JPS61198826A - スペ−スダイバ−シテイ受信装置 - Google Patents
スペ−スダイバ−シテイ受信装置Info
- Publication number
- JPS61198826A JPS61198826A JP60036629A JP3662985A JPS61198826A JP S61198826 A JPS61198826 A JP S61198826A JP 60036629 A JP60036629 A JP 60036629A JP 3662985 A JP3662985 A JP 3662985A JP S61198826 A JPS61198826 A JP S61198826A
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- JP
- Japan
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- frequency
- phase shifter
- signal
- phase
- output signal
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
干渉波が少なくなるように、位相制御を行って合成する
出力合成型スペースダイバーシティ受信装置に於いて、
周波数変換器と移相器との間に飽和増幅器を接続し、移
相器出力信号のレベル変動を抑圧して、合成出力信号の
振幅特性を改善したものである。
出力合成型スペースダイバーシティ受信装置に於いて、
周波数変換器と移相器との間に飽和増幅器を接続し、移
相器出力信号のレベル変動を抑圧して、合成出力信号の
振幅特性を改善したものである。
本発明は、マイクロ波、ミリ波等の超高周波無線通信方
式に於いて、干渉波が少なくなるように、主受信信号と
副受信信号との位相差を制御して合成出力するスペース
ダイバーシティ受信装置に関するものである。この際、
制御の安定の為、合成前の受信信号のレベルは安定して
いることが望まれている。
式に於いて、干渉波が少なくなるように、主受信信号と
副受信信号との位相差を制御して合成出力するスペース
ダイバーシティ受信装置に関するものである。この際、
制御の安定の為、合成前の受信信号のレベルは安定して
いることが望まれている。
ディジタル無線通信方式に於けるスペースダイバーシテ
ィ受信装置は、例えば、第６図に示す構成を有するもの
であり、２１．２２はアンテナ、２３．２４は高周波増
幅器、２５．２６は周波数変換器、２７．２８は中間周
波増幅器、２９は合成器、３０は帯域通過フィルタ、３
１はマイクロプロセッサ、３２は局部発振器、３３は移
相器である。
ィ受信装置は、例えば、第６図に示す構成を有するもの
であり、２１．２２はアンテナ、２３．２４は高周波増
幅器、２５．２６は周波数変換器、２７．２８は中間周
波増幅器、２９は合成器、３０は帯域通過フィルタ、３
１はマイクロプロセッサ、３２は局部発振器、３３は移
相器である。
アンテナ２１．２２は、適度な空間的間隔をおいて配置
されており、それぞれ異なる径路を経て受信される一方
の主受信信号と他方の副受信信号とは、それぞれ低雑音
の高周波増幅器２３．２４によって増幅され、増幅出力
信号は周波数変換器２５．２６に加えられ、局部発振器
３２からの局部発振信号と混合されて、中間周波信号が
出力され、この中間周波信号は、中間周波増幅器２７゜
２８により増幅され、合成器２９によって合成されて出
力される。
されており、それぞれ異なる径路を経て受信される一方
の主受信信号と他方の副受信信号とは、それぞれ低雑音
の高周波増幅器２３．２４によって増幅され、増幅出力
信号は周波数変換器２５．２６に加えられ、局部発振器
３２からの局部発振信号と混合されて、中間周波信号が
出力され、この中間周波信号は、中間周波増幅器２７゜
２８により増幅され、合成器２９によって合成されて出
力される。
この合成出力信号の一部は、帯域通過フィルタ３０に加
えられる。この帯域通過フィルタ３０は、帯域内の中央
及びその両側等の所定の周波数成分を抽出できるフィル
タを含むものであり、それぞれ抽出された周波数成分は
マイクロプロセッサ３１に加えられる。このマイクロプ
ロセッサ３１は、例えば、特開昭５６−７２５４８号公
報に示されているように、帯域内振幅平坦化方式に対応
した処理プログラムを有するもので、そのプログラムに
従って移相器３３の移相量の制御が行われる。この移相
器３３は、例えば、ｓｉｎ θ、 ｃｏｓ θの制御信
号による合成ベクトル位相で移相制御する無限移相器を
用いることができるものである。
えられる。この帯域通過フィルタ３０は、帯域内の中央
及びその両側等の所定の周波数成分を抽出できるフィル
タを含むものであり、それぞれ抽出された周波数成分は
マイクロプロセッサ３１に加えられる。このマイクロプ
ロセッサ３１は、例えば、特開昭５６−７２５４８号公
報に示されているように、帯域内振幅平坦化方式に対応
した処理プログラムを有するもので、そのプログラムに
従って移相器３３の移相量の制御が行われる。この移相
器３３は、例えば、ｓｉｎ θ、 ｃｏｓ θの制御信
号による合成ベクトル位相で移相制御する無限移相器を
用いることができるものである。
この移相器３３により、局部発振器３２からの局部発振
信号のうち、周波数変換器２６に入力される局部発振信
号の位相が、合成出力信号中の干渉波が少なくなるよう
に制御されるものである。
信号のうち、周波数変換器２６に入力される局部発振信
号の位相が、合成出力信号中の干渉波が少なくなるよう
に制御されるものである。
前述の従来例のスペースダイバーシティ受信装置は、局
部発振信号の位相を制御して帯域内振幅平坦化方式によ
る合成を行うものである。これに対して、周波数変換器
２６の出力信号の位相を制御して合成する方式も知られ
ている。しかし、この方式は、主信号である周波数変換
器の出力信号の位相を移相器によって直接制御するもの
であるから、その移相器の振幅特性が直接主信号に影響
を与える欠点があり、更に、１種類の移相器で主信号の
周波数が異なる複数の機器を総てカバーすることは困難
である。
部発振信号の位相を制御して帯域内振幅平坦化方式によ
る合成を行うものである。これに対して、周波数変換器
２６の出力信号の位相を制御して合成する方式も知られ
ている。しかし、この方式は、主信号である周波数変換
器の出力信号の位相を移相器によって直接制御するもの
であるから、その移相器の振幅特性が直接主信号に影響
を与える欠点があり、更に、１種類の移相器で主信号の
周波数が異なる複数の機器を総てカバーすることは困難
である。
一方、第６図に示す従来のスペースダイバーシティ受信
装置は、局部発振信号の位相を制御するものであるから
、移相器の振幅特性が直接主信号に影響を与えない利点
がある。しかし、マイクロ波帯、ミリ波帯のスペースダ
イバーシティ受信装置に於いては、局部発振信号の位相
を制御する場合でも、主信号の周波数が異なる複数の機
器を１種類の移相器でカバーしようとする場合は、移相
器の振幅特性が周波数変換器の変換損失に影響を与えて
、主信号の振幅特性に悪影響を与える欠点が生じるもの
である。
装置は、局部発振信号の位相を制御するものであるから
、移相器の振幅特性が直接主信号に影響を与えない利点
がある。しかし、マイクロ波帯、ミリ波帯のスペースダ
イバーシティ受信装置に於いては、局部発振信号の位相
を制御する場合でも、主信号の周波数が異なる複数の機
器を１種類の移相器でカバーしようとする場合は、移相
器の振幅特性が周波数変換器の変換損失に影響を与えて
、主信号の振幅特性に悪影響を与える欠点が生じるもの
である。
第７図は移相器３３の位相損失特性曲線図であり、０〜
２πの回転位相に対して移相器３３の通過損失が変化し
、その変動幅はΔＬφとなる。又第８図は回転位相をπ
とした時の移相器３３の周波数損失特性曲線図を示すも
のであり、中心周波数近傍で最も小さい損失となるが、
信号帯域内での損失の変動幅はΔＬｆとなる。このよう
な移相器３３の損失の変化によって、局部発振器３２か
ら周波数変換器２６に加えられる局発電力が変化するこ
とになる。
２πの回転位相に対して移相器３３の通過損失が変化し
、その変動幅はΔＬφとなる。又第８図は回転位相をπ
とした時の移相器３３の周波数損失特性曲線図を示すも
のであり、中心周波数近傍で最も小さい損失となるが、
信号帯域内での損失の変動幅はΔＬｆとなる。このよう
な移相器３３の損失の変化によって、局部発振器３２か
ら周波数変換器２６に加えられる局発電力が変化するこ
とになる。
周波数変換器２５．２６に於ける変換損失は、局発電力
に応じて変化し、成る局発電力の時に変換損失は最小と
なる。従って、移相器３３の回転位相及び周波数に応じ
た損失変化によって周波数変換器２６に加えられる局発
電力が変動し、それによって周波数変換器２６の変換損
失が変動して、中間周波信号の振幅が変動することにな
る。従って、スペースダイバーシティによる合成特性が
劣化する欠点があった。
に応じて変化し、成る局発電力の時に変換損失は最小と
なる。従って、移相器３３の回転位相及び周波数に応じ
た損失変化によって周波数変換器２６に加えられる局発
電力が変動し、それによって周波数変換器２６の変換損
失が変動して、中間周波信号の振幅が変動することにな
る。従って、スペースダイバーシティによる合成特性が
劣化する欠点があった。
本発明は、前述の従来の欠点を除去することを目的とす
るものである。
るものである。
本発明のスペースダイバーシティ受信装置は、第１図の
原理ブロック図を参照して説明すると、主受信信号及び
副受信信号と局部発振器７からの局部発振信号とをそれ
ぞれ混合して周波数変換する第１及び第２の周波数変換
器１．２と、これらの周波数変換器１．２により周波数
変換された中間周波信号を合成して出力する合成器３と
、周波数変換器１，２の少なくとも一方の周波数変換器
に加える局部発振信号の位相を制御する移相器４と、合
成器３による合成出力信号中の干渉波が少なくなるよう
に移相器４の移相量を制御するマイクロプロセッサ等か
らなる制御部６と、移相器４と周波数変換器との間に接
続された飽和増幅器５とを備えたものである。
原理ブロック図を参照して説明すると、主受信信号及び
副受信信号と局部発振器７からの局部発振信号とをそれ
ぞれ混合して周波数変換する第１及び第２の周波数変換
器１．２と、これらの周波数変換器１．２により周波数
変換された中間周波信号を合成して出力する合成器３と
、周波数変換器１，２の少なくとも一方の周波数変換器
に加える局部発振信号の位相を制御する移相器４と、合
成器３による合成出力信号中の干渉波が少なくなるよう
に移相器４の移相量を制御するマイクロプロセッサ等か
らなる制御部６と、移相器４と周波数変換器との間に接
続された飽和増幅器５とを備えたものである。
移相器４の回転位相や周波数による損失変化によって、
周波数変換器に加えられる局部発振信号の振幅変化が生
じても、飽和増幅器５は飽和状態で増幅作用を行うもの
であるから、振幅変化を抑圧することができ、それによ
って、周波数変換器に於ける変換損失の変動を少なくす
ることができるものである。
周波数変換器に加えられる局部発振信号の振幅変化が生
じても、飽和増幅器５は飽和状態で増幅作用を行うもの
であるから、振幅変化を抑圧することができ、それによ
って、周波数変換器に於ける変換損失の変動を少なくす
ることができるものである。
以下図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明
する。
する。
第２図は本発明の一実施例のブロック図であり、第１図
と同一符号は同一部分を示し、８，９はアンテナ、１０
．１１は低雑音の高周波増幅器、１２．１３は中間周波
増幅器、１４は帯域通過フィルタ、１５はマイクロプロ
セッサ（ＭＰｔＪ）、１６はバイアス端子、１７は電源
端子である。又飽和増幅器５に於けるＱｌはＦＥＴ （
電界効果トランジスタ）、Ｒ１−Ｒ４は抵抗、０１〜Ｃ
４はコンデンサ、Ｍｌ、Ｍ２はマイクロ波整合回路、Ｌ
ｌ、Ｌ２はマイクロ波チッーク回路である。
と同一符号は同一部分を示し、８，９はアンテナ、１０
．１１は低雑音の高周波増幅器、１２．１３は中間周波
増幅器、１４は帯域通過フィルタ、１５はマイクロプロ
セッサ（ＭＰｔＪ）、１６はバイアス端子、１７は電源
端子である。又飽和増幅器５に於けるＱｌはＦＥＴ （
電界効果トランジスタ）、Ｒ１−Ｒ４は抵抗、０１〜Ｃ
４はコンデンサ、Ｍｌ、Ｍ２はマイクロ波整合回路、Ｌ
ｌ、Ｌ２はマイクロ波チッーク回路である。
空間的間隔をおいて配置されたアンテナ８．９で受信さ
れた主受信信号と副受信信号とを高周波増幅器１０．１
１で増幅し、周波数変換器１．２で周波数変換し、中間
周波信号を中間周波増幅器１２．１３で増幅し、増幅さ
れた中間周波信号を合成器３で合成して出力し、その合
成出力信号の一部を制御部６の帯域通過フィルタ１４に
加えて所定の周波数成分を抽出し、マイクロプロセッサ
１５により移相器４を制御して、合成出力信号中の干渉
波が少なくな葛ようにするものであり、このような動作
については、第７図の従来例に示す場合と同じである。
れた主受信信号と副受信信号とを高周波増幅器１０．１
１で増幅し、周波数変換器１．２で周波数変換し、中間
周波信号を中間周波増幅器１２．１３で増幅し、増幅さ
れた中間周波信号を合成器３で合成して出力し、その合
成出力信号の一部を制御部６の帯域通過フィルタ１４に
加えて所定の周波数成分を抽出し、マイクロプロセッサ
１５により移相器４を制御して、合成出力信号中の干渉
波が少なくな葛ようにするものであり、このような動作
については、第７図の従来例に示す場合と同じである。
本発明に於いては、第１及び第２の周波数変換器１，２
の少なくとも一方に加える局部発振信号の位相を制御す
る移相器４を有し、その移相器４と周波数変換器２との
間に飽和増幅器５を接続したものであり、その飽和増幅
器５のバイアス端子１６又は電源端子１７に加える電圧
を設定して飽和増幅を行わせるものである。例えば、ゲ
ート電圧を一定とし、ドレイン電圧をＶｌｌｌ＋ ｖ
Ｉ１２とすると、この飽和増幅器５の出力特性は、第３
図の出力特性曲線図に示すもの２なる。即ち、移相器４
０回転位相による通過損失の変動幅ΔＬφに対応する入
力変化に対して、電源端子１７からＦＥＴのドレインに
加えるドレイン電圧をＶＤＩとした時、飽和増幅器５の
出力は、ΔＰＬφの変動幅となり、又ドレイン電圧をＶ
ａｔ （＜ Ｖａｔ）とした時は、飽和状態で動作する
ことになるから、飽和増幅器５の出力は、ΔＰＬφ°（
＜ΔＰＬφ）の変動幅となる。従って、飽和状態で動作
させることにより、移相器４の通過損失の変動幅ΔＬφ
を抑圧することができることになる。
の少なくとも一方に加える局部発振信号の位相を制御す
る移相器４を有し、その移相器４と周波数変換器２との
間に飽和増幅器５を接続したものであり、その飽和増幅
器５のバイアス端子１６又は電源端子１７に加える電圧
を設定して飽和増幅を行わせるものである。例えば、ゲ
ート電圧を一定とし、ドレイン電圧をＶｌｌｌ＋ ｖ
Ｉ１２とすると、この飽和増幅器５の出力特性は、第３
図の出力特性曲線図に示すもの２なる。即ち、移相器４
０回転位相による通過損失の変動幅ΔＬφに対応する入
力変化に対して、電源端子１７からＦＥＴのドレインに
加えるドレイン電圧をＶＤＩとした時、飽和増幅器５の
出力は、ΔＰＬφの変動幅となり、又ドレイン電圧をＶ
ａｔ （＜ Ｖａｔ）とした時は、飽和状態で動作する
ことになるから、飽和増幅器５の出力は、ΔＰＬφ°（
＜ΔＰＬφ）の変動幅となる。従って、飽和状態で動作
させることにより、移相器４の通過損失の変動幅ΔＬφ
を抑圧することができることになる。
又バイアス端子１６からＦＥＴに加えるゲート電圧を設
定して、飽和状態で増幅動作するようにすることも可能
である。
定して、飽和状態で増幅動作するようにすることも可能
である。
又第４図は周波数変換器に於ける変換損失特性曲線図を
示し、局発電力の変動幅が移相器４の通過損失の変動幅
に対応してΔＰＬφであると、変換損失の変動幅はΔＬ
Ｉとなり、周波数による移相器４の通過損失に対応した
変動幅ΔＰＬｆを含めると、変換損失の変動幅はΔＬ２
となる。しかし、飽和増幅器５の出力特性を、第３図の
ＶＯＺに設定した場合のように、ドレイン電圧又はゲー
ト電圧を設定して飽和状態とすると、移相器４の通過損
失の変動幅ΔＬφに対して、飽和増幅器５の出力変動幅
はΔＰＬφ°となり、変動幅は非常に小さくなる。この
ように、周波数変換器２に加えられる局発電力の変化は
殆ど零となる。従って、移相器４の通過損失の変化が受
信信号の振幅特性に影響を及ぼさないものとなる。
示し、局発電力の変動幅が移相器４の通過損失の変動幅
に対応してΔＰＬφであると、変換損失の変動幅はΔＬ
Ｉとなり、周波数による移相器４の通過損失に対応した
変動幅ΔＰＬｆを含めると、変換損失の変動幅はΔＬ２
となる。しかし、飽和増幅器５の出力特性を、第３図の
ＶＯＺに設定した場合のように、ドレイン電圧又はゲー
ト電圧を設定して飽和状態とすると、移相器４の通過損
失の変動幅ΔＬφに対して、飽和増幅器５の出力変動幅
はΔＰＬφ°となり、変動幅は非常に小さくなる。この
ように、周波数変換器２に加えられる局発電力の変化は
殆ど零となる。従って、移相器４の通過損失の変化が受
信信号の振幅特性に影響を及ぼさないものとなる。
第５図は本発明の他の実施例の要部ブロック図であり、
移相器４と周波数変換器２との間に接続した飽和増幅器
５をバイポーラトランジスタＱ２によって構成した場合
を示すものである。同図に於いて、Ｃ５，Ｃ６はコンデ
ンサ、Ｒ５，Ｒ６は抵抗、Ｍ３．Ｍ４はマイクロ波整合
回路、Ｌ３゜Ｌ４はマイクロ波チョーク回路であり、電
源端子１８に加える電圧を一定とし、抵抗Ｒ５，Ｒ６を
調整して飽和状態で動作するように設定するものである
。なお、バイアス電圧又はコレクタ電圧を設定して飽和
状態で動作させるようにすることも可能である。
移相器４と周波数変換器２との間に接続した飽和増幅器
５をバイポーラトランジスタＱ２によって構成した場合
を示すものである。同図に於いて、Ｃ５，Ｃ６はコンデ
ンサ、Ｒ５，Ｒ６は抵抗、Ｍ３．Ｍ４はマイクロ波整合
回路、Ｌ３゜Ｌ４はマイクロ波チョーク回路であり、電
源端子１８に加える電圧を一定とし、抵抗Ｒ５，Ｒ６を
調整して飽和状態で動作するように設定するものである
。なお、バイアス電圧又はコレクタ電圧を設定して飽和
状態で動作させるようにすることも可能である。
このようにトランジスタＱ２を飽和状態で動作させるこ
とにより、移相器４の回転位相による通過損失の変動分
が抑圧されて、安定な局部発振信号を周波数変調器２に
加えることができることになる。
とにより、移相器４の回転位相による通過損失の変動分
が抑圧されて、安定な局部発振信号を周波数変調器２に
加えることができることになる。
以上説明したように、本発明は、第１及び第２の周波数
変換器１．２と、合成器３と、局部発振信号の位相を制
御する移相器４と、移相器４の移相量を制御する制御部
６と、移相器４と周波数変換器２との間に接続した飽和
増幅器５とを備えたものであり、移相器４の通過損失の
変動幅による局発電力の変動を飽和増幅器４の飽和状態
の増幅動作によって抑圧することができるから、主信号
の振幅特性を改善することができる利点がある。
変換器１．２と、合成器３と、局部発振信号の位相を制
御する移相器４と、移相器４の移相量を制御する制御部
６と、移相器４と周波数変換器２との間に接続した飽和
増幅器５とを備えたものであり、移相器４の通過損失の
変動幅による局発電力の変動を飽和増幅器４の飽和状態
の増幅動作によって抑圧することができるから、主信号
の振幅特性を改善することができる利点がある。
更に、高周波増幅段や中間周波増幅段の利得変化につい
ても抑圧できるので、スペースダイバーシティに於ける
合成制御を安定化させることができる利点がある。
ても抑圧できるので、スペースダイバーシティに於ける
合成制御を安定化させることができる利点がある。
第１図は本発明の原理ブロック図、第２図は本発明の一
実施例のブロック図、第３図は飽和増幅器の出力特性曲
線図、第４図は周波数変換器の変換損失特性曲線図、第
５図は本発明の他の実施例の要部ブロック図、第６図は
従来例のブロック図、第７図は移相器の位相損失特性曲
線図、第８図は移相器の周波数損失特性曲線図である。 １．２は第１及び第２の周波数変換器、３は合成器、４
は移相器、５は飽和増幅器、６は制御部、７は局部発振
器、８．９は空間的間隔をおいて配置されたアンテナ、
１０．１１は高周波増幅器、１２．１３は中間周波増幅
器、１４は帯域通過フィルタ、１５はマイクロプロセッ
サ、ＱｌはＦＥＴ、Ｍｌ、Ｍ２はマイクロ波整合回路、
Ｌｌ。 Ｌ２はマイクロ波チョーク回路、Ｒ１−Ｒ４は抵抗、０
１〜Ｃ４はコンデンサである。
実施例のブロック図、第３図は飽和増幅器の出力特性曲
線図、第４図は周波数変換器の変換損失特性曲線図、第
５図は本発明の他の実施例の要部ブロック図、第６図は
従来例のブロック図、第７図は移相器の位相損失特性曲
線図、第８図は移相器の周波数損失特性曲線図である。 １．２は第１及び第２の周波数変換器、３は合成器、４
は移相器、５は飽和増幅器、６は制御部、７は局部発振
器、８．９は空間的間隔をおいて配置されたアンテナ、
１０．１１は高周波増幅器、１２．１３は中間周波増幅
器、１４は帯域通過フィルタ、１５はマイクロプロセッ
サ、ＱｌはＦＥＴ、Ｍｌ、Ｍ２はマイクロ波整合回路、
Ｌｌ。 Ｌ２はマイクロ波チョーク回路、Ｒ１−Ｒ４は抵抗、０
１〜Ｃ４はコンデンサである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 出力合成型スペースダイバーシティ受信装置に於いて、 主受信信号及び副受信信号と局部発振信号とをそれぞれ
混合して周波数変換する第１及び第２の周波数変換器（
１）、（２）と、 該第１及び第２の周波数変換器の出力信号を合成して出
力する合成器（３）と、 前記第１及び第２の周波数変換器の少なくとも一方の周
波数変換器に加える局部発振信号の位相を制御する移相
器（４）と、 前記合成器の出力信号中の干渉波が少なくなるように前
記移相器の移相量を制御する制御部（６）と、 前記移相器と前記周波数変換器との間に接続された飽和
増幅器（５）と を有することを特徴とするスペースダイバーシティ受信
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60036629A JPH0644732B2 (ja) | 1985-02-27 | 1985-02-27 | スペ−スダイバ−シティ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60036629A JPH0644732B2 (ja) | 1985-02-27 | 1985-02-27 | スペ−スダイバ−シティ受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61198826A true JPS61198826A (ja) | 1986-09-03 |
| JPH0644732B2 JPH0644732B2 (ja) | 1994-06-08 |
Family
ID=12475120
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60036629A Expired - Lifetime JPH0644732B2 (ja) | 1985-02-27 | 1985-02-27 | スペ−スダイバ−シティ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0644732B2 (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58181341A (ja) * | 1982-04-19 | 1983-10-24 | Nec Corp | ダイバ−シテイ信号合成方式 |
| JPS59225628A (ja) * | 1983-06-07 | 1984-12-18 | Fujitsu Ltd | 位相器用制御回路 |
-
1985
- 1985-02-27 JP JP60036629A patent/JPH0644732B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58181341A (ja) * | 1982-04-19 | 1983-10-24 | Nec Corp | ダイバ−シテイ信号合成方式 |
| JPS59225628A (ja) * | 1983-06-07 | 1984-12-18 | Fujitsu Ltd | 位相器用制御回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0644732B2 (ja) | 1994-06-08 |
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