JPH0936668A - フィードフォワード増幅器の制御装置および制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 温度変化や経時変化の影響を抑えて広帯域に
わたる良好な歪補償特性を維持することができるフィー
ドフォワード増幅器の制御装置を提供する。 【構成】 パイロット信号生成回路１１０で発生したパ
イロット信号を主増幅器２８の出力経路に注入して第１
のループ２および第２のループ３の出力経路から取り出
し、それを周波数変換回路１３０で低域変換して得られ
た信号を一方で直交復調回路１５０にてＩ及びＱ成分に
復調し、他方で増幅整形してパイロットモニタ信号と
し、制御回路１７０がＩ及びＱ信号成分を誤差信号とし
てパイロットモニタ信号の振幅レベルが最小になるよう
に第１及び第２のループの歪み除去回路５，７中のベク
トル調整器４０，５８を制御し、その制御値を保持す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、主として高周波帯
において多チャネル信号の増幅に用いられる線形増幅器
であって、主増幅器で発生する非線形歪を抽出して除去
するフィードフォワード増幅器の性能を最良状態に維持
するための制御装置および制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】フィードフォワード増幅器は、携帯電
話、ページャ（例：ポケットベル）等の基地局に設置さ
れる送信装置に使用されるものである。

【０００３】携帯電話の基地局では複数チャネルの信号
を送信している。また、ページャにおいても１つの基地
局で複数チャネルを同時に送信する場合が多い。例え
ば、日本のディジタル携帯電話基地局の代表的な構成で
は３２チャネルを同時に送信している。このような場
合、各チャネルを個別に増幅することも考えられるが、
各増幅器の後にチャネル合成器を設ける必要があるの
で、コスト、設備規模の面に問題が生じる。したがっ
て、送信装置としては、各チャネルを一括して増幅する
共通増幅方式を用いる方が有利である。

【０００４】しかし、共通増幅方式では、増幅用デバイ
スの非線形性のために、各チャネル信号間の相互変調に
よるスプリアスの発生が問題となる。このスプリアスの
大きさは電波法によってその上限値が規定されており、
携帯電話基地局では、スプリアス強度はチャネル信号強
度に対して６０ｄＢ低いことと定められている。また、
携帯電話よりも高出力であるページャ基地局では、スプ
リアス強度はチャネル信号強度に対して７０ｄＢ低いこ
とが必要である。通常、高出力用トランジスタデバイス
を使用した増幅器において共通増幅によって発生するス
プリアス強度は、信号強度に対して３０ｄＢ低い程度で
あるから、そのままでは上記規定を満足することができ
ない。したがって、歪補償回路を付加することによって
スプリアス成分をさらに３０ｄＢないし４０ｄＢ低減さ
せることが必要となる。そのため、フィードフォワード
方式による歪補償技術が採用されている。

【０００５】まず、フィードフォワード方式による歪補
償の基本原理である信号抑圧回路の動作について説明
し、次に、フィードフォワード増幅器の動作を説明す
る。図８は信号抑圧回路の原理的構成を示すブロック図
である。図８に示すように、信号抑圧回路は、信号の入
力端子２０１、入力信号を経路２０３と経路２０４とに
分配する電力分配器２０２、経路２０４に接続され経路
２０６に位相が反転された信号を出力する位相反転回路
２０５、経路２０３と経路２０６の信号を結合する電力
結合器２０７、そして出力端子２０８から構成される。

【０００６】この信号抑圧回路の基本動作は次の通りで
ある。入力端子２０１に入力された信号は電力分配器２
０２で経路２０３と経路２０４とに分配される。経路２
０４に分配された信号は位相反転回路２０５によって位
相が反転され経路２０６に出力される。経路２０３の信
号と経路２０６の信号は電力結合器２０７において結合
される。このとき、両信号は振幅が等しくそして１８０
度の位相差を持つから、互いに相殺し出力端子２０８に
は出力信号が現われない。

【０００７】上記信号抑圧回路を２段組み合わせて増幅
器の歪補償を行うのが次に述べるフィードフォワード増
幅器である。図９に従来のフィードフォワード増幅器の
一例のブロック図を示す。図９に示すように、従来のフ
ィードフォワード増幅器は、信号の入力端子２１１と、
電力分配器２１２、ベクトル調整器２１３、主増幅器２
１４、遅延線２１５、電力結合器２１６を含む第１の歪
検出ループ２２２と、電力結合器２１６、ベクトル調整
器２１７、補助増幅器２１８、遅延線２１９、電力結合
器２２０を含む第２の歪除去ループ２２３と、出力端子
２２１から構成される。

【０００８】第１の歪検出ループ２２２において、入力
端子２１１に与えられた信号は電力分配器２１２のポー
トａに入力されポートｂとｃに分配される。ポートｂか
らの信号はベクトル調整器２１３を経て主増幅器２１４
で増幅され、電力結合器２１６のポートｄに入力され
る。一方、ポートｃからの信号は遅延線２１５を経て電
力結合器２１６のポートｅに入力される。このとき、ポ
ートｄに入力された信号とポートｅに入力された信号が
互いに相殺するように構成される。つまり、電力結合器
２１６のポートｄ−ｇ間およびｅ−ｇ間の結合度が適度
に設定され、上記２信号が等振幅、そして逆位相で結合
するように、ポートｄに入力される信号の振幅および位
相をベクトル調整器２１３で調整することによって、ポ
ートｇからの信号出力が最小となるように設定される。
したがって、完全に調整された状態では、ポートｇから
信号は出力されない。

【０００９】しかしながら、一般に主増幅器２１４は非
線形性をもつので、多信号入力に対しては入力信号成分
の他に相互変調による歪成分が出力される。つまり、ポ
ートｄに入力される信号には入力信号成分の他に歪成分
を含んでいる。一方、ポートｅに入力される信号は歪成
分を含まないので、上記のように電力結合器２１６にお
いて２信号を加え合わせたとき入力信号成分は相殺さ
れ、歪成分のみがポートｇから出力される。ポートｄ−
ｆ間の結合を１に近くし、ポートｄ−ｇ間の結合を十分
に小さくすれば主増幅器２１４から出力される入力信号
成分および歪成分のほとんどはポートｆから出力され
る。

【００１０】次に第２の歪除去ループ２２３において、
電力結合器２１６のポートｆから出力された入力信号成
分および歪成分は遅延線２１９を経て電力結合器２２０
のポートｈに入力される。ポートｇから出力された歪成
分はベクトル調整器２１７を経て補助増幅器２１８で増
幅された後、電力結合器２２０のポートｉに入力され
る。このとき、ポートｈに入力された歪成分とポートｉ
に入力された歪成分が、振幅が等しく位相差が１８０度
となるように設定されることによって歪成分は互いに相
殺され、ポートｊからは入力信号成分のみが出力され
る。ここで、上記の条件を満たすために電力結合器２２
０のポートｈ−ｊ間およびｉ−ｊ間の結合度が適度に設
定され、ポートｉに入力される信号の振幅および位相を
ベクトル調整器２１７で調整することによって、ポート
ｈ−ｊ間の結合を１に近くし、ポートｉ−ｊ間の結合を
十分に小さくすればポートｈに入力される入力信号成分
のほとんどがポートｊから出力される。

【００１１】以上のように第１の歪検出ループ２２２お
よび第２の歪除去ループ２２３を最適状態に設定するこ
とによって主増幅器２１４で発生される相互変調歪の除
去補償が行われる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
従来例に示したフィードフォワード増幅器の構成では、
広い帯域にわたって大きな歪補償量を実現することは困
難であった。その理由を次に述べる。

【００１３】図８に示した信号抑圧回路において、電力
分配器２０２で分配された２信号を電力結合器２０７で
同振幅逆位相で結合することによって信号抑圧が行われ
ることを述べたが、実際には、このような理想的な状態
を広帯域にわたって実現することは難しい。

【００１４】位相反転回路２０５は目的の周波数におけ
る半波長マイクロストリップラインを使用することによ
って実現できる。図１０はそのような位相反転回路を用
いた信号抑圧回路の抑圧量の周波数特性を示す。図１０
で周波数は中心周波数を基準とした正規化周波数で示し
てある。図示のように、中心周波数において６０ｄＢ以
上の信号抑圧量が得られているが、信号抑圧量４０ｄＢ
を求めるならば比帯域は０．６％にすぎない。

【００１５】広帯域にわたる位相反転を得る方法として
は、電力分配器および電力結合器に方向性結合器を用い
て、それぞれで位相差９０度を得、全体として位相差１
８０度を得る方法があり、また、位相反転回路に１端子
を短絡したサーキュレータを用い短絡点での全反射によ
って位相を反転する方法等がある。これらの方法は原理
的には周波数に依存せず位相を反転することができる
が、実際には周波数依存特性をもち、やはり広帯域の特
性を得ることが困難である。さらに、図９に示したフィ
ードフォワード増幅器に用いる主増幅器および補助増幅
器は利得、位相量に周波数依存特性をもち、その特性は
温度変化、経時変化等によって変化するため、大きな歪
補償効果を広帯域にわたって安定に実現することは一層
困難になる。

【００１６】以上に述べた理由によって、図９に示した
従来のフィードフォワード増幅器によって、大きな歪補
償効果を広帯域にわたって安定に実現するには非常な困
難を伴う。また、従来のフィードフォワード増幅器で
は、比較的狭帯域の特性となるので、ループの状態の僅
少な変化によっても歪補償が不十分となりやすい。そこ
で、常に各ループの状態を最適に保つために、常時また
は断続的に各ループの状態をモニタし、歪成分の出力が
最小となるようにそれぞれの調整箇所を制御する場合も
ある。

【００１７】本発明は上記従来の課題を解決するもので
あり、広帯域にわたり大きな歪補償効果を維持するフィ
ードフォワード増幅器の制御装置および制御方法を提供
することを目的とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
の本発明によるフィードフォワード増幅器の制御装置の
特徴は、１個または２個の第１の基準周波数発振手段
と、第２の基準周波数発振手段と、前記第１および第２
の基準周波数発振手段からの信号を用いることによって
前記第１の周波数をもつ第１のパイロット信号と前記第
２の周波数をもつ第２のパイロット信号を発生するパイ
ロット信号生成手段と、前記第１または第２のパイロッ
ト信号を前記主増幅器の出力経路に注入する注入手段
と、前記第１のループの出力経路中の信号の一部を抽出
する第１の抽出手段と、前記第２のループの出力経路中
の信号の一部を抽出する第２の抽出手段と、前記第１の
抽出手段から前記第１のパイロット信号を取り出すと共
に前記第２の抽出手段から前記第２のパイロット信号を
取り出し、前記第１の基準周波数発振手段からの信号を
用いることによって前記第１および第２のパイロット信
号の周波数を変換して第１および第２の低域変換パイロ
ット信号を出力する周波数変換手段と、前記第２の基準
周波数発振手段からの信号を用いて前記周波数変換手段
からの第１または第２の低域変換パイロット信号をＩお
よびＱ信号成分に復調する直交復調手段と、前記周波数
変換手段からの第１および第２の低域変換パイロット信
号を増幅整形してパイロットモニタ信号を生成するモニ
タ信号生成手段と、前記直交復調手段からのＩおよびＱ
信号成分をディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段からのディジタル値を誤差入力とし
て受け、前記モニタ信号生成手段からのパイロットモニ
タ信号をモニタ入力として受けて、前記パイロットモニ
タ信号の振幅レベルが最小になるように前記第２および
第４のベクトル調整器を調整する制御信号を出力し、前
記パイロットモニタ信号の最小振幅レベルが得られたと
きの制御信号の値を保持する制御回路とを備えている点
にある。

【００１９】同様に、本発明によるフィードフォワード
増幅器の制御方法の特徴は、第１および第２の基準周波
数を発振し、前記第１および第２の基準周波数から前記
第１の周波数をもつ第１のパイロット信号と前記第２の
周波数をもつ第２のパイロット信号を発生し、前記第１
または第２のパイロット信号を前記主増幅器の出力経路
に注入し、前記第１および第２のループの出力経路から
信号の一部をそれぞれ抽出し、前記第１のループの出力
経路から抽出した信号から前記第１のパイロット信号成
分を取り出して前記第１の基準周波数を用いて低域変換
し、前記第２のループの出力経路から抽出した信号から
前記第２のパイロット信号成分を取り出して前記第１の
基準周波数を用いて低域変換し、前記低域変換された第
１または第２のパイロット信号を前記第２の基準周波数
を用いてＩ信号成分およびＱ信号成分に直交復調し、前
記低域変換されたパイロット信号を増幅整形してパイロ
ットモニタ信号を生成し、前記ＩおよびＱ信号成分を誤
差信号として前記パイロットモニタ信号の振幅レベルが
最小になるように前記第２および第４のベクトル調整器
を制御し、前記パイロットモニタ信号の最小振幅レベル
が得られたときのベクトル調整器制御値を保持する点に
ある。

【００２０】好ましくは、前記第１および第２の周波数
は信号帯域の近傍で信号帯域外の上側または下側に設定
される。また、前記パイロット信号生成手段は、第１お
よび第２の基準周波数発振手段の和または差の周波数を
第１および第２のパイロット信号として生成することが
好ましい。第１および第２の基準周波数発振手段の和の
周波数をパイロット信号とする場合、第１の基準周波数
発生手段が周波数シンセサイザーで構成されていること
が好ましい。

【００２１】

【発明の実施の形態】まず、図１を参照して、本発明を
適用するフィードフォワード増幅器について説明する。
同図において、従来例（図８）に示した電力分配器と電
力結合器は方向性結合器に置き換え、可変減衰器と可変
位相器はベクトル調整器にまとめてある。また、各部の
遅延線は従来例のような位相反転回路としての作用は持
たず、並行する信号経路の信号遅延分を補償するもので
ある。

【００２２】図１に示すフィードフォワード増幅器は、
大きくは、第１のループ（第１のフィードフォワード回
路）２と第２のループ（第２のフィードフォワード回
路）３とからなる。第１のループ２は第１の歪検出ルー
プ４と第１歪除去ループ５とを備え、同様に第２のルー
プ３は第２の歪検出ループ６と第２の歪除去ループ７と
を備えている。

【００２３】第１の歪検出ループ４は、経路１８からの
信号を経路２２と経路２４とに分配する第１の方向性結
合器２０、経路２２に直列に挿入された第１のベクトル
調整器２６および主増幅器２８、経路２４に挿入された
第１の遅延線３０、そして経路２２と経路２４との信号
を結合する第２の方向性結合器３２を含む。

【００２４】第１の歪除去ループ５は、ループ４からの
信号を経路３４と経路３６とに分配する第２の方向性結
合器３２、経路３４に挿入された第２の遅延線３８、経
路３６に直列に挿入された第２のベクトル調整器４０お
よび第１の補助増幅器４２、そして経路３４と経路３６
との信号を結合し経路４６に信号を出力する第３の方向
性結合器４４を含む。

【００２５】第２の歪検出ループ６は、入力信号が与え
られる入力端子１、経路８を経た入力信号を経路１２と
経路１４とに分配する第４の方向性結合器１０、その出
力経路１２に接続された第３のベクトル調整器１６、も
う一つの出力経路１４に挿入された第３の遅延線４８、
そして、経路１４と経路４６との信号を結合する第５の
方向性結合器５０を含む。なお、第３のベクトル調整器
１６の出力経路１８と経路４６との間に上記の第１のル
ープ２が挿入されている。

【００２６】第２の歪除去ループ７は、ループ６からの
信号を経路５２と経路５４とに分配する第５の方向性結
合器５０、経路５２に挿入された第４の遅延線５６、経
路５４に直列に挿入された第４のベクトル調整器５８お
よび第２の補助増幅器６０、そして経路５２と経路５４
との信号を結合し経路６４を経て出力端子６６に信号を
送出する第６の方向性結合器６２を含む。

【００２７】図１のフィードフォワード増幅器の動作は
次の通りである。入力端子１から入力された多チャネル
成分を含んだ入力信号は第４の方向性結合器１０で経路
１２と経路１４に２分配される。経路１２に分配された
信号は第３のベクトル調整器１６を経由し経路１８を通
って第１の歪検出ループ４内の第１の方向性結合器２０
のポートａに入力され、出力ポートｂから経路２２へ、
出力ポートｃから経路２４に分配される。ポートｂから
の信号は第１のベクトル調整器２６を経由して主増幅器
２３で増幅され、第２の方向性結合器３２のポートｄに
入力される。ポートｃからの信号は経路２４に挿入され
ている第１の遅延線３０を経由して第２の方向性結合器
３２のポートｅに入力される。このとき、ポートｄに入
力された信号とポートｅに入力された信号は互いに相殺
されてポートｇに現われないように調整される。すなわ
ち、第２の方向性結合器３２のポートｄ−ｇ間およびポ
ートｅ−ｇ間の結合度が適度に調整され、上記ポートｄ
の入力信号とポートｅの入力信号がポートｇにおいて等
振幅、逆位相で結合されてポートｇからの信号出力が最
小となるように、ポートｄに入力される信号の振幅、位
相が第１のベクトル調整器２６によって調整される。し
たがって、完全に調整された状態ではポートｇからの出
力信号は存在しない。

【００２８】ところで、一般に主増幅器２８は非線形特
性を持つので、多信号入力に対しては入力信号成分の他
に相互変調によって生成される歪成分も出力する。つま
り、ポートｄに入力される信号には入力信号成分の他に
歪成分が含まれている。一方、ポートｅに入力される信
号は歪成分が含まれていないので、第２の方向性結合器
３２においてポートｄとポートｅの入力信号を結合した
とき入力信号成分は相殺され、歪成分のみがポートｇか
ら出力される。そして、ポートｄ−ｆ間の結合を１に近
くし、ポートｄ−ｇ間の結合を十分に小さくすれば、主
増幅器２８から出力された入力信号成分および歪成分の
ほとんどはポートｆから出力される。

【００２９】次に、第１の歪除去ループ５において、第
２の方向性結合器３２のポートｆから出力された入力信
号成分および歪成分は遅延線３８を含む経路３４を経由
して第３の方向性結合器４４のポートｈに入力される。
ポートｇから出力された歪成分は経路３６内に縦続され
ている第２のベクトル調整器４０を経由して第１の補助
増幅器４２で増幅され、そして第３の方向性結合器４４
のポートｉに入力される。このとき、ポートｈに入力さ
れた歪成分とポートｉに入力された歪成分とがポートｊ
において等振幅、逆相の関係にあれば歪成分は互に相殺
され、ポートｊからは増幅された入力信号成分のみが出
力される。上記の関係を満たすために、第３の方向性結
合器４４のポートｈ−ｊ間およびｉ−ｊ間の結合度が適
度に調整され、ポートｉに入力される信号の振幅、位相
がポートｊからの歪成分の出力が最小となるように第２
のベクトル調整器４０によって調整される。そして、第
３の方向性結合器４４においてポートｈ−ｊ間の結合を
１に近くし、ポートｉ−ｊ間の結合を十分に小さくすれ
ば、ポートｈに入力された信号中の入力信号成分のみが
ポートｊから出力される。

【００３０】このようにして、主増幅器２８において発
生した歪成分は、上記の第１のループ２によって抑圧さ
れる。しかしながら、従来例において述べたように第１
のループ２のみでは大きな歪抑圧量が得られる帯域は限
られた狭い帯域にすぎない。そのため、第１のループ２
からは入力信号成分の他に歪成分も出力されることがあ
る。したがって、広い帯域にわたって必要な歪抑圧量を
得るためには、さらに歪補償を付加する必要がある。

【００３１】本発明によるフィードフォワード増幅器に
おいては、上記の第１のループ２を仮想主増幅器とみな
した第２ループ３を備えている。図１を参照する。第１
のループ２内の第３の方向性結合器４４のポートｊから
の出力は経路４６によって第５の方向性結合器５０のポ
ートｎに入力される。一方、第４の方向性結合器１０に
よってポートｍに分配された信号は第３の遅延線４８が
挿入されている経路１４を経て第５の方向性結合器５０
のポートｐに入力される。ポートｎへの入力は入力信号
成分と第１のループ２で除去しきれなかった残留歪成分
であり、ポートｐへの入力は入力信号成分のみである。
ここで、第５の方向性結合器５０のポートｎ−ｒ間およ
びポートｐ−ｒ間の結合度が適度に調整され、ポートｎ
の入力信号とポートｐの入力信号がポートｒにおいて等
振幅、逆位相で結合されてポートｒからの信号出力が最
小となるようにポートｎに入力される信号の振幅、位相
が第３のベクトル調整器１６によって調整される。その
結果、ポートｒからは入力信号成分が抑圧された信号が
出力される。すなわち、ポートｒからの出力は主として
ポートｎに入力された歪成分となる。このとき、ポート
ｎ−ｇ間の結合を１に近くし、ポートｎ−ｒ間の結合を
十分に小さくすれば、ポートｎへの入力のほとんどはポ
ートｇから出力される。

【００３２】第５の方向性結合器５０のポートｒからの
出力（主として歪成分）は経路５４にある第４のベクト
ル調整器５８を経由し、第２の補助増幅器６０で増幅さ
れ、そして第６の方向性結合器６２のポートｔに入力さ
れる。一方、ポートｑからの出力（入力信号成分と歪成
分）は経路５２の第４の遅延線５６を経由して第６の方
向性結合器６２のポートｓに入力される。ここにおい
て、第６の方向性結合器６２のポートｓ−ｕ間およびポ
ートｔ−ｕ間の結合度を適度に調整し、経路５４に挿入
されている第４のベクトル調整器５８を調整して、ポー
トｓに入力される歪成分とポートｔに入力される歪成分
とがポートｕにおいて等振幅、逆相の関係でもって加え
合わされるようにする。その結果、歪成分が互いに相殺
され、ポートｕからは歪成分が十分に抑圧された信号、
すなわち入力信号成分のみが現われる。このとき、ポー
トｓ−ｕ間の結合を１に近くし、ポートｔ−ｕ間の結合
を十分に小さく設定すると、ポートｓに入力された信号
中から歪成分が除去された入力信号成分のほとんどがポ
ートｕに現われ、経路６４を経て出力端子６６から出力
される。

【００３３】以上、図１に示した第１のループと第２の
ループを備えたフィードフォワード増幅器の動作を説明
した。以下の説明において、このような増幅器を２重ル
ープフィードフォワード増幅器という。

【００３４】歪抑圧が得られる帯域は第１の歪除去ルー
プ５と第２の歪除去ループ７の帯域に依存し、増幅器全
体の歪抑圧量は上記第１と第２の歪除去ループの歪抑圧
量を掛け合わせたものになるので、図１に示した２重ル
ープフィードフォワード増幅器では、図２に示すよう
に、従来例よりも広帯域にわたる歪補償特性が得られ
る。

【００３５】図１の２重ループフィードフォワード増幅
器の広帯域歪補償特性は、各ループの周波数をずらすこ
とによってさらに広帯域にすることができる。すなわ
ち、図１において、第１のループ２の歪補償が動作する
中心周波数と第２のループ３の歪補償が動作する中心周
波数をずらすことによって一層広帯域の歪補償特性が得
られるのである。図３は第１のループと第２のループの
歪抑圧の動作中心周波数を入力信号中心周波数に対して
±３％にしたときの歪抑圧周波数特性例である。図２と
比較すると、広帯域化が実現されていることが分かる。
以下、この増幅器をスタガード２重ループフィードフォ
ワード増幅器という。通常、各ループの動作中心周波数
は、信号帯域外の上下両側に設定する。

【００３６】このように、各ループの歪抑圧動作中心周
波数をずらすことによって、多チャネル信号を共通に増
幅する際にチャネル帯域が広い場合にも使用できる増幅
器を提供することができる。そして、主増幅器の歪特性
が悪く、共通増幅によって生じる相互変調歪成分が３次
成分にとどまらず、５次または７次以上におよぶ場合に
は歪抑圧の帯域がチャネル帯域よりもかなり広いことが
要求されるが、そのような要求を満たすことも可能であ
る。

【００３７】上述のような高性能は、以下に説明する本
発明によるフィードフォワード増幅器の制御装置によっ
て維持される。この制御装置は、周囲温度の変化や経時
変化に起因する増幅器、その他構成部品の特性変化によ
って生じる各ループの平衡性の変動を除去し、フィード
フォワード増幅器の動作状態を常に最適に保持するよう
に働く。

【００３８】図４は、本発明による制御装置を備えたス
タガード２重ループフィードフォワード増幅器の第１実
施例を示すブロック図である。図４において、図１と同
等の構成要素には図１と同じ符号を付し、重複する説明
は省略する。

【００３９】図４に示した調整装置は、主増幅器２８の
出力から第２の方向性結合器３２のポートｄに至る経路
に挿入されパイロット信号を方向性結合器３２のポート
ｄに注入する注入結合器７１、第３の方向性結合器４４
のポートｊと第５の方向性結合器５０のポートｎを結ぶ
経路４６に挿入され同経路４６から信号を一部抽出する
第１の抽出結合器７３、そして第６の方向性結合器６２
のポートｕからの出力信号を出力端子６６に導く経路６
４に挿入され同経路６４から信号を一部抽出する第２の
抽出結合器７５をスタガード２重ループフィードフォワ
ード増幅器の信号経路内に備えている。

【００４０】注入結合器７１から増幅器経路に注入され
るパイロット信号はパイロット信号生成回路１１０が発
生する。パイロット信号生成回路１１０には、乗算器１
１１と１１３、狭帯域フィルタ１１５と１１７、そして
スイッチ素子１１９が備えられている。第１の基準周波
数を持つ第１の基準発振器８１および第２の基準周波数
を持つ第２の基準発振器８３Ａの出力がパイロット信号
生成回路１１０内の乗算器１１１および１１３において
周波数変換され、パイロット信号源となる。

【００４１】周波数変換回路１３０には、パイロット信
号成分を通過させる狭帯域フィルタ１３１と１３３、乗
算器１３５と１３７、スイッチ素子１３９、そして狭帯
域フィルタ１４１が備えられている。第１の抽出結合器
７３によって増幅器経路から一部抽出された信号を狭帯
域フィルタ１３１に、第２の抽出結合器７５によって増
幅器経路から一部抽出された信号を狭帯域フィルタ１３
３にそれぞれ通してパイロット信号成分を抽出し、乗算
器１３５および１３７において第１の基準周波数をもつ
第１の基準発振器８１Ａの出力と混合し、差の周波数成
分すなわち低域変換周波数に変換して出力する。

【００４２】直交復調回路１５０は、周波数変換回路１
３０によって低域周波数に変換された抽出パイロット信
号の位相情報を得るための回路である。回路１５０は乗
算器１５１および１５３、そして９０度移相器１５４を
備え、回路１３０から送られてきた低域変換パイロット
信号を第２の基準周波数をもつ第２の基準発振器８３Ａ
出力によって同期検波しＩおよびＱ信号を復調する。Ａ
／Ｄコンバータ９１、９２は、これらのＩ，Ｑ信号をデ
ィジタル信号に変換する。

【００４３】第１の基準発振器８１から周波数変換回路
１３０に至る経路８４に挿入されている遅延器８６Ａお
よび８６Ｂは、パイロット信号生成回路１１０から結合
器、フィードフォワード増幅器、狭帯域フィルタ等を経
て乗算器１３５および１３７に至るパイロット信号の第
１の基準発振器８１に対する遅延を補償するための遅延
器である。また、第２の基準発振器８３Ａから直交復調
回路１５０に至る経路８７に挿入されている遅延器８９
Ａおよび８９Ｂは、上記遅延に乗算器１３５および１３
７から乗算器１５１および１５３までの遅延を加えた遅
延時間を補償するためのものである。

【００４４】制御回路１７０は、例えばマイクロプロセ
ッサを用いて構成され、Ａ／Ｄコンバータ９１，９２か
らの誤差データを受け、周波数変換回路１３０の出力の
低域変換パイロット信号を増幅器９５、エンベロープ検
波器９６、そしてＡ／Ｄコンバータ９７を経由してモニ
タし、低域変換パイロット信号が最小になるようにＤ／
Ａコンバータ９３，９４を介して第２のベクトル調整器
４０および第４のベクトル調整器５８を調整する。抽出
されたパイロット信号の最小値が得られたとき、制御回
路は各ベクトル調整器に与えた制御信号をラッチし、パ
イロット信号が最小の状態、すなわちフィードフォワー
ド増幅器の最適調整状態を保持する。

【００４５】制御回路１７０から各スイッチ素子に至る
ライン１７１は、制御回路１７０内にあるＲＯＭに格納
されているプログラムに従って各スイッチ素子を操作で
きることを表している。

【００４６】各ベクトル調整器は、図４の例ではアナロ
グ信号によって制御されるので、制御回路１７０とベク
トル調整器との間にＤ／Ａコンバータが挿入されている
が、ディジタル制御調整器の場合、Ｄ／Ａコンバータは
不要である。

【００４７】以下、図４を参照しながら、８００ＭＨｚ
帯の携帯電話基地局に使用できるスタガード２重ループ
フィードフォワード増幅器の制御動作を説明する。一例
として、第１の歪除去ループ５の動作中心周波数（以
下、第１の周波数という）を８０９．３ＭＨｚ、第２の
歪除去ループ７の動作中心周波数（以下、第２の周波数
という）を８３０．７ＭＨｚとする。そして、第１の基
準発振器８１の周波数を本増幅器の中心周波数８２０Ｍ
Ｈｚ、第２の基準発振器８３Ａの周波数を１０．７ＭＨ
ｚとする。

【００４８】まず、第１の歪除去ループ５の調整制御か
ら始めるべく、スイッチ素子８５，８８，１１９，そし
て１３９は接点Ａ側に切換えられる。この切換操作は制
御回路１７０からのライン１７１を通じて送られる指令
によるが、もちろん手動切換も可能である。

【００４９】第１の基準発振器８１の出力と第２の基準
発振器８３Ａの出力は、パイロット信号生成回路１１０
内の乗算器１１１および１１３にて乗算され、和と差の
周波数すなわち（８２０±１０．７）ＭＨｚの信号に変
換される。狭帯域フィルタ１１５は差周波数の８０９．
３ＭＨｚを通してスイッチ素子１１９の接点Ａに送り、
狭帯域フィルタ１１７は和周波数の８３０．７ＭＨｚを
通してスイッチ素子１１９の接点Ｂに送る。スイッチ素
子１１９の共通端子Ｃは接点Ａに接触しているから、パ
イロット信号生成回路１１０からは経路１２１を通して
第１の周波数８０９．３ＭＨｚの第１のパイロット信号
が注入結合器７１を介して主増幅器の出力経路に注入さ
れる。この第１のパイロット信号を含む信号は第１の歪
除去ループ５の出力経路４６中に挿入されている第１の
抽出結合器７３によって抽出され経路７４を経て周波数
変換回路１３０内の狭帯域フィルタ１３１に送られる。
フィルタ１３１の通過周波数は８０９．３ＭＨｚである
から、このフィルタ１３１によって８０９．３ＭＨｚの
第１のパイロット信号成分のみが検出され、乗算器１３
５に送られ、第１の基準発振器８１から経路８４を経て
送られた第１の基準周波数８２０ＭＨｚと乗算され、そ
の出力はスイッチ素子１３９の接点Ａ共通端子Ｃを通
り、狭帯域フィルタ１４１によって変換周波数の差周波
数成分１０．７ＭＨｚの第１の低域変換パイロット信号
が取り出される。この信号は第１の抽出結合器７３によ
って抽出された第１のパイロット信号と同じ特性を有
し、経路１４２を経て直交復調回路１５０へ、そして増
幅器９５、エンベロープ検波器９６、Ａ／Ｄコンバータ
９７を含む経路１４３を経て制御回路１７０へ送られ
る。

【００５０】直交復調回路１５０は、乗算器１５１およ
び１５３と９０度移相器１５４で構成され、経路１４１
からの周波数１０．７ＭＨｚの第１低域変換パイロット
信号を周波数１０．７ＭＨｚの第２基準発振器８３Ａか
ら遅延器８９Ａを含む経路８７を経て送られた遅延補償
された信号によって同期検波し、第１の低域変換パイロ
ット信号のＩおよびＱ信号を復調する。Ａ／Ｄコンバー
タ９１および９２はこれらＩ、Ｑ信号をディジタル信号
に変換し誤差信号として制御回路１７０に入力する。

【００５１】制御回路１７０は、Ａ／Ｄコンバータ９
１，９２からの誤差データを受け、さらに、周波数変換
回路１３０からの第１の低減変換パイロット信号の振幅
レベルを増幅、検波、Ａ／Ｄ変換を含む経路１４２によ
ってモニタし、低減変換パイロット信号の振幅が最小に
なるようにＤ／Ａコンバータ９３を介して第２のベクト
ル調整器４０を調整する。この制御は例えば摂動法を用
いて行われる。低域変換パイロット信号の最小値が得ら
れると、制御回路１７０は第２のベクトル調整器４０の
調整状態を保持するため、Ｄ／Ａコンバータ９３へのデ
ィジタル制御信号をラッチし、その状態を内蔵メモリに
記憶してから次の調整制御過程に進む。

【００５２】次の制御は、第２の歪除去ループ７の調整
である。制御回路１７０は第１の歪検出ループ５の調整
制御の完了を確認すると、スイッチ操作ライン１７１を
通して各スイッチ素子８５，８８，１１９、そして１３
９を接点Ｂに切換える。この切換えは手動でも可能であ
る。手動切換の場合は、制御回路１７０に接続され、そ
の処理過程を表示している表示器１８０に指示される処
理手順に従って操作することになる。パイロット信号生
成回路１１０からは、狭帯域フィルタ１１７を通過した
第１の基準周波数と第２の基準周波数の和の８３０．７
ＭＨｚの第２のパイロット信号がスイッチ素子１１９の
接点Ｂ、共通端子Ｃを通り経路１２１を経て注入結合器
７１を介して第１の歪除去ループ５に注入される。注入
された第２のパイロット信号は第１の歪除去ループ５、
経路４６を経て第２の歪除去ループ７の第５の方向性結
合器５０のポートｎに注入される。この第２のパイロッ
ト信号を含む信号は第２の歪除去ループ７の出力経路す
なわち増幅器出力経路６４中に挿入されている第２の抽
出結合器７５によって抽出され経路７６を経て周波数変
換回路１３０内の狭帯域フィルタ１３３に送られる。こ
のフィルタ１３３の通過周波数は８３０．７ＭＨｚであ
って、第２のパイロット信号成分のみを通して乗算器１
３７に送る。第２のパイロット信号成分は、第１の基準
発振器８１から経路８４を経て送られてきた第１の基準
周波数８２０ＭＨｚと乗算され、その乗算器１３７の出
力はスイッチ素子１３９の接点Ｂ、共通端子Ｃを通り、
通過周波巣１０．７ＭＨｚの狭帯域フィルタによって周
波数変換された差周波数１０．７ＭＨｚの第２の低域変
換パイロット信号が取り出される。この信号は第２の抽
出結合器７５によって抽出された第２のパイロット信号
と同じ特性を有しており、経路１４２を経て直交復調回
路１５０へ、そして増幅器９５、エンベロープ検波器９
６、Ａ／Ｄコンバータ９７を含む経路１４３を経て制御
回路１７０へ送られる。

【００５３】直交復調回路１５０へ送られた信号は、前
記した第１の歪除去ループ調整時の第１の低域変換パイ
ロット信号の場合と同様に、第２の基準発振器８３Ａか
ら送られる遅延補償された信号によって同期検波され、
第２の低域変換パイロット信号のＩおよびＱ信号に復調
される。Ａ／Ｄコンバータ９１および９２は、これらを
ディジタル信号に変換し、Ｉ、Ｑ誤差データとして制御
回路１７０に入力する。

【００５４】制御回路１７０は、Ａ／Ｄコンバータ９
１，９２からの誤差データを受け、さらに、周波数変換
回路１３０からの第２の低域変換パイロット信号の振幅
レベルを増幅器９５、エンベロープ検波器９６、Ａ／Ｄ
コンバータ９７を含む経路１４２を通してモニタし、第
２の低域変換パイロット信号の振幅が最小になるように
Ｄ／Ａコンバータ９４を介して第２の歪除去ループ７内
の第４のベクトル調整器５８を調整する。第２の低域変
換パイロット信号の最小値が得られると、制御回路１７
０は第４のベクトル調整器５８の調整状態を保持するた
め、Ｄ／Ａコンバータ９４へのディジタル制御信号をラ
ッチし、その状態を内蔵メモリに記憶する。このように
して第２の歪除去ループ７が調整され、これをもってス
タガード２重ループフィードフォワード増幅器の調整制
御が完了する。

【００５５】本実施例においては、パイロット信号の生
成に用いた第２の基準発振器８３Ａの出力をパイロット
信号の伝送経路における遅延を補償して直交復調回路１
５０に印加し、増幅器から抽出され周波数変換回路１３
０によって低域変換されたパイロット信号がＩおよびＱ
信号に正確に復調されるように構成してあるので、増幅
器の歪除去ループ内のベクトル調整器４０および５８の
振幅および位相の正確な調整が実施できる。したがっ
て、各歪除去ループの平衡を最適に調整することができ
る利点を持つ。

【００５６】また、パイロット信号生成回路１１０は、
図４では２個の乗算器１１１，１１３を用いた例を示し
たが、図５に示すように１個の乗算器１１１Ａで構成し
てもよい。また、パイロット信号生成回路１１０をディ
スクリート部品で構成する場合、乗算器の代りに平衡変
調器を使用すると回路構成が簡素になる。

【００５７】また、周波数変換回路１３０の狭帯域フィ
ルタ１４１は、通過周波数が１０．７ＭＨｚと低いの
で、通常、セラミックフィルタが使用される。なお、ベ
クトル調整器は、キャリアの応答が遅いため高周波帯で
は整流作用を示さず単に抵抗体として動作するＰＩＮダ
イオードとか、逆方向電圧に対して可変容量として働く
バラクタダイオードを使用することによって容易に構成
できることは周知である。

【００５８】次に、第２の実施例として図６に示す回路
構成を用いると、パイロット信号がより正確に検出で
き、したがって本発明によるスタガード２重ループフィ
ードフォワード増幅器の平衡調整が精密に実行できる。

【００５９】説明の便宜上、第１の歪除去ループ５の動
作中心周波数すなわち第１の周波数を８１０ＭＨｚ、第
２の歪除去ループ７の動作中心周波数を８３０ＭＨｚと
する。したがって第１のパイロット信号周波数は８１０
ＭＨｚ、第２のパイロット信号周波数は８３０ＭＨｚで
ある。

【００６０】これらのパイロット信号は、図４に示した
第１の基準発振器８１を２つの発振器８１Ａおよび８１
Ｂに分け、それぞれの発振周波数を７２０ＭＨｚと７４
０ＭＨｚとし、それらの発振周波数と第２の基準発振器
８３Ｂの発振周波数９０ＭＨｚとをパイロット信号生成
回路１１０の乗算器１１１と１１３で乗算し、和の周波
数を狭帯域フィルタ１１５Ａ，１１７Ａを通すことによ
って得られる。これらのパイロット信号は図４の例と同
様に注入結合器７１によって増幅器に注入され、抽出結
合器７３，７５によって増幅器経路から分離されて周波
数変換回路１３０に送られる。狭帯域フィルタ１３１
Ａ、１３３Ａを通過し乗算器１３５，１３７に送られた
信号は、ここで、第１の基準発振器である８１Ａと８１
Ｂからの信号と乗算され、積出力はスイッチ素子１３９
を通って狭帯域フィルタ１４１Ａに送られる。フィルタ
１４１Ａの通過周波数は９０ＭＨｚに選ばれているか
ら、差周波数が取り出される。第１の基準発振器８１Ａ
および８１Ｂから乗算器１３５および１３７に至る経路
８４Ａ，８４Ｂに挿入されている遅延器８６Ｃおよび８
６Ｄは、パイロット信号が通過する増幅器経路内の遅延
を補償するためのものである。

【００６１】９０ＭＨｚに低域変換されたパイロット信
号成分は、直交復調回路１５０において第２の基準発振
器からの遅延器８９Ｃ、８９Ｄによって遅延補償された
信号によって同期検波され、ＩおよびＱ誤差信号が復調
される。この誤差信号にもとづく制御回路１７０の増幅
器調整制御の動作は図４の第１実施例で説明した通りで
ある。

【００６２】図６に示す第２実施例は、図４の第１実施
例に比べ基準発振器の数が増加した分だけ複雑になった
とみられるが、周波数変換回路１３０内の狭帯域フィル
タ１４１Ａが、図４におけるフィルタ１４１の１０．７
ＭＨｚとは異なり、９０ＭＨｚであることに特徴があ
る。１０．７ＭＨｚの周波数帯に適しているセラミック
フィルタは、Ｑの値、そして温度変化や経時変化に対す
る安定性に関して優れているとは言えない。このフィル
タＱ及び温度安定性等は本発明の調整制御精度に大なる
影響を与える。９０ＭＨｚの周波数帯においては、クリ
スタルフィルタの使用が可能になり、その高いＱ値、温
度変化や経時変化に対する安定性は、本発明による制御
装置の精度および信頼性をさらに向上させる。

【００６３】図６に示した第２実施例は、図７に示す第
３実施例のように簡素化することができる。図７におい
て、図６の第１の基準発振器は周波数シンセサイザ８２
によって置換されている。その発振周波数７２０ＭＨｚ
と７４０ＭＨｚは制御回路１７０からの制御ライン１７
２によって切換えられる。このようなシンセサイザが基
準発振源、周波数逓倍器、周波数分周器、可変周波数発
振器を含むＰＬＬ回路等の組合せによって容易に構成さ
れることは周知である。

【００６４】周波数シンセサイザ８２の出力はパイロッ
ト信号生成回路１１０内の乗算器１１２にて第２の基準
発振器８３Ｂからの９０ＭＨｚ信号と混合され、８００
〜８４０ＭＨｚの帯域フィルタ１１６を通り、経路１２
１を経て増幅器にパイロット信号を抽入する抽入結合器
７１に送られる。

【００６５】また、シンセサイザ８２の出力は経路８４
Ｃの遅延器８６Ｃ，８６Ｄで遅延補償されて周波数変換
器１３０に送られ、抽出結合器７３，７５からスイッチ
素子１３８と、８２０ＭＨｚを通す狭帯域消去フィルタ
１３２とを通過したパイロット信号を含む信号を乗算器
１３６によって周波数変換する。９０ＭＨｚを通す狭帯
域クリスタルフィルタ１４１Ａは、低域変換パイロット
信号を取り出し、以降、図６の第２実施例と同様の制御
動作が行われる。

【００６６】以上説明した各実施例では、パイロット信
号の周波数を信号帯域外の上下両側に設定してあるの
で、パイロット信号の検出精度は高く、正確に増幅器内
の歪除去ループの平衡度が調整制御できる。また、同様
な制御を歪検出ループについても行うことができ、そう
することで、より高性能の歪抑圧特性が得られるが、歪
検出ループに要求される抑圧量は小さくてよいため、歪
検出ループは最初に調整しておくのみで、以後、実用
上、再調整の必要は、ほとんどない。

【００６７】また、第１の周波数は第２の周波数よりも
低い周波数に限定されるものではない。なお、本実施例
では周波数変換回路１３０からの低域変換パイロット信
号を増幅、検波、Ａ／Ｄ変換を含む経路１４３を通して
モニタし、その最小値を求めたが、Ａ／Ｄコンバータ９
１、９２からのＩ，Ｑ誤差データをモニターすることに
よっても最小値を求めることができる。

【００６８】また、本実施例ではパイロット信号を、主
増幅器の出力経路に注入したが、主増幅器の入力経路に
注入してもよい。

【００６９】

【発明の効果】以上のように本発明の制御装置および制
御方法によれば、増幅器を構成する各歪除去ループの平
衡を最適状態に調整して維持することができ、その結
果、増幅素子をはじめとする回路素子の温度変化や経時
変化の歪補償特性に対する影響を抑えて広帯域にわたり
大きな歪補償効果を維持することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用するフィードフォワード増幅器の
ブロック図

【図２】図１の増幅器における歪抑圧特性図

【図３】スタガード２重ループフィードフォワード増幅
器の歪抑圧特性図

【図４】本発明による制御装置を備えたスタガード２重
ループフィードフォワード増幅器の第１実施例のブロッ
ク図

【図５】図４のパイロット信号生成回路の他の構成を示
すブロック図

【図６】本発明による制御装置を備えたスタガード２重
ループフィードフォワード増幅器の第２実施例のブロッ
ク図

【図７】本発明による制御装置を備えたスタガード２重
ループフィードフォワード増幅器の第３実施例のブロッ
ク図

【図８】信号抑圧回路の原理的構成を示すブロック図

【図９】従来のフィードフォワード増幅器の一例を示す
ブロック図

【図１０】図８の回路の歪抑圧特性図

【符号の説明】

１ 入力端子 ２ 第１のループ ３ 第２のループ ４ 第１の歪検出ループ ５ 第１の歪除去ループ ６ 第２の歪検出ループ ７ 第２の歪除去ループ １６ 第３のベクトル調整器 ２６ 第１のベクトル調整器 ２８ 主増幅器 ４０ 第２のベクトル調整器 ４２ 第１の補助増幅器 ５８ 第４のベクトル調整器 ６０ 第２の補助増幅器 ６６ 出力端子 ７１ 注入結合器 ７３ 第１の抽出結合器 ７５ 第２の抽出結合器 ８１ 第１の基準発振器 ８３Ａ 第２の基準発振器 ９１，９２，９７ Ａ／Ｄコンバータ ９５ 増幅器 ９６ エンベロープ検波器 １１０ パイロット信号生成回路 １３０ 周波数変換回路 １５０ 直交復調回路 １７０ 制御回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 長尾 和男 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１のベクトル調整器と主増幅器とを含
   み前記主増幅器の出力中の歪成分を検出する第１の歪検
   出ループと、第２のベクトル調整器と第１の補助増幅器
   を含み前記第１の歪検出ループで検出した歪成分を前記
   主増幅器の出力経路に加えることによって歪成分を相殺
   する第１の周波数を動作中心とする第１の歪除去ループ
   とを有する第１のループを備え、 さらに、信号の入力端子と、第３のベクトル調整器と前
   記第１のループとを含み前記第１のループの出力中の歪
   成分を検出する第２の歪検出ループと、第４のベクトル
   調整器と第２の補助増幅器を含み前記第２の歪検出ルー
   プで検出した歪成分を前記第１のループの出力経路に加
   えることによって歪成分を相殺する第２の周波数を動作
   中心とする第２の歪除去ループと、信号の出力端子とを
   有する第２のループを備えているフィードフォワード増
   幅器を制御するための装置であって、 １個または２個の第１の基準周波数発振手段と、 第２の基準周波数発振手段と、 前記第１および第２の基準周波数発振手段からの信号を
   用いることによって前記第１の周波数をもつ第１のパイ
   ロット信号と前記第２の周波数をもつ第２のパイロット
   信号を発生するパイロット信号生成手段と、 前記第１または第２のパイロット信号を前記主増幅器の
   出力経路に注入する注入手段と、 前記第１のループの出力経路中の信号の一部を抽出する
   第１の抽出手段と、 前記第２のループの出力経路中の信号の一部を抽出する
   第２の抽出手段と、 前記第１の抽出手段から前記第１のパイロット信号を取
   り出すと共に前記第２の抽出手段から前記第２のパイロ
   ット信号を取り出し、前記第１の基準周波数発振手段か
   らの信号を用いることによって前記第１および第２のパ
   イロット信号の周波数を変換して第１および第２の低域
   変換パイロット信号を出力する周波数変換手段と、 前記第２の基準周波数発振手段からの信号を用いて前記
   周波数変換手段からの第１または第２の低域変換パイロ
   ット信号をＩおよびＱ信号成分に復調する直交復調手段
   と、 前記周波数変換手段からの第１および第２の低域変換パ
   イロット信号を増幅整形してパイロットモニタ信号を生
   成するモニタ信号生成手段と、 前記直交復調手段からのＩおよびＱ信号成分をディジタ
   ル値に変換するＡ／Ｄ変換手段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段からのディジタル値を誤差入力とし
   て受け、前記モニタ信号生成手段からのパイロットモニ
   タ信号をモニタ入力として受けて、前記パイロットモニ
   タ信号の振幅レベルが最小になるように前記第２および
   第４のベクトル調整器を調整する制御信号を出力し、前
   記パイロットモニタ信号の最小振幅レベルが得られたと
   きの制御信号の値を保持する制御回路とを備えたフィー
   ドフォワード増幅器の制御装置。
2. 【請求項２】 第１および第２の周波数を信号帯域の近
   傍で信号帯域外の上側または下側に設定した請求項１記
   載のフィードフォワード増幅器の制御装置。
3. 【請求項３】 第１および第２の基準周波数発振手段の
   和および差の周波数で第１および第２のパイロット信号
   を生成するパイロット信号生成手段を備えた請求項１記
   載のフィードフォワード増幅器の制御装置。
4. 【請求項４】 第１および第２の基準周波数発振手段の
   和の周波数を用いて第１および第２のパイロット信号を
   生成するパイロット信号生成手段を備えた請求項１記載
   のフィードフォワード増幅器の制御装置。
5. 【請求項５】 第１の基準周波数発振手段は周波数シン
   セサイザである請求項４記載のフィードフォワード増幅
   器の制御装置。
6. 【請求項６】 第１のベクトル調整器と主増幅器とを含
   み前記主増幅器の出力中の歪成分を検出する第１の歪検
   出ループと、第２のベクトル調整器と第１の補助増幅器
   を含み前記第１の歪検出ループで検出した歪成分を前記
   主増幅器の出力経路に加えることによって歪成分を相殺
   する第１の周波数を動作中心とする第１の歪除去ループ
   を有する第１のループを備え、 さらに、信号の入力端子と、第３のベクトル調整器と前
   記第１のループとを含み前記第１のループの出力中の歪
   成分を検出する第２の歪検出ループと、第４のベクトル
   調整器と第２の補助増幅器を含み前記第２の歪検出ルー
   プで検出した歪成分を前記第１のループの出力経路に加
   えることによって歪成分を相殺する第２の周波数を動作
   中心とする第２の歪除去ループと、信号の出力端子とを
   有する第２のループを備えているフィードフォワード増
   幅器を制御するための方法であって、 第１および第２の基準周波数を発振し、 前記第１および第２の基準周波数から前記第１の周波数
   をもつ第１のパイロット信号と前記第２の周波数をもつ
   第２のパイロット信号を発生し、 前記第１または第２のパイロット信号を前記主増幅器の
   出力経路に注入し、 前記第１および第２のループの出力経路から信号の一部
   をそれぞれ抽出し、 前記第１のループの出力経路から抽出した信号から前記
   第１のパイロット信号成分を取り出して前記第１の基準
   周波数を用いて低域変換し、 前記第２のループの出力経路から抽出した信号から前記
   第２のパイロット信号成分を取り出して前記第１の基準
   周波数を用いて低域変換し、 前記低域変換された第１または第２のパイロット信号を
   前記第２の基準周波数を用いてＩ信号成分およびＱ信号
   成分に直交復調し、 前記低域変換されたパイロット信号を増幅整形してパイ
   ロットモニタ信号を生成し、 前記ＩおよびＱ信号成分を誤差信号として前記パイロッ
   トモニタ信号の振幅レベルが最小になるように前記第２
   および第４のベクトル調整器を制御し、 前記パイロットモニタ信号の最小振幅レベルが得られた
   ときのベクトル調整器制御値を保持することを特徴とす
   るフィードフォワード増幅器の制御方法。
7. 【請求項７】 第１および第２の周波数を信号帯域の近
   傍で信号帯域外の上側または下側に設定した請求項６記
   載のフィードフォワード増幅器の制御方法。
8. 【請求項８】 第１および第２の基準周波数の和または
   差の周波数をとって第１または第２のパイロット信号と
   する請求項６記載のフィードフォワード増幅器の制御方
   法。
9. 【請求項９】 第１および第２の基準周波数の和の周波
   数をとって第１または第２のパイロット信号とする請求
   項６記載のフィードフォワード増幅器の制御方法。
10. 【請求項１０】 第１の基準周波数は周波数シンセサイ
    ザで合成される請求項６記載のフィードフォワード増幅
    器の制御方法。