JP3132491B2 - 同調型予選択フィルター - Google Patents
同調型予選択フィルターInfo
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- JP3132491B2 JP3132491B2 JP10323772A JP32377298A JP3132491B2 JP 3132491 B2 JP3132491 B2 JP 3132491B2 JP 10323772 A JP10323772 A JP 10323772A JP 32377298 A JP32377298 A JP 32377298A JP 3132491 B2 JP3132491 B2 JP 3132491B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J3/00—Continuous tuning
- H03J3/02—Details
- H03J3/06—Arrangements for obtaining constant bandwidth or gain throughout tuning range or ranges
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直接変換型受信機
に関するものであり、詳細には、予選択バンドパスフィ
ルターを制御するための配置に関するものである。
に関するものであり、詳細には、予選択バンドパスフィ
ルターを制御するための配置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】受信した無線周波（ＲＦ：Radio Freque
ncy）変調を直接ベースバンドに変換するよう構成され
たＦＭ受信機は公知であり、米国特許４６５３１１７号
などに先行技術が開示されている。
ncy）変調を直接ベースバンドに変換するよう構成され
たＦＭ受信機は公知であり、米国特許４６５３１１７号
などに先行技術が開示されている。
【０００３】直接変換受信機では、受信機における局部
発振器の周波数を、受信されるＲＦ搬送周波数と等しく
することで、受信信号の変調を直接ベースバンドに変換
する。本明細書で言う予選択フィルターとは、ＲＦ周波
数で動作し、受信機チャンネルの最初のダウンコンバー
タ以前に設けられるバンドパスフィルターである。予選
択フィルターの目的は、望ましくない大きな信号を除く
ことにある。
発振器の周波数を、受信されるＲＦ搬送周波数と等しく
することで、受信信号の変調を直接ベースバンドに変換
する。本明細書で言う予選択フィルターとは、ＲＦ周波
数で動作し、受信機チャンネルの最初のダウンコンバー
タ以前に設けられるバンドパスフィルターである。予選
択フィルターの目的は、望ましくない大きな信号を除く
ことにある。
【０００４】通常使用されるフィルターはセラミック型
または表面音波型であって、固定周波数で動作するよう
に設定されていて、例えばＧＳＭ（Global System for
Mobile communications）向けの２５ＭＨｚという対象
とする作業帯域を含む帯域幅を有する。対象とする作業
帯域内には多くのチャンネルがあり、それらのチャンネ
ルの帯域幅は作業帯域よりかなり小さく、例えばＧＳＭ
向けには２００ＫＨｚのチャンネル帯域幅である。
または表面音波型であって、固定周波数で動作するよう
に設定されていて、例えばＧＳＭ（Global System for
Mobile communications）向けの２５ＭＨｚという対象
とする作業帯域を含む帯域幅を有する。対象とする作業
帯域内には多くのチャンネルがあり、それらのチャンネ
ルの帯域幅は作業帯域よりかなり小さく、例えばＧＳＭ
向けには２００ＫＨｚのチャンネル帯域幅である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】予選択フィルターの帯
域幅の範囲には、そのフィルターの選択性が受信機の性
能を大きく決定するという効果がある。所望の信号を十
分に受信しながら、予選択フィルターの帯域幅を小さく
することで、受信機の性能はかなり向上すると考えられ
る。
域幅の範囲には、そのフィルターの選択性が受信機の性
能を大きく決定するという効果がある。所望の信号を十
分に受信しながら、予選択フィルターの帯域幅を小さく
することで、受信機の性能はかなり向上すると考えられ
る。
【０００６】そこで本発明の目的は、ＡＳＩＣ（Applic
ation Specific Integrated Circuit）受信機の内蔵部
品として導入可能な、簡単な同調型予選択フィルターを
提供することにある。
ation Specific Integrated Circuit）受信機の内蔵部
品として導入可能な、簡単な同調型予選択フィルターを
提供することにある。
【０００７】従って、対象とする単一チャンネルをいず
れの時点でも追跡することができる帯域幅の狭い予選択
フィルター（例：上記のＧＳＭの例では１ＭＨｚ）によ
って、受信機性能は大幅に向上すると考えられる。
れの時点でも追跡することができる帯域幅の狭い予選択
フィルター（例：上記のＧＳＭの例では１ＭＨｚ）によ
って、受信機性能は大幅に向上すると考えられる。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の同調型予選択フ
ィルターは、直接変換受信機用の同調型予選択フィルタ
ーであって、受信信号を入力し、通過帯域幅が単一のチ
ャンネルが入るだけの広さを有し、通過中心周波数が制
御電圧により決定される電圧制御バンドパスフィルター
と、局部発振器と、前記局部発振器出力および電圧制御
バンドパスフィルター出力とを入力してミキシングする
ミキサと、前記局部発振器出力と、前記ミキサからの漏
出として得られる電圧制御バンドパスフィルターを通過
した局部発振器出力の位相を比較し、これらが一致する
ようにその出力により前記電圧制御バンドパスフィルタ
ーの通過中心周波数を制御する位相検波器とを有するこ
とを特徴とする。
ィルターは、直接変換受信機用の同調型予選択フィルタ
ーであって、受信信号を入力し、通過帯域幅が単一のチ
ャンネルが入るだけの広さを有し、通過中心周波数が制
御電圧により決定される電圧制御バンドパスフィルター
と、局部発振器と、前記局部発振器出力および電圧制御
バンドパスフィルター出力とを入力してミキシングする
ミキサと、前記局部発振器出力と、前記ミキサからの漏
出として得られる電圧制御バンドパスフィルターを通過
した局部発振器出力の位相を比較し、これらが一致する
ようにその出力により前記電圧制御バンドパスフィルタ
ーの通過中心周波数を制御する位相検波器とを有するこ
とを特徴とする。
【０００９】この場合、前記電圧制御バンドパスフィル
ターを通過したミキサからの漏出として得られる局部発
振器出力を検出するＲＦカプラと、該ＲＦカプラ出力を
増幅して前記位相検波器へ送る増幅器とを有することと
してもよい。
ターを通過したミキサからの漏出として得られる局部発
振器出力を検出するＲＦカプラと、該ＲＦカプラ出力を
増幅して前記位相検波器へ送る増幅器とを有することと
してもよい。
【００１０】また、位相検波器と電圧制御バンドパスフ
ィルターの間に順に設けられたループフィルターおよび
サンプルホールド回路を有し、位相検波器における比較
結果が一致していることを示す場合には、前記サンプル
ホールド回路のみを動作させて固定電圧を電圧制御バン
ドパスフィルターに供給することとしてもよい。
ィルターの間に順に設けられたループフィルターおよび
サンプルホールド回路を有し、位相検波器における比較
結果が一致していることを示す場合には、前記サンプル
ホールド回路のみを動作させて固定電圧を電圧制御バン
ドパスフィルターに供給することとしてもよい。
【００１１】また、電圧制御バンドパスフィルターが能
動フィルターであるとしてもよい。さらに、ＡＳＩＣ受
信機の内蔵部品として使用されることとしてもよい。
動フィルターであるとしてもよい。さらに、ＡＳＩＣ受
信機の内蔵部品として使用されることとしてもよい。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を、電圧制
御予選択フィルターおよびそれに対する制御ループのブ
ロック図である唯一の図１を参照しながら説明する。
御予選択フィルターおよびそれに対する制御ループのブ
ロック図である唯一の図１を参照しながら説明する。
【００１３】図１に示される実施例の構成について説明
すると、受信アンテナにより受信された受信信号１が低
ノイズ増幅器２で増幅される。
すると、受信アンテナにより受信された受信信号１が低
ノイズ増幅器２で増幅される。
【００１４】低ノイズ増幅器２の機能は、受信機のＳ／
Ｎ比性能を向上させ、無線周波数での受信アンテナから
の望ましくない伝送を低減することにある。
Ｎ比性能を向上させ、無線周波数での受信アンテナから
の望ましくない伝送を低減することにある。
【００１５】低ノイズ増幅器２からの増幅された信号
は、電圧制御バンドパスフィルター３に送られる。
は、電圧制御バンドパスフィルター３に送られる。
【００１６】電圧制御バンドパスフィルター３は、ＭＭ
ＩＣ（Monolithic Microwave Integrated Circuit）能
動フィルターとして構成することができ、それについて
の説明は、マイクロ波の理論および技術についてのマン
フレッドらの著作にある（Manfred J.Schindler and Yu
suke Tajima, IEEE Transactions, Vol.37(12), Decemb
er 1989）。電圧制御バンドパスフィルター３の通過帯
域幅は、単一のチャンネルが入るだけの広さを有し、通
過帯域は制御電圧により決定される。
ＩＣ（Monolithic Microwave Integrated Circuit）能
動フィルターとして構成することができ、それについて
の説明は、マイクロ波の理論および技術についてのマン
フレッドらの著作にある（Manfred J.Schindler and Yu
suke Tajima, IEEE Transactions, Vol.37(12), Decemb
er 1989）。電圧制御バンドパスフィルター３の通過帯
域幅は、単一のチャンネルが入るだけの広さを有し、通
過帯域は制御電圧により決定される。
【００１７】電圧制御バンドパスフィルター３から出力
されるＲＦ信号はミキサ４のＲＦポート７に送られる。
局部発振器５は、要求される受信チャンネルの周波数を
出力する。局部発振器５の出力はミキサ４に送られ、ミ
キサ４の出力は標準的な直接変換ベースバンド回路（不
図示）に送られる。
されるＲＦ信号はミキサ４のＲＦポート７に送られる。
局部発振器５は、要求される受信チャンネルの周波数を
出力する。局部発振器５の出力はミキサ４に送られ、ミ
キサ４の出力は標準的な直接変換ベースバンド回路（不
図示）に送られる。
【００１８】ミキサ４の受信ＲＦポート７に対する局部
発振器５の出力信号の分離は、通常１５ｄＢであること
から、局部発振器５の出力信号はＲＦポート７へかなり
通過する。ＲＦポート７を通過した局部発振器５の出力
信号は、位相を変えながら電圧制御バンドパスフィルタ
ー３を通過する。
発振器５の出力信号の分離は、通常１５ｄＢであること
から、局部発振器５の出力信号はＲＦポート７へかなり
通過する。ＲＦポート７を通過した局部発振器５の出力
信号は、位相を変えながら電圧制御バンドパスフィルタ
ー３を通過する。
【００１９】電圧制御バンドパスフィルター３を通過し
た局部発振器５の出力信号の位相変化の量および方向
は、局部発振器５の出力信号の周波数と電圧制御バンド
パスフィルター３のその時点での中心周波数との差によ
って決定される。
た局部発振器５の出力信号の位相変化の量および方向
は、局部発振器５の出力信号の周波数と電圧制御バンド
パスフィルター３のその時点での中心周波数との差によ
って決定される。
【００２０】電圧制御バンドパスフィルター３を通過し
た局部発振器５の出力信号は、ＲＦカプラ８を介して増
幅器９に結合され、そこで増幅されて、位相検波器１０
の入力ポートに印加される。
た局部発振器５の出力信号は、ＲＦカプラ８を介して増
幅器９に結合され、そこで増幅されて、位相検波器１０
の入力ポートに印加される。
【００２１】位相検波器１０の第２のポート１１には局
部発振器５のさらなる出力が、入力されている。位相検
波器１０は、その第２のポート１１に入力された局部発
振器５の出力と、電圧制御バンドパスフィルター３を通
過した局部発振器５の出力信号との位相を比較し、これ
ら２つの信号の位相差に比例した信号を出力する。
部発振器５のさらなる出力が、入力されている。位相検
波器１０は、その第２のポート１１に入力された局部発
振器５の出力と、電圧制御バンドパスフィルター３を通
過した局部発振器５の出力信号との位相を比較し、これ
ら２つの信号の位相差に比例した信号を出力する。
【００２２】位相検波器１０の出力、すなわち誤差信号
は、ループフィルター１２に送られ、ループフィルター
１２からの出力電圧は、サンプルホールド回路１３を介
して、電圧制御フィルター３の電圧制御入力に印加さ
れ、それによってＰＬＬ（Phase Locked Loop）が形成
される。ＰＬＬの作用は、電圧制御バンドパスフィルタ
ー３の通過帯域の中心周波数を、選択された動作チャン
ネルで使用するように設定された局部発振器５の出力周
波数の方へ動かすことにある。
は、ループフィルター１２に送られ、ループフィルター
１２からの出力電圧は、サンプルホールド回路１３を介
して、電圧制御フィルター３の電圧制御入力に印加さ
れ、それによってＰＬＬ（Phase Locked Loop）が形成
される。ＰＬＬの作用は、電圧制御バンドパスフィルタ
ー３の通過帯域の中心周波数を、選択された動作チャン
ネルで使用するように設定された局部発振器５の出力周
波数の方へ動かすことにある。
【００２３】サンプルホールド回路１３は、ループフィ
ルター１２と電圧制御バンドパスフィルター３の間の制
御ループに設けられている。サンプルホールド回路１３
により電圧制御バンドパスフィルター３の制御入力とし
て供給される固定電圧を切り換えることができる。位相
検波器１０における比較結果が一致していることを示
し、電圧制御バンドパスフィルター３への制御電圧が固
定値に維持されていると、制御回路の一部は動作を行わ
ない。そのため、単一チャンネルでの電話の通常の動作
時には省電力となる効果がある。
ルター１２と電圧制御バンドパスフィルター３の間の制
御ループに設けられている。サンプルホールド回路１３
により電圧制御バンドパスフィルター３の制御入力とし
て供給される固定電圧を切り換えることができる。位相
検波器１０における比較結果が一致していることを示
し、電圧制御バンドパスフィルター３への制御電圧が固
定値に維持されていると、制御回路の一部は動作を行わ
ない。そのため、単一チャンネルでの電話の通常の動作
時には省電力となる効果がある。
【００２４】サンプルホールド回路１３が電圧制御バン
ドパスフィルター３に固定電圧を送っている間、ＰＬＬ
は動作しない。新たな別のチャンネルが選択されると、
ＰＬＬが作動し、電圧制御バンドパスフィルター３が同
調されて、その新たなチャンネルの周波数に合わせる。
ドパスフィルター３に固定電圧を送っている間、ＰＬＬ
は動作しない。新たな別のチャンネルが選択されると、
ＰＬＬが作動し、電圧制御バンドパスフィルター３が同
調されて、その新たなチャンネルの周波数に合わせる。
【００２５】なお、低ノイズ増幅器は、前記予選択器を
動作させる上で必須というわけではないことは留意すべ
き点である。
動作させる上で必須というわけではないことは留意すべ
き点である。
【００２６】
【発明の効果】本発明は以上説明したように構成されて
いるので、以下に記載するような効果を奏する。
いるので、以下に記載するような効果を奏する。
【００２７】ＡＳＩＣ受信機の内蔵部品として導入可能
な、簡単な同調型予選択フィルターを実現することがで
きる効果がある。また、位相検波器１０における比較結
果が一致していることを示し、電圧制御バンドパスフィ
ルター３への制御電圧が固定値に維持されていると、制
御回路の一部は動作を行わないため、単一チャンネルで
の電話の通常の動作時には省電力とすることができる効
果がある。
な、簡単な同調型予選択フィルターを実現することがで
きる効果がある。また、位相検波器１０における比較結
果が一致していることを示し、電圧制御バンドパスフィ
ルター３への制御電圧が固定値に維持されていると、制
御回路の一部は動作を行わないため、単一チャンネルで
の電話の通常の動作時には省電力とすることができる効
果がある。
【図１】本発明の一実施例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
１ 受信信号 ２ 低ノイズ増幅器 ３ 電圧制御バンドパスフィルタ ４ ミキサ ５ 局部発振器 ７ ＲＦポート ８ ＲＦカプラ ９ 増幅器 １０ 位相検波器 １１ ポート １２ ループフィルタ １３ サンプルホールド回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/30 H03D 1/22
Claims (5)
- 【請求項１】 直接変換受信機用の同調型予選択フィル
ターであって、 受信信号を入力し、通過帯域幅が単一のチャンネルが入
るだけの広さを有し、通過中心周波数が制御電圧により
決定される電圧制御バンドパスフィルターと、 局部発振器と、 前記局部発振器出力および電圧制御バンドパスフィルタ
ー出力とを入力してミキシングするミキサと、 前記局部発振器出力と、前記ミキサからの漏出として得
られる電圧制御バンドパスフィルターを通過した局部発
振器出力の位相を比較し、これらが一致するようにその
出力により前記電圧制御バンドパスフィルターの通過中
心周波数を制御する位相検波器とを有することを特徴と
する同調型予選択フィルター。 - 【請求項２】 請求項１記載の同調型予選択フィルター
において、 前記電圧制御バンドパスフィルターを通過したミキサか
らの漏出として得られる局部発振器出力を検出するＲＦ
カプラと、該ＲＦカプラ出力を増幅して前記位相検波器
へ送る増幅器とを有することを特徴とする同調型予選択
フィルター。 - 【請求項３】 請求項１または２記載の同調型予選択フ
ィルターにおいて、 位相検波器と電圧制御バンドパスフィルターの間に順に
設けられたループフィルターおよびサンプルホールド回
路を有し、 位相検波器における比較結果が一致していることを示す
場合には、前記サンプルホールド回路のみを動作させて
固定電圧を電圧制御バンドパスフィルターに供給するこ
とを特徴とする同調型予選択フィルター。 - 【請求項４】 請求項１ないし請求項３のいずれかに記
載の同調型予選択フィルターにおいて、 電圧制御バンドパスフィルターが能動フィルターである
ことを特徴とする同調型予選択フィルター。 - 【請求項５】 請求項１ないし請求項４のいずれかに記
載の同調型予選択フィルターにおいて、 ＡＳＩＣ受信機の内蔵部品として使用される同調型予選
択フィルター。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9725674/7 | 1997-12-04 | ||
| GB9725674A GB2332109B (en) | 1997-12-04 | 1997-12-04 | Direct conversion receiver pre-selection |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11239074A JPH11239074A (ja) | 1999-08-31 |
| JP3132491B2 true JP3132491B2 (ja) | 2001-02-05 |
Family
ID=10823094
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10323772A Expired - Fee Related JP3132491B2 (ja) | 1997-12-04 | 1998-11-13 | 同調型予選択フィルター |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6208850B1 (ja) |
| JP (1) | JP3132491B2 (ja) |
| AU (1) | AU748662B2 (ja) |
| GB (1) | GB2332109B (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB9804708D0 (en) * | 1998-03-05 | 1998-04-29 | Nec Technologies Uk Ltd | Radio transmitter/reciever channel selection |
| GB2370926B (en) * | 1998-03-05 | 2002-08-28 | Nec Technologies | Voltage controlled band pass filters |
| DE19857303A1 (de) * | 1998-12-14 | 2000-06-15 | Thomson Brandt Gmbh | Verfahren zum Ansteuern einer Empfangsstufe |
| JP2002076976A (ja) * | 2000-08-28 | 2002-03-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ダイレクトコンバージョン受信装置 |
| US7027743B1 (en) * | 2000-10-05 | 2006-04-11 | Agilent Technologies, Inc. | System and method for optical heterodyne detection of an optical signal including optical pre-selection that is adjusted to accurately track a local oscillator signal |
| US6763230B2 (en) * | 2001-02-20 | 2004-07-13 | Industrial Technology Research Institute | Frequency-lock filtering receiver |
| US6643503B1 (en) * | 2002-04-17 | 2003-11-04 | Motorola, Inc. | Wireless speaker for radio communication device |
| US6745020B2 (en) * | 2002-08-29 | 2004-06-01 | Eugene Rzyski | Direct downconversion receiver |
| CN109714066B (zh) * | 2019-03-05 | 2020-10-16 | 成都中亚通茂科技股份有限公司 | 一种全频段射频直采接收处理设备 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR1340954A (fr) * | 1962-09-13 | 1963-10-25 | Cie Ind Des Telephones | Dispositif électronique d'accord pour radiorécepteurs hétérodynes |
| DE2902952C2 (de) * | 1979-01-26 | 1986-10-09 | ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | Direktmischendes Empfangssystem |
| JPS57204643A (en) * | 1981-06-11 | 1982-12-15 | Clarion Co Ltd | Receiver |
| GB2223896A (en) * | 1988-10-12 | 1990-04-18 | Philips Electronic Associated | Radio receivers |
| GB2286950B (en) * | 1994-02-22 | 1998-06-17 | Roke Manor Research | A direct conversion receiver |
| JPH08125566A (ja) * | 1994-10-20 | 1996-05-17 | Toshiba Corp | ヘテロダイン方式受信機 |
-
1997
- 1997-12-04 GB GB9725674A patent/GB2332109B/en not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-11-13 JP JP10323772A patent/JP3132491B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1998-12-02 US US09/203,386 patent/US6208850B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-12-03 AU AU95208/98A patent/AU748662B2/en not_active Ceased
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB9725674D0 (en) | 1998-02-04 |
| AU748662B2 (en) | 2002-06-06 |
| JPH11239074A (ja) | 1999-08-31 |
| AU9520898A (en) | 1999-06-24 |
| GB2332109A (en) | 1999-06-09 |
| US6208850B1 (en) | 2001-03-27 |
| GB2332109B (en) | 2001-06-27 |
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Legal Events
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