JPH0644732B2 - スペ−スダイバ−シティ受信装置 - Google Patents
スペ−スダイバ−シティ受信装置Info
- Publication number
- JPH0644732B2 JPH0644732B2 JP60036629A JP3662985A JPH0644732B2 JP H0644732 B2 JPH0644732 B2 JP H0644732B2 JP 60036629 A JP60036629 A JP 60036629A JP 3662985 A JP3662985 A JP 3662985A JP H0644732 B2 JPH0644732 B2 JP H0644732B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase shifter
- phase
- frequency
- signal
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔概要〕 干渉波が少なくなるようえに、位相制御を行って合成す
る出力合成型スペースダイバーシティ受信装置に於い
て、周波数変換器と移相器との間に飽和増幅器を接続
し、移相器出力信号のレベル変動を抑圧して、合成出力
信号の振幅特性を改善したものである。
る出力合成型スペースダイバーシティ受信装置に於い
て、周波数変換器と移相器との間に飽和増幅器を接続
し、移相器出力信号のレベル変動を抑圧して、合成出力
信号の振幅特性を改善したものである。
本発明は、マイクロ波，ミリ波等の超高周波無線通信方
式に於いて、干渉波が少なくなるように、主受信信号と
副受信信号との位相差を制御して合成出力するスペース
ダイバーシティ受信装置に関するものである。この際、
制御の安定の為、合成前の受信信号のレベルは安定して
いることが望まれている。
式に於いて、干渉波が少なくなるように、主受信信号と
副受信信号との位相差を制御して合成出力するスペース
ダイバーシティ受信装置に関するものである。この際、
制御の安定の為、合成前の受信信号のレベルは安定して
いることが望まれている。
ディジタル無線通信方式に於けるスペースダイバーシテ
ィ受信装置は、例えば、第６図に示す構成を有するもの
であり、２１，２２はアンテナ、２３，２４は高周波増
幅器、２５，２６は周波数変換器、２７，２８は中間周
波数増幅器、２９は合成器、３０は帯域通過フィルタ、
３１はマイクロプロセッサ、３２は局部発振器、３３は
移相器である。
ィ受信装置は、例えば、第６図に示す構成を有するもの
であり、２１，２２はアンテナ、２３，２４は高周波増
幅器、２５，２６は周波数変換器、２７，２８は中間周
波数増幅器、２９は合成器、３０は帯域通過フィルタ、
３１はマイクロプロセッサ、３２は局部発振器、３３は
移相器である。
アンテナ２１，２２は、適度な空間的間隔をおいて配置
されており、それぞれ異なる径路を経て受信される一方
の主受信信号と他方の副受信信号とは、それぞれ低雑音
の高周波増幅器２３，２４によって増幅され、増幅出力
信号は周波数変換器２５，２６に加えられ、局部発振器
３２からの局部発振信号と混合されて、中間周波信号が
出力され、この中間周波信号は、中間周波増幅器２７，
２８により増幅され、合成器２９によって合成されて出
力される。
されており、それぞれ異なる径路を経て受信される一方
の主受信信号と他方の副受信信号とは、それぞれ低雑音
の高周波増幅器２３，２４によって増幅され、増幅出力
信号は周波数変換器２５，２６に加えられ、局部発振器
３２からの局部発振信号と混合されて、中間周波信号が
出力され、この中間周波信号は、中間周波増幅器２７，
２８により増幅され、合成器２９によって合成されて出
力される。
この合成出力信号の一部は、帯域通過フィルタ３０に加
えられる。この帯域通過フィルタ３０は、帯域内の中央
及びその両側等の所定の周波数成分を抽出できるフィル
タを含むものであり、それぞれ抽出された周波数成分は
マイクロプロセッサ３１に加えられる。このマイクロプ
ロセッサ３１は、例えば、特開昭５６−７２５４８号公
報に示されているように、帯域内振幅平坦化方式に対応
した処理プログラムを有するもので、そのプログラムに
従って移相器３３の移相量の制御が行われる。この移相
器３３は、例えばsin θ，cos θの制御信号による合成
ベクトル位相で移相制御する無限移相器を用いることが
できるものである。この移相器３３により、局部発振器
３２からの局部発振信号のうち、周波数変換器２６に入
力される局部発振信号の位相が、合成出力信号中の干渉
波が少なくなるように制御されるものである。
えられる。この帯域通過フィルタ３０は、帯域内の中央
及びその両側等の所定の周波数成分を抽出できるフィル
タを含むものであり、それぞれ抽出された周波数成分は
マイクロプロセッサ３１に加えられる。このマイクロプ
ロセッサ３１は、例えば、特開昭５６−７２５４８号公
報に示されているように、帯域内振幅平坦化方式に対応
した処理プログラムを有するもので、そのプログラムに
従って移相器３３の移相量の制御が行われる。この移相
器３３は、例えばsin θ，cos θの制御信号による合成
ベクトル位相で移相制御する無限移相器を用いることが
できるものである。この移相器３３により、局部発振器
３２からの局部発振信号のうち、周波数変換器２６に入
力される局部発振信号の位相が、合成出力信号中の干渉
波が少なくなるように制御されるものである。
前述の従来例のスペースダイバーシティ受信装置は、局
部発振信号の位相を制御して帯域内振幅平坦化方式によ
る合成を行うものである。これに対して、周波数変換器
２６の出力信号の位相を制御して合成する方式も知られ
ている。しかし、この方式は、主信号である周波数変換
器の出力信号の位相を移相器によって直接制御するもの
であるから、その移相器の振幅特性が直接主信号に影響
を与える欠点があり、更に、１種類の移相器で主信号の
周波数が異なる機器を総てカバーすることは困難であ
る。
部発振信号の位相を制御して帯域内振幅平坦化方式によ
る合成を行うものである。これに対して、周波数変換器
２６の出力信号の位相を制御して合成する方式も知られ
ている。しかし、この方式は、主信号である周波数変換
器の出力信号の位相を移相器によって直接制御するもの
であるから、その移相器の振幅特性が直接主信号に影響
を与える欠点があり、更に、１種類の移相器で主信号の
周波数が異なる機器を総てカバーすることは困難であ
る。
一方、第６図に示す従来のスペースダイバーシティ受信
装置は、局部発振信号の位相を制御するものであるか
ら、移相器の振幅特性が直接主信号に影響を与えない利
点がある。しかし、マイクロ波帯，ミリ波帯のスペース
ダイバーシティ受信装置に於いては、局部発振信号の位
相を制御する場合でも、主信号の周波数が異なる複数の
機器をを１種類の移相器でカバーしようとする場合は、
移相器の振幅特性が周波数変換器の変換損失に影響を与
えて、主信号の振幅特性等に悪影響を与える欠点が生じ
る。
装置は、局部発振信号の位相を制御するものであるか
ら、移相器の振幅特性が直接主信号に影響を与えない利
点がある。しかし、マイクロ波帯，ミリ波帯のスペース
ダイバーシティ受信装置に於いては、局部発振信号の位
相を制御する場合でも、主信号の周波数が異なる複数の
機器をを１種類の移相器でカバーしようとする場合は、
移相器の振幅特性が周波数変換器の変換損失に影響を与
えて、主信号の振幅特性等に悪影響を与える欠点が生じ
る。
第７図は移相器３３の位相損失特性曲線図であり、０〜
２πの回転位相に対して移相器３３の通過損失が変化
し、その変動幅はΔＬφとなる。又第８図は回転位相を
πとした時の移相器３３の周波数損失特性曲線図を示す
ものであり、中心周波数近傍で最も小さい損失となる
が、信号帯域内での損失の変動幅はΔＬｆとなる。この
ような移相器３３の損失の変化によって、局部発振器３
２から周波数変換器２６に加えられる局発電力が変化す
ることになる。
２πの回転位相に対して移相器３３の通過損失が変化
し、その変動幅はΔＬφとなる。又第８図は回転位相を
πとした時の移相器３３の周波数損失特性曲線図を示す
ものであり、中心周波数近傍で最も小さい損失となる
が、信号帯域内での損失の変動幅はΔＬｆとなる。この
ような移相器３３の損失の変化によって、局部発振器３
２から周波数変換器２６に加えられる局発電力が変化す
ることになる。
周波数変換器２５，２６に於ける変換損失は、局発電力
に応じて変化し、或る局発電力の時に変換損失は最小と
なる。従って、移相器３３の回転位相及び周波数に応じ
た損失変化によって周波数変換器２６に加えられる局発
電力が変動し、それによって周波数変換器２６の変換損
失が変動して、中間周波信号の振幅が変動することにな
る。従って、スペースダイバーシティによる合成特性が
劣化する欠点があった。
に応じて変化し、或る局発電力の時に変換損失は最小と
なる。従って、移相器３３の回転位相及び周波数に応じ
た損失変化によって周波数変換器２６に加えられる局発
電力が変動し、それによって周波数変換器２６の変換損
失が変動して、中間周波信号の振幅が変動することにな
る。従って、スペースダイバーシティによる合成特性が
劣化する欠点があった。
本発明は、前述の従来の欠点を除去することを目的とす
るものである。
るものである。
本発明のスペースダイバーシティ受信装置は、第１の原
理ブロック図を参照して説明すると、主受信信号及び含
受信信号と局部発振器７からの局部発振信号とをそれぞ
れ混合して周波数変換する第１及び第２の周波数変換器
１，２と、これらの周波数変換器１，２により周波数変
換された中間周波信号を合成して出力する合成器３と、
周波数変換器１，２の少なくとも一方の周波数変換器に
加える局部発振信号の位相を制御する移相器４と、合成
器３による合成出力信号中の干渉波が少なくなるように
移相器４の移相量を制御するマイクロプロセッサ等から
なる制御部６と、移相器４と周波数変換器との間に接続
された飽和増幅器５とを備えたものである。
理ブロック図を参照して説明すると、主受信信号及び含
受信信号と局部発振器７からの局部発振信号とをそれぞ
れ混合して周波数変換する第１及び第２の周波数変換器
１，２と、これらの周波数変換器１，２により周波数変
換された中間周波信号を合成して出力する合成器３と、
周波数変換器１，２の少なくとも一方の周波数変換器に
加える局部発振信号の位相を制御する移相器４と、合成
器３による合成出力信号中の干渉波が少なくなるように
移相器４の移相量を制御するマイクロプロセッサ等から
なる制御部６と、移相器４と周波数変換器との間に接続
された飽和増幅器５とを備えたものである。
移相器４の回転位相や周波数による損失変化によって、
周波数変換器に加えられる局部発振信号の振幅変化が生
じても、飽和増幅器５は飽和状態で増幅作用を行うもの
であるから、振幅変化を抑圧することができ、それによ
って、周波数変換器に於ける変換損失の変動を少なくす
ることができるものである。
周波数変換器に加えられる局部発振信号の振幅変化が生
じても、飽和増幅器５は飽和状態で増幅作用を行うもの
であるから、振幅変化を抑圧することができ、それによ
って、周波数変換器に於ける変換損失の変動を少なくす
ることができるものである。
以下図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明
する。
する。
第２図は本発明の一実施例のブロック図であり、第１図
と同一符号は同一部分を示し、８，９はアンテナ、１
０，１１は低雑音の高周波増幅器、１２，１３は中間周
波増幅器、１４は帯域通過フィルタ、１５はマイクロプ
ロセッサ（ＭＰＵ）、１６はバイアス端子、１７は電源
端子である。又飽和増幅器５に於けるＱ１はＦＥＴ（電
界効果トランジスタ）、Ｒ１〜Ｒ４は抵抗、Ｃ１〜Ｃ４
はコンデンサ、Ｍ１，Ｍ２はマイクロ波整合回路、Ｌ
１，Ｌ２はマイクロ波チョーク回路である。
と同一符号は同一部分を示し、８，９はアンテナ、１
０，１１は低雑音の高周波増幅器、１２，１３は中間周
波増幅器、１４は帯域通過フィルタ、１５はマイクロプ
ロセッサ（ＭＰＵ）、１６はバイアス端子、１７は電源
端子である。又飽和増幅器５に於けるＱ１はＦＥＴ（電
界効果トランジスタ）、Ｒ１〜Ｒ４は抵抗、Ｃ１〜Ｃ４
はコンデンサ、Ｍ１，Ｍ２はマイクロ波整合回路、Ｌ
１，Ｌ２はマイクロ波チョーク回路である。
空間的間隔をおいて配置されたアンテナ８，９で受信さ
れた主受信信号と副受信信号とを高周波増幅器１０，１
１で増幅し、周波数変換器１，２で周波数変換し、中間
周波信号を中間周波増幅器１２，１３で増幅し、増幅さ
れた中間周波信号を合成器３で合成して出力し、その合
成出力信号の一部を制御部６の帯域通過フィルタ１４に
加えて所定の周波数成分を抽出し、マイクロプロセッサ
１５により移相器４を制御して、合成出力信号中の干渉
波が少なくなるようにするものであり、このような動作
については、第７図の従来例に示す場合と同じである。
れた主受信信号と副受信信号とを高周波増幅器１０，１
１で増幅し、周波数変換器１，２で周波数変換し、中間
周波信号を中間周波増幅器１２，１３で増幅し、増幅さ
れた中間周波信号を合成器３で合成して出力し、その合
成出力信号の一部を制御部６の帯域通過フィルタ１４に
加えて所定の周波数成分を抽出し、マイクロプロセッサ
１５により移相器４を制御して、合成出力信号中の干渉
波が少なくなるようにするものであり、このような動作
については、第７図の従来例に示す場合と同じである。
本発明に於いては、第１及び第２の周波数変換器１，２
の少なくとも一方に加える局部発振信号の位相を制御す
る移相器４を有し、その移相器４と周波数変換器２との
間に飽和増幅器５を接続したものであり、その飽和増幅
器５のバイアス端子１６又は電源端子１７に加える電圧
を設定して飽和増幅を行わせるものである。例えば、ゲ
ート電圧を一定とし、ドレイン電圧をＶD1，ＶD2とする
と、この飽和増幅器５の出力特性は、第３図の出力特性
曲線図に示すものとなる。即ち、移相器４の回転位相に
よる通過損失の変動幅ΔＬφに対応する入力変化に対し
て、電源端子１７からＦＥＴのドレインに加えるドレイ
ン電圧をＶD1とした時、飽和増幅器５の出力は、ΔＰＬ
φの変動幅となり、又ドレイン電圧をＶD2（＜ＶD1とし
た時は、飽和状態で動作することになるから、飽和増幅
器５の出力は、ΔＰＬφ′（＜ΔＰＬφ）の変動幅とな
る。従って、飽和状態で動作させることにより、移相器
４の通過損失の変動幅ΔＬφを抑圧することができるこ
とになる。
の少なくとも一方に加える局部発振信号の位相を制御す
る移相器４を有し、その移相器４と周波数変換器２との
間に飽和増幅器５を接続したものであり、その飽和増幅
器５のバイアス端子１６又は電源端子１７に加える電圧
を設定して飽和増幅を行わせるものである。例えば、ゲ
ート電圧を一定とし、ドレイン電圧をＶD1，ＶD2とする
と、この飽和増幅器５の出力特性は、第３図の出力特性
曲線図に示すものとなる。即ち、移相器４の回転位相に
よる通過損失の変動幅ΔＬφに対応する入力変化に対し
て、電源端子１７からＦＥＴのドレインに加えるドレイ
ン電圧をＶD1とした時、飽和増幅器５の出力は、ΔＰＬ
φの変動幅となり、又ドレイン電圧をＶD2（＜ＶD1とし
た時は、飽和状態で動作することになるから、飽和増幅
器５の出力は、ΔＰＬφ′（＜ΔＰＬφ）の変動幅とな
る。従って、飽和状態で動作させることにより、移相器
４の通過損失の変動幅ΔＬφを抑圧することができるこ
とになる。
又バイアス端子１６からＦＥＴに加えるゲート電圧を設
定して飽和出力を設定し、周波数変換器を最良の局発入
力レベルで動作させることも可能である。
定して飽和出力を設定し、周波数変換器を最良の局発入
力レベルで動作させることも可能である。
又第４図は周波数変換器に於ける変換損失特性曲線図を
示し、局発電力の変動幅が移相器４の通過損失の変動幅
に対応してΔＰＬφであると、変換損失の変動幅はΔＬ
１となり、周波数による移相器４の通過損失に対応した
変動幅ΔＰＬｆを含めると変換損失の変動幅はΔＬ２と
なる。しかし、飽和増幅器５の出力特性を、第３図のＶ
D2に設定した場合のように、ドレイン電圧又はゲート電
圧を設定して飽和状態とすると、移相器４の通過損失の
変動幅ΔＬφに対して、飽和増幅器５の出力変動幅はΔ
ＰＬφ′となり、変動幅は非常に小さくなる。このよう
に、周波数変換器２に加えられる局発電力の変化は殆ど
零となる。従って、移相器４の通過損失の変化が受信信
号の振幅特性に影響を及ぼさないものとなる。
示し、局発電力の変動幅が移相器４の通過損失の変動幅
に対応してΔＰＬφであると、変換損失の変動幅はΔＬ
１となり、周波数による移相器４の通過損失に対応した
変動幅ΔＰＬｆを含めると変換損失の変動幅はΔＬ２と
なる。しかし、飽和増幅器５の出力特性を、第３図のＶ
D2に設定した場合のように、ドレイン電圧又はゲート電
圧を設定して飽和状態とすると、移相器４の通過損失の
変動幅ΔＬφに対して、飽和増幅器５の出力変動幅はΔ
ＰＬφ′となり、変動幅は非常に小さくなる。このよう
に、周波数変換器２に加えられる局発電力の変化は殆ど
零となる。従って、移相器４の通過損失の変化が受信信
号の振幅特性に影響を及ぼさないものとなる。
第５図は本発明の他の実施例の要部ブロック図であり、
移相器４と周波数変換器２との間に接続した飽和増幅器
５をバイポーラトランジスタＱ２によって構成した場合
を示すものである。同図に於いて、Ｃ５，Ｃ６はコンデ
ンサ、Ｒ５，Ｒ６は抵抗、Ｍ３，Ｍ４はマイクロ波整合
回路、Ｌ３，Ｌ４はマイクロ波チョーク回路であり、電
源端子１８に加える電圧を一定とし、抵抗Ｒ５，Ｒ６を
調整して飽和状態で動作するように設定するものであ
る。なお、バイアス電圧又はコレクタ電圧を設定して飽
和状態で動作させるようにすることも可能である。
移相器４と周波数変換器２との間に接続した飽和増幅器
５をバイポーラトランジスタＱ２によって構成した場合
を示すものである。同図に於いて、Ｃ５，Ｃ６はコンデ
ンサ、Ｒ５，Ｒ６は抵抗、Ｍ３，Ｍ４はマイクロ波整合
回路、Ｌ３，Ｌ４はマイクロ波チョーク回路であり、電
源端子１８に加える電圧を一定とし、抵抗Ｒ５，Ｒ６を
調整して飽和状態で動作するように設定するものであ
る。なお、バイアス電圧又はコレクタ電圧を設定して飽
和状態で動作させるようにすることも可能である。
このようにトランジスタＱ２を飽和状態で動作させるこ
とにより、高価な他のマイクロ波、ミリ波回路の追加な
しに移相器４の回転位相による通過損失の変動分が抑圧
されて、安定な局部発振信号を周波数変換器２に加える
ことができることになる。
とにより、高価な他のマイクロ波、ミリ波回路の追加な
しに移相器４の回転位相による通過損失の変動分が抑圧
されて、安定な局部発振信号を周波数変換器２に加える
ことができることになる。
以上説明したように、本発明は、第１及び第２の周波数
変換器１，２と、合成器３と、局部発振信号の位相を制
御する移相器４と、移相器４の移相量を制御する制御部
６と、移相器４と周波数変換器２との間に接続した飽和
増幅器５とを備えたものであり、移相器４の通過損失の
変動幅による局発電力の変動を飽和増幅器４の飽和状態
の増幅動作によって抑圧することができるから、主信号
の振幅特性を改善することができ、スペースダイバーシ
ティに於ける合成制御を安定化させることができる利点
がある。更に、高周波増幅段や中間周波増幅段の利得変
化についても抑圧できるので、スペースダイバーシティ
に於ける合成制御を安定化させることができる利点があ
る。
変換器１，２と、合成器３と、局部発振信号の位相を制
御する移相器４と、移相器４の移相量を制御する制御部
６と、移相器４と周波数変換器２との間に接続した飽和
増幅器５とを備えたものであり、移相器４の通過損失の
変動幅による局発電力の変動を飽和増幅器４の飽和状態
の増幅動作によって抑圧することができるから、主信号
の振幅特性を改善することができ、スペースダイバーシ
ティに於ける合成制御を安定化させることができる利点
がある。更に、高周波増幅段や中間周波増幅段の利得変
化についても抑圧できるので、スペースダイバーシティ
に於ける合成制御を安定化させることができる利点があ
る。
第１図は本発明の原理ブロック図、第２図は本発明の一
実施例のブロック図、第３図は飽和増幅器の出力特性曲
線図、第４図は周波数変換器の変換損失特性曲線図、第
５図は本発明の他の実施例の要部ブロック図、第６図は
従来例のブロック図、第７図は移相器の位相損失特性曲
線図、第８図は移相器の周波数損失特性曲線図である。 １，２は第１及び第２の周波数変換器、３は合成器、４
は移相器、５は飽和増幅器、６は制御部、７は局部発振
器、８，９は空間的間隔をおいて配置されたアンテナ、
１０，１１は高周波増幅器、１２，１３は中間周波増幅
器、１４は帯域通過フィルタ、１５はマイクロプロセッ
サ、Ｑ１はＦＥＴ、Ｍ１，Ｍ２はマイクロ波整合回路、
Ｌ１，Ｌ２はマイクロ波チョーク回路、Ｒ１〜Ｒ４は抵
抗、Ｃ１〜Ｃ４はコンデンサである。
実施例のブロック図、第３図は飽和増幅器の出力特性曲
線図、第４図は周波数変換器の変換損失特性曲線図、第
５図は本発明の他の実施例の要部ブロック図、第６図は
従来例のブロック図、第７図は移相器の位相損失特性曲
線図、第８図は移相器の周波数損失特性曲線図である。 １，２は第１及び第２の周波数変換器、３は合成器、４
は移相器、５は飽和増幅器、６は制御部、７は局部発振
器、８，９は空間的間隔をおいて配置されたアンテナ、
１０，１１は高周波増幅器、１２，１３は中間周波増幅
器、１４は帯域通過フィルタ、１５はマイクロプロセッ
サ、Ｑ１はＦＥＴ、Ｍ１，Ｍ２はマイクロ波整合回路、
Ｌ１，Ｌ２はマイクロ波チョーク回路、Ｒ１〜Ｒ４は抵
抗、Ｃ１〜Ｃ４はコンデンサである。
Claims (1)
- 【請求項１】主受信信号と副受信信号との位相差を制御
して合成出力する出力合成型のスペースダイバーシティ
受信装置に於いて、 前記主受信信号及び前記副受信信号と局部発振信号とを
それぞれ混合して周波数変換する第１及び第２の周波数
変換器（１），（２）と、 該第１及び第２の周波数変換器（１），（２）の出力信
号を合成して出力する合成器（３）と、 該第１及び第２の周波数変換器（１），（２）の少なく
とも一方の周波数変換器に加える局部発振信号の位相を
制御する移相器（４）と、 前記合成器（３）の出力信号中の干渉波が少なくなるよ
うに前記移相器（４）の移相量を制御する制御部（６）
と、 前記移相器（４）と前記周波数変換器との間に接続さ
れ、前記移相器（４）の通過損失の変動幅による局部発
振電力の変動を抑圧する飽和増幅器（５）と を有することを特徴とするスペースダイバーシティ受信
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60036629A JPH0644732B2 (ja) | 1985-02-27 | 1985-02-27 | スペ−スダイバ−シティ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60036629A JPH0644732B2 (ja) | 1985-02-27 | 1985-02-27 | スペ−スダイバ−シティ受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61198826A JPS61198826A (ja) | 1986-09-03 |
| JPH0644732B2 true JPH0644732B2 (ja) | 1994-06-08 |
Family
ID=12475120
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60036629A Expired - Lifetime JPH0644732B2 (ja) | 1985-02-27 | 1985-02-27 | スペ−スダイバ−シティ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0644732B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58181341A (ja) * | 1982-04-19 | 1983-10-24 | Nec Corp | ダイバ−シテイ信号合成方式 |
| JPS59225628A (ja) * | 1983-06-07 | 1984-12-18 | Fujitsu Ltd | 位相器用制御回路 |
-
1985
- 1985-02-27 JP JP60036629A patent/JPH0644732B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61198826A (ja) | 1986-09-03 |
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|---|---|---|---|
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