２６は、リセット
信号を色アドレス発生器１６へ各フィールドの初めに送
る。このためクロック・スキュー誤差が累積することを
防止でき、よってＳＣＨ位相誤差を最小にする。
器２６をクロックして、１水平ライン当り１１３５個の
サンプル点という比率で輝度ＰＲＯＭ２８からのデータ
をフェッチする。輝度アドレス発生器２６は、リセット
信号を色アドレス発生器１６へ各フィールドの初めに送
る。このためクロック・スキュー誤差が累積することを
防止でき、よってＳＣＨ位相誤差を最小にする。
【００１０】Ｕ軸用ＰＲＯＭ２２及びＶ軸用ＰＲＯＭ２
４からのフェッチされたデータは、対応する包絡線補間
器３０及び３２を通過する。これら補間器により、副搬
送波包絡線データを水平ライン単位に若干シフトするこ
とができる。このことは、ＰＡＬ副搬送波周波数が水平
走査周波数の整数倍ではないためにＰＡＬテレビジョン
・システムに必要である。したがって、副搬送波包絡線
を、６２５本のライン毎に総計４つのサンプル点だけ拡
張すべきである。包絡線補間器３０，３２を実現する１
つの方法は、包絡線サンプルを２つの成分、即ち開始点
及び勾配として蓄積することである。フレームの最初の
ラインにおいて、開始点の値は、なんら変調されること
なく包絡線補間器３０及び３２を通過する。次の半フィ
ールド期間中、開始点の値にオフセット値を加えて、包
絡線サンプルを計算する。このオフセット値は、開始点
の値、勾配及びライン数の関数である。フィールドの半
分を走査した後、副搬送波包絡線のライン１の開始点を
１サンプル分だけ正確にシフトし、上述の工程を繰り返
す。フィールド１の最終ラインの後、この工程を再び繰
り返して、２サンプル分だけ正確にシフトする。この同
じ工程を第２のフィールドにおいても繰り返し、６２５
ライン期間にわたり正確に４つのサンプル点だけ副搬送
波包絡線を拡張する。
４からのフェッチされたデータは、対応する包絡線補間
器３０及び３２を通過する。これら補間器により、副搬
送波包絡線データを水平ライン単位に若干シフトするこ
とができる。このことは、ＰＡＬ副搬送波周波数が水平
走査周波数の整数倍ではないためにＰＡＬテレビジョン
・システムに必要である。したがって、副搬送波包絡線
を、６２５本のライン毎に総計４つのサンプル点だけ拡
張すべきである。包絡線補間器３０，３２を実現する１
つの方法は、包絡線サンプルを２つの成分、即ち開始点
及び勾配として蓄積することである。フレームの最初の
ラインにおいて、開始点の値は、なんら変調されること
なく包絡線補間器３０及び３２を通過する。次の半フィ
ールド期間中、開始点の値にオフセット値を加えて、包
絡線サンプルを計算する。このオフセット値は、開始点
の値、勾配及びライン数の関数である。フィールドの半
分を走査した後、副搬送波包絡線のライン１の開始点を
１サンプル分だけ正確にシフトし、上述の工程を繰り返
す。フィールド１の最終ラインの後、この工程を再び繰
り返して、２サンプル分だけ正確にシフトする。この同
じ工程を第２のフィールドにおいても繰り返し、６２５
ライン期間にわたり正確に４つのサンプル点だけ副搬送
波包絡線を拡張する。
【００１１】Ｕ軸とＶ軸の副搬送波データを補間した
後、正弦ＳＩＮ（ＦSC）及び余弦ＣＯＳ（ＦSC）デジタ
ル値とこれら補間したデータとを掛け算器３４及び３６
によって夫々積算する。サンプル結果は４ｆｓｃでクロ
ックされるため、正弦波発生器２０及び余弦波発生器１
８を単純化するように、例えばＳＩＮＥ＝０，＋１，
０，−１，‥‥ＣＯＳ＝＋１，０，−１，０‥‥となる
ように包絡線上の点を選んでもよく、それゆえ掛け算器
３４及び３６も単純化できる。その結果のデータを加算
器３８に入力し、この加算結果出力をＤＡＣ４０に供給
して、変調された副搬送波を発生する。輝度ＰＲＯＭ２
８からのデータを第２ＤＡＣ４２に供給し、これら２つ
のＤＡＣ出力を第２加算器４４に入力する。これら輝度
データ及び色データの加算結果をローパスフィルタ４６
に供給して、映像出力を発生する。総ての色データをデ
ジタル的に発生するため、残留搬送波が除去される。ま
たＳＣＨ誤差は、全面的にアナログ比較器である場合よ
りも少なくなる。しかし、後述するような単一のＤＡ
Ｃ、又は改良されたクロック発振器を用いたテレビジョ
ン信号発生器のようには安定しない。
後、正弦ＳＩＮ（ＦSC）及び余弦ＣＯＳ（ＦSC）デジタ
ル値とこれら補間したデータとを掛け算器３４及び３６
によって夫々積算する。サンプル結果は４ｆｓｃでクロ
ックされるため、正弦波発生器２０及び余弦波発生器１
８を単純化するように、例えばＳＩＮＥ＝０，＋１，
０，−１，‥‥ＣＯＳ＝＋１，０，−１，０‥‥となる
ように包絡線上の点を選んでもよく、それゆえ掛け算器
３４及び３６も単純化できる。その結果のデータを加算
器３８に入力し、この加算結果出力をＤＡＣ４０に供給
して、変調された副搬送波を発生する。輝度ＰＲＯＭ２
８からのデータを第２ＤＡＣ４２に供給し、これら２つ
のＤＡＣ出力を第２加算器４４に入力する。これら輝度
データ及び色データの加算結果をローパスフィルタ４６
に供給して、映像出力を発生する。総ての色データをデ
ジタル的に発生するため、残留搬送波が除去される。ま
たＳＣＨ誤差は、全面的にアナログ比較器である場合よ
りも少なくなる。しかし、後述するような単一のＤＡ
Ｃ、又は改良されたクロック発振器を用いたテレビジョ
ン信号発生器のようには安定しない。
【００１２】図２は、本発明の好適な第２実施例のブロ
ック図であり、この実施例では、水平ライン周波数の１
１３５倍（以下１１３５Ｈと記す）で発振するクロック
発振器５０から４倍の副搬送波周波数を引き出すため
に、改良した技術を用いている。クロック発振器５０を
用いて、アドレス・ポインタ・ラッチ５２を増分し、こ
の増分した値をアドレス信号としてＰＲＯＭ５４に供給
する。このＰＲＯＭ５４はデジタル化した正弦波の１サ
イクルを記憶している。デジタル化した正弦波の長さ
は、２の累乗になるように選択するので、２進加算を行
うと共にキャリーを無視することにより、正弦波の終わ
りから初めに戻って「巻き込む」ようにアドレスをオフ
セットする。位相増分回路５６の出力を加算器５８にて
ラッチ５２の出力と加算し、この加算された値をラッチ
５２に再び入力して、新たなアドレス・ポインタとす
る。位相増分の値は、正弦ＰＲＯＭ５４の出力が１００
Ｈｚの正弦波のデジタル表現となるように選ぶ。正弦Ｐ
ＲＯＭ５４からのデータは、ＤＡＣ６０に、そしてロー
パス・フィルタ６２に送られ、１対の平衡アナログ変調
器６４，６６及び９０度位相シフト器６８，７０にて１
１３５Ｈのクロックと混合される。これによって、加算
器７２の出力端において、水平ライン周波数の１１３５
倍の周波数と１００Ｈｚとの和であり、正確に副搬送波
周波数の４倍に等しい周波数を発生する。これら２つの
クロック信号、即ち４ｆｓｃと１１３５Ｈとを、正弦波
発生器２０、余弦波発生器１８、色アドレス発生器１６
及び輝度アドレス発生器２６へと、図１を参照して上述
したように入力する。本実施例においては、この２つの
クロック４ｆｓｃと１１３５Ｈとが位相ロックループを
用いずに相互にロックされており、冗長な分周回路、Ｐ
ＬＬの位相ジッタ及びＳＣＨ誤差を除去できる。
ック図であり、この実施例では、水平ライン周波数の１
１３５倍（以下１１３５Ｈと記す）で発振するクロック
発振器５０から４倍の副搬送波周波数を引き出すため
に、改良した技術を用いている。クロック発振器５０を
用いて、アドレス・ポインタ・ラッチ５２を増分し、こ
の増分した値をアドレス信号としてＰＲＯＭ５４に供給
する。このＰＲＯＭ５４はデジタル化した正弦波の１サ
イクルを記憶している。デジタル化した正弦波の長さ
は、２の累乗になるように選択するので、２進加算を行
うと共にキャリーを無視することにより、正弦波の終わ
りから初めに戻って「巻き込む」ようにアドレスをオフ
セットする。位相増分回路５６の出力を加算器５８にて
ラッチ５２の出力と加算し、この加算された値をラッチ
５２に再び入力して、新たなアドレス・ポインタとす
る。位相増分の値は、正弦ＰＲＯＭ５４の出力が１００
Ｈｚの正弦波のデジタル表現となるように選ぶ。正弦Ｐ
ＲＯＭ５４からのデータは、ＤＡＣ６０に、そしてロー
パス・フィルタ６２に送られ、１対の平衡アナログ変調
器６４，６６及び９０度位相シフト器６８，７０にて１
１３５Ｈのクロックと混合される。これによって、加算
器７２の出力端において、水平ライン周波数の１１３５
倍の周波数と１００Ｈｚとの和であり、正確に副搬送波
周波数の４倍に等しい周波数を発生する。これら２つの
クロック信号、即ち４ｆｓｃと１１３５Ｈとを、正弦波
発生器２０、余弦波発生器１８、色アドレス発生器１６
及び輝度アドレス発生器２６へと、図１を参照して上述
したように入力する。本実施例においては、この２つの
クロック４ｆｓｃと１１３５Ｈとが位相ロックループを
用いずに相互にロックされており、冗長な分周回路、Ｐ
ＬＬの位相ジッタ及びＳＣＨ誤差を除去できる。
【００１３】図３は本発明の第３の実施例のブロック部
であり、ここでは１１３５Ｈの単一のクロック発振器を
用いて２つの正確に同期した発振器を具える必要をなく
している。この１１３５Ｈのクロック信号により、信号
アドレス発生器７４はＵ軸ＰＲＯＭ２２、Ｖ軸ＰＲＯＭ
２４及び輝度ＰＲＯＭ２８から１１３５Ｈの周波数でサ
ンプル値をフェッチすることができる。ここで、Ｕ軸デ
ータとＶ軸データとは、夫々掛算器７６，７８によって
ＳＩＮ（Ｆｓｃ）及びＣＯＳ（Ｆｓｃ）のデジタル表現
とデジタル的に変調され、更に輝度データと加算器８０
にて加算される。加算結果のデータは、ＤＡＣ４０とロ
ーパスフィルタ４４とを通過し、映像信号出力となる。
総てのデータは１１３５Ｈにてクロックされているた
め、ただ１つのＤＡＣがあれば十分である。なお、これ
らＳＩＮ（Ｆｓｃ）及びＣＯＳ（Ｆｓｃ）データは、１
対のＰＲＯＭ８２及び８４からデータをフェッチするこ
とにより発生するが、これらＰＲＯＭ８２及び８４は夫
々１サイクル分がデジタル化された正弦波関数と余弦波
関数とを記憶している。正弦ＰＲＯＭ８２と余弦ＰＭＯ
Ｈ８４用のアドレスは、加算器８６において、ラッチ８
８からの現在のアドレスに、位相増分回路５６からの９
０度に固定された位相増分とオフセット発生器９０の出
力とを加算して計算する。なお、オフセット発生器９０
の発振周波数は、ＰＡＬの場合、２５Ｈｚである。
であり、ここでは１１３５Ｈの単一のクロック発振器を
用いて２つの正確に同期した発振器を具える必要をなく
している。この１１３５Ｈのクロック信号により、信号
アドレス発生器７４はＵ軸ＰＲＯＭ２２、Ｖ軸ＰＲＯＭ
２４及び輝度ＰＲＯＭ２８から１１３５Ｈの周波数でサ
ンプル値をフェッチすることができる。ここで、Ｕ軸デ
ータとＶ軸データとは、夫々掛算器７６，７８によって
ＳＩＮ（Ｆｓｃ）及びＣＯＳ（Ｆｓｃ）のデジタル表現
とデジタル的に変調され、更に輝度データと加算器８０
にて加算される。加算結果のデータは、ＤＡＣ４０とロ
ーパスフィルタ４４とを通過し、映像信号出力となる。
総てのデータは１１３５Ｈにてクロックされているた
め、ただ１つのＤＡＣがあれば十分である。なお、これ
らＳＩＮ（Ｆｓｃ）及びＣＯＳ（Ｆｓｃ）データは、１
対のＰＲＯＭ８２及び８４からデータをフェッチするこ
とにより発生するが、これらＰＲＯＭ８２及び８４は夫
々１サイクル分がデジタル化された正弦波関数と余弦波
関数とを記憶している。正弦ＰＲＯＭ８２と余弦ＰＭＯ
Ｈ８４用のアドレスは、加算器８６において、ラッチ８
８からの現在のアドレスに、位相増分回路５６からの９
０度に固定された位相増分とオフセット発生器９０の出
力とを加算して計算する。なお、オフセット発生器９０
の発振周波数は、ＰＡＬの場合、２５Ｈｚである。
【００１４】図４は、上述のオフセット発生器９０の詳
細なブロック図である。ＰＡＬテレビジョン方式におい
ては、副搬送波周波数を水平ライン周波数の１１３５／
４倍と２５Ｈｚとの和と定めている。データを１１３５
Ｈの周波数でクロックする場合、副搬送波の各サイクル
当り約４サンプル点となる。副搬送波に必要とされる正
確な周波数を発生するためには、正弦ＰＲＯＭ８２から
フェッチするサンプルは、９０度よりは若干多めに離れ
ていなければらない。実際２５Ｈｚのオフセットは、６
２５本の水平ラインの各期間内に副搬送波の「余分な」
サイクルとして加えることと理解できる。この余分なサ
イクルを加えるには、正弦ＰＲＯＭ８２からフェッチさ
れるサンプルのアドレスをオフセット発生器９０が周期
的に増分する。一例として、４０９６個の点にデジタル
化された正弦波を記憶した正弦ＰＲＯＭ８２や、水平ラ
イン当り１１３５個のサンプル点に対して、６２５ライ
ンのフレーム当り７０９，３７５サンプル個の点があ
る。６２５本のライン毎に１つの余分な副搬送波サイク
ルを加えるために、オフセット発生器９０は７０９，３
７５／４０９６＝１７３．１８７２６クロック・サイク
ル毎に１つのパルスを発生しなければならない。このオ
フセット発生器９０は、１６回に３回の割合で１７４ク
ロック・サイクルだけ待機すると共に、１６回に１３回
の割合で１７３クロック・サイクルだけ待機することに
よって、この値を近似している。これは、１７３．１８
７２５クロック・サイクルのパルス間平均時間に対応す
る。この近似によって生まれる残留誤差は、フィールド
１のライン１の開始において、正弦ＰＲＯＭアドレス・
ラッチ８８を０度にリセットすることによって、４フレ
ーム毎に１回クリアできる。
細なブロック図である。ＰＡＬテレビジョン方式におい
ては、副搬送波周波数を水平ライン周波数の１１３５／
４倍と２５Ｈｚとの和と定めている。データを１１３５
Ｈの周波数でクロックする場合、副搬送波の各サイクル
当り約４サンプル点となる。副搬送波に必要とされる正
確な周波数を発生するためには、正弦ＰＲＯＭ８２から
フェッチするサンプルは、９０度よりは若干多めに離れ
ていなければらない。実際２５Ｈｚのオフセットは、６
２５本の水平ラインの各期間内に副搬送波の「余分な」
サイクルとして加えることと理解できる。この余分なサ
イクルを加えるには、正弦ＰＲＯＭ８２からフェッチさ
れるサンプルのアドレスをオフセット発生器９０が周期
的に増分する。一例として、４０９６個の点にデジタル
化された正弦波を記憶した正弦ＰＲＯＭ８２や、水平ラ
イン当り１１３５個のサンプル点に対して、６２５ライ
ンのフレーム当り７０９，３７５サンプル個の点があ
る。６２５本のライン毎に１つの余分な副搬送波サイク
ルを加えるために、オフセット発生器９０は７０９，３
７５／４０９６＝１７３．１８７２６クロック・サイク
ル毎に１つのパルスを発生しなければならない。このオ
フセット発生器９０は、１６回に３回の割合で１７４ク
ロック・サイクルだけ待機すると共に、１６回に１３回
の割合で１７３クロック・サイクルだけ待機することに
よって、この値を近似している。これは、１７３．１８
７２５クロック・サイクルのパルス間平均時間に対応す
る。この近似によって生まれる残留誤差は、フィールド
１のライン１の開始において、正弦ＰＲＯＭアドレス・
ラッチ８８を０度にリセットすることによって、４フレ
ーム毎に１回クリアできる。
【００１５】このオフセット発生器９０は、１６進法に
よって遅延ＰＲＯＭ９４をアドレス指定する遅延カウン
タ９２を有する。この遅延ＰＲＯＭ９４は、１６個の整
数を記憶している。循環カウンタ９６は、クロック・サ
イクルを計数し、遅延ＰＲＯＭ９４からのデータをプリ
ロードしている。循環カウンタ９６からのキャリー出力
は１７３クロック・サイクルの後に発生し、これによっ
て遅延カウンタ９２が増分して、遅延ＰＲＯＭ９４の次
の整数を選択し、この選択した整数を循環カウンタ９６
にプリロードする。遅延ＰＲＯＭ９４中の整数は、１６
個の内の１３個がキャリー・パルスの間で１７３クロッ
ク・サイクルの遅延を行ない、１６個の内の３個がキャ
リー・パルスの間で１７４クロック・サイクルの遅延を
行なうように選択され、パルス間の平均時間を１７３．
１８７５クロック・サイクルとしている。
よって遅延ＰＲＯＭ９４をアドレス指定する遅延カウン
タ９２を有する。この遅延ＰＲＯＭ９４は、１６個の整
数を記憶している。循環カウンタ９６は、クロック・サ
イクルを計数し、遅延ＰＲＯＭ９４からのデータをプリ
ロードしている。循環カウンタ９６からのキャリー出力
は１７３クロック・サイクルの後に発生し、これによっ
て遅延カウンタ９２が増分して、遅延ＰＲＯＭ９４の次
の整数を選択し、この選択した整数を循環カウンタ９６
にプリロードする。遅延ＰＲＯＭ９４中の整数は、１６
個の内の１３個がキャリー・パルスの間で１７３クロッ
ク・サイクルの遅延を行ない、１６個の内の３個がキャ
リー・パルスの間で１７４クロック・サイクルの遅延を
行なうように選択され、パルス間の平均時間を１７３．
１８７５クロック・サイクルとしている。
【００１６】図５は、本発明の第４実施例を示すブロッ
ク図であり、この実施例ではデジタル化した正弦波の振
幅と位相を変調することによって、色副搬送波を発生し
ている。この実施例では、総てのデータが１１３５Ｈに
クロックされており、デジタル掛算器はたった１つでよ
く、色データと輝度データは共に単一のＤＡＣを通過す
る。発生する各信号は、３つの成分、即ち副搬送波位相
（Φ）増分、副搬送波振幅及び輝度に分け、これらの成
分を対応するＰＲＯＭ１００，１０２，２８に蓄積す
る。アドレス発生器７４は、各ＰＲＯＭ１００，１０
２，２８内のデータをアクセスするために、適切なアド
レスを発生する。正弦ＰＲＯＭ８２からサンプル値をフ
ェッチすることによって色副搬送波を発生する。サンプ
ル周波数と連続したサンプル値間のアドレス数とを変化
させることによって、任意の周波数及び位相特性を有す
る正弦波を発生できる。正弦ＰＲＯＭ８２の出力をデジ
タル掛算器７６に供給することによって、副搬送波の振
幅を制御する。正弦ＰＲＯＭ８２からフェッチされる現
在のサンプル値のアドレスは、アドレス・ラッチ８８か
らの前のアドレスに、副搬送波位相増分ＰＲＯＭ１００
及びオフセット発生器９０からの現在のデータを加算器
８６にて加算することによって計数する。正弦ＰＲＯＭ
８２からのデータは、副搬送波振幅ＰＲＯＭ１０２から
の現在のデータと掛け合わせて、適当な位相と振幅特性
を有する色副搬送波を発生する。加算器３８にて、この
副搬送波データを輝度ＰＲＯＭ２８からの現在のデータ
と加算し、その結果データをＤＡＣ４０及びローパスフ
ィルタ４６に順次供給する。位相増分ＰＲＯＭを用いて
いることで、ライン掃引、マルチバースト及びマルチパ
ルス等の周波数応答信号の包絡線を観察する際に望まし
い位相回転ができる。位相増分ＰＲＯＭ１００からの位
相増分は、信号出力正弦波の周波数を設定し、振幅ＰＲ
ＯＭ１０２からの振幅データは包絡線を変調する。位相
増分をサンプル毎に直線的に変化させることによって、
波形モニタ上に表示される際に水平ラインを掃引する周
波数の正弦波を発生する。
ク図であり、この実施例ではデジタル化した正弦波の振
幅と位相を変調することによって、色副搬送波を発生し
ている。この実施例では、総てのデータが１１３５Ｈに
クロックされており、デジタル掛算器はたった１つでよ
く、色データと輝度データは共に単一のＤＡＣを通過す
る。発生する各信号は、３つの成分、即ち副搬送波位相
（Φ）増分、副搬送波振幅及び輝度に分け、これらの成
分を対応するＰＲＯＭ１００，１０２，２８に蓄積す
る。アドレス発生器７４は、各ＰＲＯＭ１００，１０
２，２８内のデータをアクセスするために、適切なアド
レスを発生する。正弦ＰＲＯＭ８２からサンプル値をフ
ェッチすることによって色副搬送波を発生する。サンプ
ル周波数と連続したサンプル値間のアドレス数とを変化
させることによって、任意の周波数及び位相特性を有す
る正弦波を発生できる。正弦ＰＲＯＭ８２の出力をデジ
タル掛算器７６に供給することによって、副搬送波の振
幅を制御する。正弦ＰＲＯＭ８２からフェッチされる現
在のサンプル値のアドレスは、アドレス・ラッチ８８か
らの前のアドレスに、副搬送波位相増分ＰＲＯＭ１００
及びオフセット発生器９０からの現在のデータを加算器
８６にて加算することによって計数する。正弦ＰＲＯＭ
８２からのデータは、副搬送波振幅ＰＲＯＭ１０２から
の現在のデータと掛け合わせて、適当な位相と振幅特性
を有する色副搬送波を発生する。加算器３８にて、この
副搬送波データを輝度ＰＲＯＭ２８からの現在のデータ
と加算し、その結果データをＤＡＣ４０及びローパスフ
ィルタ４６に順次供給する。位相増分ＰＲＯＭを用いて
いることで、ライン掃引、マルチバースト及びマルチパ
ルス等の周波数応答信号の包絡線を観察する際に望まし
い位相回転ができる。位相増分ＰＲＯＭ１００からの位
相増分は、信号出力正弦波の周波数を設定し、振幅ＰＲ
ＯＭ１０２からの振幅データは包絡線を変調する。位相
増分をサンプル毎に直線的に変化させることによって、
波形モニタ上に表示される際に水平ラインを掃引する周
波数の正弦波を発生する。
【００１７】オフセット発生器９０は、各ライン上で位
相差を生じさせるので、テレビジョン信号を表示する
際、正弦波の隣接するノード間の間隔が無視できるよう
になり、この包絡線を明瞭に見ることができる。
相差を生じさせるので、テレビジョン信号を表示する
際、正弦波の隣接するノード間の間隔が無視できるよう
になり、この包絡線を明瞭に見ることができる。
【００１８】図６は、本発明の第５実施例を示すブロッ
ク図であり、図５に示す実施例の改良版である。この実
施例では正弦ＰＲＯＭ８２は正弦波の半サイクル分のみ
記憶しており、残りの（第２）半サイクルは初めの（第
１）半サイクルを再びアドレス指定して、データを反転
させることによって発生している。第１半サイクルと対
称な第２半サイクルを発生するために、データを反転さ
せた後に加算器１０６にてこのデータに１を加算する。
この方法によってアドレス・ラッチ８８からの最上位ア
ドレス・ビットは符号ビットとなり、掛算器７６を迂回
して排他的論理和ゲート１０４へ入力する。掛算器７６
の出力も同様に排他的論理和ゲート１０４へ入力するの
で、符号ビットが１のときに、この排他的論理和ゲート
の出力が反転したデータとなる。この構成が持つ利点
は、安価なＮ×Ｎ掛算器でＮ＋１ビットのデータを正確
に発生させることができる点にある。
ク図であり、図５に示す実施例の改良版である。この実
施例では正弦ＰＲＯＭ８２は正弦波の半サイクル分のみ
記憶しており、残りの（第２）半サイクルは初めの（第
１）半サイクルを再びアドレス指定して、データを反転
させることによって発生している。第１半サイクルと対
称な第２半サイクルを発生するために、データを反転さ
せた後に加算器１０６にてこのデータに１を加算する。
この方法によってアドレス・ラッチ８８からの最上位ア
ドレス・ビットは符号ビットとなり、掛算器７６を迂回
して排他的論理和ゲート１０４へ入力する。掛算器７６
の出力も同様に排他的論理和ゲート１０４へ入力するの
で、符号ビットが１のときに、この排他的論理和ゲート
の出力が反転したデータとなる。この構成が持つ利点
は、安価なＮ×Ｎ掛算器でＮ＋１ビットのデータを正確
に発生させることができる点にある。
【００１９】図７は、本発明の第６実施例を示すブロッ
ク図である。この実施例においては、正弦波の複数の半
サイクルが正弦ＰＲＯＭ８２に蓄積されており、この正
弦ＰＲＯＭを上位ビット用のＭＳＢ ＰＲＯＭ８２ａ及
び下位ビット用のＬＳＢ ＰＲＯＭ８２ｂに分割してい
る。発生する試験信号に必要な各定常状態副搬送波振幅
用に正弦波の個別な半サイクルが存在するように、これ
らサイクルを拡大又は縮小する。こうすることによって
副搬送波サンプル点の分解能が向上する。定常状態副搬
送波振幅の期間中に、ＭＳＢデータはＭＳＢ ＰＲＯＭ
８２ａから直接掛算器１０８へ入力し、ＬＳＢ ＰＲＯ
Ｍ８２ｂからのＬＳＢデータは、マルチプレクサ１１０
を経由する。副搬送波振幅の遷移期間は定常状態の期間
に対して非常に短いが、この遷移期間中、マルチプレク
サ１１０にてＬＳＢ ＰＲＯＭ８２ｂの出力を無視する
ことによって劣化した分解能となる。アドレス発生器７
４からの選択信号は、正弦ＰＲＯＭ８２ａ，８２ｂの両
方又はＭＳＢ ＰＲＯＭ８２ａのみをアドレス指定する
ようにアドレス・ラッチ８８を設定すると共にマルチプ
レクサ１１０の状態も決定する。このため、一層高分解
能のデジタル掛算器を必要とせずに、テレビジョン信号
の定常状態部分期間中、副搬送波の振幅分解能が向上す
る。
ク図である。この実施例においては、正弦波の複数の半
サイクルが正弦ＰＲＯＭ８２に蓄積されており、この正
弦ＰＲＯＭを上位ビット用のＭＳＢ ＰＲＯＭ８２ａ及
び下位ビット用のＬＳＢ ＰＲＯＭ８２ｂに分割してい
る。発生する試験信号に必要な各定常状態副搬送波振幅
用に正弦波の個別な半サイクルが存在するように、これ
らサイクルを拡大又は縮小する。こうすることによって
副搬送波サンプル点の分解能が向上する。定常状態副搬
送波振幅の期間中に、ＭＳＢデータはＭＳＢ ＰＲＯＭ
８２ａから直接掛算器１０８へ入力し、ＬＳＢ ＰＲＯ
Ｍ８２ｂからのＬＳＢデータは、マルチプレクサ１１０
を経由する。副搬送波振幅の遷移期間は定常状態の期間
に対して非常に短いが、この遷移期間中、マルチプレク
サ１１０にてＬＳＢ ＰＲＯＭ８２ｂの出力を無視する
ことによって劣化した分解能となる。アドレス発生器７
４からの選択信号は、正弦ＰＲＯＭ８２ａ，８２ｂの両
方又はＭＳＢ ＰＲＯＭ８２ａのみをアドレス指定する
ようにアドレス・ラッチ８８を設定すると共にマルチプ
レクサ１１０の状態も決定する。このため、一層高分解
能のデジタル掛算器を必要とせずに、テレビジョン信号
の定常状態部分期間中、副搬送波の振幅分解能が向上す
る。
【００２０】図８は、図５〜図７に示す実施例に用いら
れた信号アドレス発生器７４のブロック図である。ＰＲ
ＯＭ２８，１００，１０２は、１６個のサンプル点のブ
ロックに分割された試験信号データを夫々記憶してい
る。これらＰＲＯＭ２８，１００，１０２のアドレスの
下位４ビットは、１１３５Ｈにてクロックされている水
平カウンタ７１からの下位４ビット（ＨLSB ）である。
よって、１６個のサンプル点のブロックからのデータ
は、１１３５Ｈの周波数でこれらＰＲＯＭ２８，１０
０，１０２からアクセスされる。これらＰＲＯＭ２８，
１００，１０２の上位アドレス・ビットは、ＬＲＯＭブ
ロックＰＲＯＭ７７とＣＲＯＭブロックＰＲＯＭ７９の
出力から夫々得る。これらのブロック選択ＰＲＯＭ７
７，７９は、１６個のサンプル点のどのブロックをＰＲ
ＯＭ２８，１００，１０２から出力するかを選択する。
これらのブロック選択ＰＲＯＭ７７，７９は、１１３５
Ｈのサンプル周波数の１／１６でアクセスされるため、
安価なＥＰＲＯＭで構成できる。これらブロック選択Ｐ
ＲＯＭ７７，７９のアドレスは、水平カウンタ７１の上
位ビット（ＨMSB ）及び信号選択ＰＲＯＭ７３の出力か
ら得る。水平カウンタ７１のビットは、半ラインの始点
と終点にて「遷移ブロック」を選択するために必要とさ
れる。この信号選択ＰＲＯＭ７３は、どの信号が各水平
ラインに現われるかを決定するので、ただ２本の個別の
水平ラインとして蓄積される収束信号のような信号を可
能にする。この信号選択ＰＲＯＭ７３により、いくつか
の試験信号をマトリックスに組合せて、１つの試験パタ
ーンを作ることができる。この信号選択ＰＲＯＭ７３の
アドレスは垂直カウンタ８１とマイクロ・プロセッサ
（μＰ）７５の出力から得る。このマイクロ・プロセッ
サ７５は、どの試験信号又はどの試験信号のマトリック
スが発生するかを決定し、一方、垂直カウンタ８１は各
水平ラインにどの信号が現われるかを決定する。この信
号選択ＰＲＯＭ７３は、１１３５Ｈ毎に１回の垂直周波
数でアクセスされるため、安価なＥＰＲＯＭで構成され
る。
れた信号アドレス発生器７４のブロック図である。ＰＲ
ＯＭ２８，１００，１０２は、１６個のサンプル点のブ
ロックに分割された試験信号データを夫々記憶してい
る。これらＰＲＯＭ２８，１００，１０２のアドレスの
下位４ビットは、１１３５Ｈにてクロックされている水
平カウンタ７１からの下位４ビット（ＨLSB ）である。
よって、１６個のサンプル点のブロックからのデータ
は、１１３５Ｈの周波数でこれらＰＲＯＭ２８，１０
０，１０２からアクセスされる。これらＰＲＯＭ２８，
１００，１０２の上位アドレス・ビットは、ＬＲＯＭブ
ロックＰＲＯＭ７７とＣＲＯＭブロックＰＲＯＭ７９の
出力から夫々得る。これらのブロック選択ＰＲＯＭ７
７，７９は、１６個のサンプル点のどのブロックをＰＲ
ＯＭ２８，１００，１０２から出力するかを選択する。
これらのブロック選択ＰＲＯＭ７７，７９は、１１３５
Ｈのサンプル周波数の１／１６でアクセスされるため、
安価なＥＰＲＯＭで構成できる。これらブロック選択Ｐ
ＲＯＭ７７，７９のアドレスは、水平カウンタ７１の上
位ビット（ＨMSB ）及び信号選択ＰＲＯＭ７３の出力か
ら得る。水平カウンタ７１のビットは、半ラインの始点
と終点にて「遷移ブロック」を選択するために必要とさ
れる。この信号選択ＰＲＯＭ７３は、どの信号が各水平
ラインに現われるかを決定するので、ただ２本の個別の
水平ラインとして蓄積される収束信号のような信号を可
能にする。この信号選択ＰＲＯＭ７３により、いくつか
の試験信号をマトリックスに組合せて、１つの試験パタ
ーンを作ることができる。この信号選択ＰＲＯＭ７３の
アドレスは垂直カウンタ８１とマイクロ・プロセッサ
（μＰ）７５の出力から得る。このマイクロ・プロセッ
サ７５は、どの試験信号又はどの試験信号のマトリック
スが発生するかを決定し、一方、垂直カウンタ８１は各
水平ラインにどの信号が現われるかを決定する。この信
号選択ＰＲＯＭ７３は、１１３５Ｈ毎に１回の垂直周波
数でアクセスされるため、安価なＥＰＲＯＭで構成され
る。
【００２１】図９は、本発明の第７実施例を示すブロッ
ク図であるが、本実施例によって副搬送波の分解能が向
上する。この実施例では、正弦ＰＲＯＭ８２に蓄積され
た正弦波の単一半サイクルを、ある整数により複数のセ
グメントに分割しており、各セグメントの振幅がゼロか
らオフセットしている。データは第６図と同様に、正弦
ＰＲＯＭ８２からフェッチされ、掛算器７６に供給す
る。しかし、排他的論理和ゲート１０４を経由する掛算
器７６の出力は、加算器１０６にて振幅補正ＰＲＯＭ１
１２からの出力と加算される。この振幅補正ＰＲＯＭ１
１２は、副搬送波振幅ＰＲＯＭ１０２からの現在のデー
タよって掛算された適当な振幅オフセットと等しいデー
タを記憶している。この技術による振幅分解能は、より
高分解能のデジタル掛算器を必要とせずに向上し、しか
も定常状態領域と同様に副搬送波遷移領域における振幅
分解能も向上させる。
ク図であるが、本実施例によって副搬送波の分解能が向
上する。この実施例では、正弦ＰＲＯＭ８２に蓄積され
た正弦波の単一半サイクルを、ある整数により複数のセ
グメントに分割しており、各セグメントの振幅がゼロか
らオフセットしている。データは第６図と同様に、正弦
ＰＲＯＭ８２からフェッチされ、掛算器７６に供給す
る。しかし、排他的論理和ゲート１０４を経由する掛算
器７６の出力は、加算器１０６にて振幅補正ＰＲＯＭ１
１２からの出力と加算される。この振幅補正ＰＲＯＭ１
１２は、副搬送波振幅ＰＲＯＭ１０２からの現在のデー
タよって掛算された適当な振幅オフセットと等しいデー
タを記憶している。この技術による振幅分解能は、より
高分解能のデジタル掛算器を必要とせずに向上し、しか
も定常状態領域と同様に副搬送波遷移領域における振幅
分解能も向上させる。
【００２２】図１０は、本発明の第８実施例を示すブロ
ック図である。この実施例では、副搬送波振幅に対応し
たテレビジョン信号の成分を、オフセットＰＲＯＭ１１
４に蓄積された副搬送波位相オフセット成分に置き替え
られている。またこの実施例では加算器１０６にて副搬
送波を第２正弦ＰＲＯＭ８２′からの第２正弦波と加算
されることによって、副搬送波の振幅を調整する。加算
器１１６にてオフセットＰＲＯＭ１１４からの増分をラ
ッチ８８からのアドレスと加算することによって第２正
弦ＰＲＯＭ８２′からの第２正弦波の位相をオフセット
している。位相オフセットをゼロから１８０度へと変化
させることによって、加算器１０６の出力端に、結果と
しての正弦波が発生する。この正弦波は、ゼロから各正
弦ＰＲＯＭ８２，８２′に蓄積されている最大値の２倍
まで振幅が変化し得る。この方法によって、副搬送波振
幅の分解能はなんらデジタル掛算器を必要とせずに無限
に向上する。
ック図である。この実施例では、副搬送波振幅に対応し
たテレビジョン信号の成分を、オフセットＰＲＯＭ１１
４に蓄積された副搬送波位相オフセット成分に置き替え
られている。またこの実施例では加算器１０６にて副搬
送波を第２正弦ＰＲＯＭ８２′からの第２正弦波と加算
されることによって、副搬送波の振幅を調整する。加算
器１１６にてオフセットＰＲＯＭ１１４からの増分をラ
ッチ８８からのアドレスと加算することによって第２正
弦ＰＲＯＭ８２′からの第２正弦波の位相をオフセット
している。位相オフセットをゼロから１８０度へと変化
させることによって、加算器１０６の出力端に、結果と
しての正弦波が発生する。この正弦波は、ゼロから各正
弦ＰＲＯＭ８２，８２′に蓄積されている最大値の２倍
まで振幅が変化し得る。この方法によって、副搬送波振
幅の分解能はなんらデジタル掛算器を必要とせずに無限
に向上する。
【００２３】
【発明の効果】上述せる第１及び第２の本発明によれ
ば、総ての色データをデジタル的に発生するために、
残留搬送波を除去でき、総ての色データをデジタル的
に発生すると共に、共通のシステム・クロックを用いる
ので、ＳＣＨ誤差を少なくでき、デジタル掛算器及び
デジタル・アナログ変換器が１個ずつでよく、位相増
分を表す第１デジタル成分を蓄積する蓄積手段を用いて
いるので、テレビジョン信号の位相回転が可能になると
共に、副搬送波位相オフセットを表す第２デジタル成
分の位相オフセットを変化させることにより、副搬送波
振幅の分解能を改善することができる。
ば、総ての色データをデジタル的に発生するために、
残留搬送波を除去でき、総ての色データをデジタル的
に発生すると共に、共通のシステム・クロックを用いる
ので、ＳＣＨ誤差を少なくでき、デジタル掛算器及び
デジタル・アナログ変換器が１個ずつでよく、位相増
分を表す第１デジタル成分を蓄積する蓄積手段を用いて
いるので、テレビジョン信号の位相回転が可能になると
共に、副搬送波位相オフセットを表す第２デジタル成
分の位相オフセットを変化させることにより、副搬送波
振幅の分解能を改善することができる。
【図１】本発明の第１実施例を示すブロック図
【図２】本発明の第２実施例を示すブロック図
【図３】本発明の第３実施例を示すブロック図
【図４】本発明に用いるオフセット発生器を示すブロッ
ク図
ク図
【図５】本発明の第４実施例を示すブロック図
【図６】本発明の第５実施例を示すブロック図
【図７】本発明の第６実施例を示すブロック図
【図８】本発明に用いる信号アドレス発生器を示すブロ
ック図
ック図
【図９】本発明の第７実施例を示すブロック図
【図１０】本発明の第８実施例を示すブロック図
１０ システム・クロック発生手段 １４ 電圧制御発振器 １６ 色データ用アドレス発生器 ２２，２４，２８ 蓄積手段 ２６ 輝度データ用アドレス発生器 ３８，４４ 組合せ手段 ５０ 第１クロック発生手段 ５２〜５７ 第２クロック発生手段 ７４ アドレス発生手段 ３８，１０６ 組合せ手段 １００，１０２，２８：１１４ 蓄積手段
フロントページの続き (72)発明者 ブルース・ジェイ・ペニー アメリカ合衆国 オレゴン州 97229 ポ ートランド ノースウエスト ドッグウッ ド 12900 (72)発明者 ジョン・シー・レイノルズ アメリカ合衆国 ワシントン州 98684 バンクーバー サウスイースト ファース ト・ストリート 16812
Claims (2)
- 【請求項１】 所望テレビジョン信号の色データを表す
第１及び第２デジタル成分並びに輝度データを表す第３
デジタル成分を蓄積する蓄積手段と、 該蓄積手段に蓄積された上記第１，第２及び第３デジタ
ル成分を共通のシステム・クロックに応じてアドレス指
定するアドレス発生手段と、 該アドレス発生手段によりアドレス指定された上記第
１，第２及び第３デジタル成分を組み合わせて上記所望
テレビジョン信号の形式にする組み合わせ手段とを具え
たテレビジョン信号発生器。 - 【請求項２】 上記第１デジタル成分は位相増分形式で
あり、上記第２デジタル成分は振幅値又は副搬送波位相
オフセット値の形式であることを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載のテレビジョン信号発生器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US90855386A | 1986-09-17 | 1986-09-17 | |
| US908553 | 1986-09-17 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62229442A Division JP2525622B2 (ja) | 1986-09-17 | 1987-09-12 | テレビジョン信号発生器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0646462A true JPH0646462A (ja) | 1994-02-18 |
| JP2599091B2 JP2599091B2 (ja) | 1997-04-09 |
Family
ID=25425968
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62229442A Expired - Lifetime JP2525622B2 (ja) | 1986-09-17 | 1987-09-12 | テレビジョン信号発生器 |
| JP5152451A Expired - Lifetime JP2599091B2 (ja) | 1986-09-17 | 1993-06-23 | テレビジョン信号発生器 |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62229442A Expired - Lifetime JP2525622B2 (ja) | 1986-09-17 | 1987-09-12 | テレビジョン信号発生器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0260658B1 (ja) |
| JP (2) | JP2525622B2 (ja) |
| CA (1) | CA1306051C (ja) |
| DE (1) | DE3789697T2 (ja) |
| DK (1) | DK485887A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6987541B2 (en) | 2000-12-12 | 2006-01-17 | Nec Electronics Corporation | Video signal processing circuit that can correspond to a plurality of television signal methods |
Families Citing this family (5)
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