JPH0223725A - シンセサイザ受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は、車載用または家庭用ラジオ受信機等として
用いられるダブルコンバージョン方式（ダブルス−パー
へテロダイン・アップコンバージジン方式）のシンセサ
イザ受信機に関するものである。

「従来の技術」 周知のように、ラジオ受信機の受信方式としては、周波
数変換を１回行うシングルコンバージョン方式と、２回
行うダブルコンバージジン方式とがある。

第２図は従来の中波放送（ＡＭ）を受信するシングルコ
ンバージョン方式のシンセサイザ受信機の構成を示す図
である。この図において、高周波増幅器ＩＡはアンテナ
から供給される高周波信号の内、内部の同調回路によっ
て選択された希望周波数の受信信号を増幅し、混合回路
２Ａへ供給する。

混合回路２Ａは高周波増幅回路ＩＡから供給される受信
信号（周波数ｆｓ）と、局部発振器８Ａの発振出力（周
波数ｆＱ）とを混合し、中間周波信号（周波数ｆｉ＝　
ｆ（！　−ｆｓ）を出力するもので、これにより得られ
た中間周波信号は、中間周波増幅回路５で増幅された後
、ＡＭ検波回路６へ供給され、このＡＭ検波回路６の検
波出力が、オーディオ信号ＡＰとして次段の低周波増幅
回路（図示路）へ供給される。上記局部発振器８Ａの発
振周波数ｆＣは、ＰＬＬ（フェイズ・ロックド・ループ
）回路７Ａによって、常に所望の値に固定される。すな
わち、ＰＬＬ回路７Ａは、水晶発振器からなる基準周波
数発振器と、Ｉ／Ｐプログラマブルデバイダと、位相比
較器と、ローパスフィルタ等によって構成されており、
基準周波数と局部発振器８Ａの発振周波数ｆＱとの位相
を常時比較し、この比較結果に基づいて、局部発振器８
Ａ内の同調容量の一部として機能するバリキャップへの
印加電圧を制御することにより、局部発振器８Ａの発振
周波数ｆＣを所望の値に固定するようになっている。ま
た、９Ａは操作部ＩＯの選局操作に応じてＰＬＬ回路７
Ａ内のプログラマブルデバイダの分周比Ｐを設定するコ
ントローラであり、ＣＰＵ（中央処理装置）と、このＣ
ＰＵにおいて用いられる選局プログラム（希望周波数に
応じて局発周波数を設定するためのプログラムで、受信
周波数ｆｓと分周比Ｐの関係を示すテーブルも含む）が
記憶されたＲＯＭ（リート・オンリ・メモリ）と、ワー
クエリアとして用いられるＲＡＭ（ランダム・アクセス
・メモリ）と、各種データの授受を行うｌ１０（入出力
）回路とから構成されている。そして、このコントロー
ラ９Ａは、操作部１０によって受信周波数ｆｓが指定さ
れると、この受信周波数ｆｓに対応した分周比Ｐを決定
し、この分周比ＰをＰＬＬ回路７Ａ内のプログラマブル
デバイダに設定する。これにより、局部発振器８Ａの発
振周波数ｆｇが、受信周波数ｆｓに対応して設定される
。また、このＰ　Ｌ　Ｌ回路７Ａから出力されるチュー
ニング電圧ＶＴ（第４図参照）は、高周波増幅回路ＩＡ
内の同調回路のバリキャップにも印加されており、これ
により同調回路によって選択される受信周波数ｆｓが、
発振周波数ｆρに対応して設定されるようになっている
。上記ＰＬＬ回路７Ａと局部発振器８Ａとコントローラ
９Ａによってノンセザイザ部２ＯＡが構成されており、
また、表示器１１には、操作部１０によって指定された
受信周波数ｆｓが表示されるようになっている。

ここで、上述したシングルコンバージョン方式の受信機
の各部の具体的な周波数を示せば、以下の通りである。

受信周波数ｆｓ＝　５２０〜１６１０ｋＨｚ発振周波数
ｆＱ＝　９７０〜２０６０ｋＨｚ中間周波数ｆｉ−＝　
４５０　ｋＨｚ そして、このノングルコンバージョン方式においては、
混合回路２Ａによって受信周波数ｆｓと発振周波数ｆρ
を混合し、常に一定の中間周波数ｆｉを得る構成である
ので、シンセザイザ部２ＯＡは、受信周波数ｆｓよりも
常に中間周波数ｆ１・４５０　ｋＨｚだけ高い発振周波
数ｆＱを、混合回路２Ａに供給するようになっている。

このようなシングルコンバージョン方式の受信機に適用
される高周波増幅回路ＩＡは、第４図に示すような回路
構成となっており、また、その周波数特性は第５図に示
す通りである。ずなイつち、高周波増幅回路ＩＡは、複
同調回路によって構成されており、希望する受信周波数
に対応したチューニング電圧ＶＴをバリキャップに印加
することにより、受信下限周波数ｆＬ〜受信上限周波数
ｆｔ＋の範囲内の各受信周波数を選択するようになって
いる。そして、チューニング電圧ＶＴに応じた各受信周
波数毎に、第５図に示すように減衰特性の急峻な単峰性
の選択性が各々得られるので、高い２信号選択度が得ら
れるという利点がある反面、回路構成が複雑で、トラッ
キングエラーが有り、調整を要する等の欠点がある。

次に、第３図は従来のダブルコンバージョン方式の受信
機の構成を示す図である、この図において、高周波増幅
器ＩＢはアンテナから供給される受信信号を増幅して、
第１混合回路２Ｂへ供給する。第１混合回路２Ｂは高周
波増幅回路ＩＢから供給された受信信号（周波数ｆｓ）
と、第１局部発振器８Ｂの発振出力（周波数ｆｃ、）と
を混合し、第１中間周波信号（周波数ｆｉ、＝ｆρ、−
ｆｓ）を出力する。

この第１中間周波信号は、帯域フィルタ３を介して第２
混合回路４に供給され、第２混合回路４は第１中間周波
信号と、第２局部発振回路１２の発振出力（周波数ｆＱ
、）とを混合し、第２中間周波信号（周波数ｆ’＋２＝
ｆｌ、ｆＬ）を出力する。この第２中間周波信号は、中
間周波増幅回路５で増幅された後、ＡＭ検波回路６へ供
給され、このＡＭ検波回路６の検波出力が、オーディオ
信号ＡＰとして次段の低周波増幅回路（図示路）へ供給
される。上記第１局部発振器８Ｂの発振周波数ｆＱ、は
、ＰＬＬ回路７Ｂによって、常に所望の値に固定される
ようになっており、また、コントローラ９Ｂは、操作部
１０によって受信周波数ｆｓが指定されると、この受信
周波数ｆｓに対応した分周比ＰをＰＬＬ回路７Ｂ内のプ
ログラマブルデバイダに設定し、これにより、第１局部
発振器８Ｂの発振周波数ｆＱｌが、受信周波数ｆｓに対
応して設定されるようになっている。また、第２局部発
振回路１２は水晶発振器によって構成されており、その
発振周波数ｆｉ２゜は常に一定の値に固定されている。

ここで、上述したダブルコンバージョン方式の受信機の
各部の具体的な周波数を示せば、以下の通りである。

受信周波数ｆｓ＝５２　（１−１６１０ｋ）ｌｚ第１発
振周波数ｆ１２．＝　１１．２２〜１２．３１Ｍ１ｌｚ
第１中間周波数ｆｉ、＝　１０　、７　ＭＨｚ第２発振
周波数ｆ１２ｔ＝　１０　、２５　ＭＨｚ第２中間周波
数ｆｉｚ＝　４５０　ｋＨｚそして、このダブルコンバ
ージョン方式においては、第１混合回路２Ｂによって、
受信周波数ｆｓと第１発振周波数ｆＱｌを混合し、常に
一定の第１中間周波数ｆｉ＋を得る構成であるので、シ
ンセサイザ部２０Ｂは、受信周波数ｆｓよりも常に第１
中間周波数ｆｉ、＝　１０　、７　ＭＨｚだけ高い第１
発振周波数ｆＱ１を、第１混合回路２Ｂに供給するよう
になっている。

このようなダブルコンバージョン方式における高周波増
幅回路ＩＢは、第６図に示すような回路構成となってお
り、その周波数特性は第７図に示す通りである。すなわ
ち、ダブルコンバージョン方式においては、受信上限周
波数ｆＨ（−１６２０ｋｌｌｚ）と受信下限周波数ｆＬ
（−５３０ｋＨ２）との比が、であるのに対し、第１局
部発振器８Ｂの発振周波数ｆρの最高値（１２，３１Ｍ
　Ｈ２）と最低値（１１，２２ＭＨ２）との比が、 であり、このように、両者の比が大きく異なっているた
めトラッキングが困難であり、したがって、高周波増幅
回路ＩＢは、第６図に示すように非同調広帯域バンドパ
スフィルタによって構成されている。このような構成に
よれば、回路構成が簡単で、トラッキングエラーが無く
、調整不要であるという利点がある反面、第７図に示す
ように、通過帯域内に存在する各受信信号に対して選択
性が無いため、例えば、受信電波の弱い希望局と同一地
域に強い放送局が存在すると、広帯域ＡＧＣ（自動利得
制御）の機能によって希望局が抑圧されてしまい、感度
が悪化したり、また、相互変調や混合変調による妨害が
生じる恐れがある。

「発明が解決しようとする課題」 ところで、上述した従来のダブルコンバージョン方式の
受信機においては、次のような問題点があった。

■シンセサイザ部２０Ｂの局部発振器８Ｂで発生する発
振周波数ｆ１２．が、従来のシングルコンバージョン方
式の受信機のシンセサイザ部２０Ａの局部発振器８Ａで
発生ずる発振周波数ｆＱと異なるため、コントローラ９
Ａ内のＲＯＭに記憶されている選局プログラムを、その
ままコントローラ９Ｂに適用することができず、したが
って、ソフトウェア資源を有効に利用することができな
い。

■高周波増幅回路ＩＢが第６図に示すように非同調広帯
域バンドパスフィルタによって構成されているため、こ
の高周波段において、相互変調や混合変調等による妨害
が生じる恐れがある。

■ＰＬＬ回路７Ｂ内の基準周波数発振器と第２局部発振
器１２とが、各々別個の水晶発振器によって構成されて
おり、別々の特性でドリフトするため、前者のドリフト
による第１発振周波数ｒＱの変動分をΔｆＱ、、後者の
ドリフトよる第２発振周波数ｆＱ２の変動分をΔｆｔ２
２とすると、第２中間周波数ｆａｔのドリフトによる変
動分ΔｆＬ−Δｆｈ±ΔｆＱ。

となり、広範囲に亙ってドリフトが生じてしまう。

この発明は、上述した事情に鑑みてなされたもので、従
来のシングルコンバージョン方式で用いられていた選局
プログラムをそのまま利用することができ、また高周波
増幅段を従来シングルコンバージョン方式でしか適用で
きなかった同調回路によって構成することができ、さら
に第２中間周波数のドリフトを低減することができるダ
ブルコンバージョン方式のシンセサイザ受信機を提供す
ることを目的としている。

「課題を解決するための手段」 この発明は、受信周波数を、該受信周波数よりも高い第
１中間周波数に周波数変換する第１混合回路と、前記第
１中間周波数を、咳第１中間周波数よりも低い第２中間
周波数に周波数変換する第２混合回路と、選局操作に応
じて、発振周波数が任意に設定され、前記受信周波数よ
りも前記第２中間周波数だけ高い周波数の信号を出力す
る第１局部発振器と、前記第１中間周波数と第２中間周
波数の差に相当する周波数の信号を前記第２混合回路へ
供給する第２局部発振器と、前記第１局部発振器の出力
と前記第２局部発振器の出力とを混合し、前記受信周波
数よりも前記第１中間周波数だけ高い周波数の信号を前
記第１混合回路へ供給する第３混合回路と具備すること
を特徴としている。

「作用」 上記の構成によれば、第１局部発振器の出力と第２局部
発振器の出力とを混合する第３混合回路を設け、この第
３混合回路から受信周波数よりも第１中間周波数だけ高
い周波数の信号を第１混合回路へ供給するようにしたの
で、第２中間周波数を従来のシングルコンバージョン方
式の中間周波＋１ 数と同じ値に設定することにより、第１局部発振器の発
振周波数を、従来のシングルコンバージョン方式の局部
発振器の発振周波数と同じ値とすることができ、これに
より、選局操作に応じて第１局部発振器の発振周波数を
制御するシンセサイザ部を、従来のシングルコンバージ
ョン方式に適用されていたものと同じ構成とすることが
でき、局発周波数を設定するための選局プログラムもそ
のまま利用することが可能となる。

「実施例」 以下、図面を参照し、この発明の実施例について説明す
る。

第１図はこの発明の一実施例の構成を示すブロック図で
ある。この図において、■はアンテナから供給される受
信信号を増幅する高周波増幅回路であり、第２図に示す
高周波増幅回路ＩＡ、すなわち第４図に示す回路構成と
同様に構成されている。

２は第１混合回路であり、第３図に示す第１混合回路２
Ｂと同様に、高周波増幅回路Ｉから供給された受信信号
（周波数ｆｓ）と、後述するバッファ１４を介して供給
される信号（周波数ｆｍ）とを混合し、第１中間周波信
号（周波数ｆｉ、−ｆｍ　−ｆｓ）を出力する。この第
１中間周波信号は、帯域フィルタ３を介して第２混合回
路４に供給され、第２混合回路４は第１中間周波信号と
、第２局部発振回路１２の発振出力（周波数ｆＬ）とを
混合し、第２中間周波信号（周波数ｆｉｚ＝　ｆｉｔ　
　ｆＬ）を出力する。この第２中間周波信号は、中間周
波増幅回路５で増幅された後、ＡＭ検波回路６へ供給さ
れ、このＡＭ検波回路６の検波出力が、オーディオ信号
ＡＦ’として次段の低周波増幅回路（図示路）へ供給さ
れる。

一方、２０はＰＬＬ回路７と第１局部発振器８とコント
ローラ９とからなるシンセサイザ部であり、第２図に示
すシングルコンバージョン方式のシンセサイザ部２ＯＡ
と同様に、受信周波数ｆｓよりも常に第２中間周波数ｆ
ｉ＊−４５０ｋＨｚだけ高い発振周波数ｆ１２１を第１
局部発振器８から出力するようになっている。１３はシ
ンセサイザ部２０の第１局部発振器８の発振周波数ｆＬ
（−ｆｉｚ＋　ｆ’ｓ）と、第２局部発振器１２の発振
周波数ｒｉ＋ｔ（−ｆｉｔ　　ｆＬ）とを混合する第３
混合回路であり、この第３混合回路１３は、受信周波数
ｆｓよりも常に第１中間周波数ｆ夕、たけ高い周波数ｆ
ｍ（−ｒｌ、　＋　ｆｓ）の信号を、帯域通過特性を有
するバッファ１４を介して第１混合回路２へ供給する。

このような、第３混合回路１３を設けることにより、第
１局部発振器８の発振周波数ｆ（１，を、第２図に示す
従来のシングルコンバージョン方式の局部発振器８Ａの
発振周波数ｆｇと同じ値とすることができ、これにより
、従来のシングルコンバージョン方式で用いられていた
局発周波数を設定するための選局プログラムをそのまま
利用することが可能となる。

また、第１局部発振器８の発振周波数ｆρ、の最高値（
２０６０ｋｌｌｚ）と最低値（９７０ｋＨｚ）との比が
、であり、受信上限周波数ｆＨ（−１６２０ｋＨｚ）と
受信下限周波数Ｎ、（−５３０ｋＨｚ）との比、３０５
に近いので、高周波増幅回路１としては、第２図および
第４図に示す従来のシングルコンバージョン方式の高周
波増幅回路ＩＡと同様に、複同調回路によって構成する
ことが可能となる。これにより、各受信周波数毎に、第
５図に示すように減衰特性の急峻な単峰性の選択性が各
々得られ、高周波段における相互変調や混合変調等によ
る妨害を低減し、２信号選択度の向上を図ることができ
る。

さらに、第３図に示す従来のダブルコンバージョン方式
の第１局部発振器８Ｂと比べて、第１局部発振器８の発
振周波数ｆＱ、が低いので、ＰＬＬ回路７内の基準周波
数発振器のドリフトによって生じる発振周波数ｆＱ、の
ドリフト分ΔｆＱ、が小となり、かつ第３混合回路１３
によって第２局部発振器１２の発振周波数ｆＱｔのドリ
フト分が軽減されるので、第２中間中波数ｆｉｇのドリ
フトとしては従来と比較して少ない値となる。

「発明の効果」 以上説明したように、この発明によれば、第１局部発振
器の出力と第２局部発振器の出力とを混合し、受信周波
数よりも第１中間周波数だけ高い周波数の信号を第１混
合回路へ供給する第３混合回路を設けたので、第２中間
周波数を従来のシングルコンバージョン方式の中間周波
数と同じ値に設定することにより、第１局部発振器の発
振周波数を、従来のシングルコンバージョン方式の局部
発振器の発振周波数と同じ値とすることができ、これに
より、選局操作に応じて第１局部発振器の発振周波数を
制御するシンセサイザ部を、従来のシングルコンバージ
ョン方式に適用されていたものと同じ構成とすることが
でき、局発周波数を設定するための選局プログラムもそ
のまま利用することができ、また、高周波増幅段を従来
シングルコンバージョン方式でしか適用できなかった同
調回路によって構成することができるので、この高周波
増幅段における各種妨害が低減され、さらに従来のダブ
ルコンバージョン方式と比べ、第１局部発振器の発振周
波数が低いので、そのドリフトも低く抑えることができ
、かつ第３混合回路によって第２局部発振器の発振周波
数のドリフト分が軽減されるので、結果として、第２中
間中波数のドリフトを低く抑えることができるという効
果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の構成を示すブロック図、
第２図は従来のシングルコンバージョン方式のシンセサ
イザ受信機の構成を示す図、第３図は従来のダブルコン
バージョン方式のシンセサイザ受信機の構成を示す図、
第４図は第２図に示す高周波増幅回路ＩＡの構成を示す
回路図、第５図は同高周波増幅回路ＩＡの周波数特性を
示すグラフ、第６図は第３図に示す高周波増幅回路ＩＢ
の構成を示す回路図、第７図は同高周波増幅回路１Ｂの
周波数特性を示すグラフである。 １・・・・・・高周波増幅回路、２・・・・・・第１混
合回路、４・・・・・・第２混合回路、８・・・・第１
局部発振器、１２・・・・・・第２局部発振器、１３・
・・・・・第３混合回路、１４・・・・・・バッファ、
２０・・シンセサイザ部。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 受信周波数を、該受信周波数よりも高い第１中間周波数
   に周波数変換する第１混合回路と、前記第１中間周波数
   を、該第１中間周波数よりも低い第２中間周波数に周波
   数変換する第２混合回路と、 選局操作に応じて、発振周波数が任意に設定され、前記
   受信周波数よりも前記第２中間周波数だけ高い周波数の
   信号を出力する第１局部発振器と、前記第１中間周波数
   と第２中間周波数の差に相当する周波数の信号を前記第
   ２混合回路へ供給する第２局部発振器と、 前記第１局部発振器の出力と前記第２局部発振器の出力
   とを混合し、前記受信周波数よりも前記第１中間周波数
   だけ高い周波数の信号を前記第１混合回路へ供給する第
   ３混合回路と、 を具備することを特徴とするシンセサイザ受信機。