JPH0638656B2

JPH0638656B2 - ビデオ信号処理装置

Info

Publication number: JPH0638656B2
Application number: JP56099037A
Authority: JP
Inventors: ジヨン・ゴ−ドン・アメリ; ジエ−ムズ・ヒユ−・ホワ−トン
Original assignee: ア−ルシ−エ− コ−ポレ−シヨン
Priority date: 1980-06-26
Filing date: 1981-06-24
Publication date: 1994-05-18
Anticipated expiration: 2009-05-18
Also published as: US4385326A; JPH06319154A; JPH07114507B2; JPS5739679A

Description

【発明の詳細な説明】〈産業上の利用分野〉この発明はビデオ信号処理装置、特にカラー画像情報の
処理にFM技法を用いるビデオディスクやビデオテープの
記録方式のような方式の画像搬送波周波数変調器の変調
信号を形成する装置に関する。

〈従来技術〉ある種のカラー画像情報処理方式では、ビデオ情報の処
理にFM技法を用いるのが有利である。例えば米国特許第
3,934,263号、第4,022,968号および第4,005,474号の各
明細書には輝度（ルミナンス）成分および色（クロミナ
ンス）成分を含む合成カラービデオ信号の振幅に従って
周波数変調された画像搬送波を含む記録信号が形成され
るビデオディスク記録回路が開示されている。

このようなビデオディスク（またはテープ）記録方式で
は、記録媒体の帯域幅に制限があるため、ビデオ信号の
高い周波数の成分に対する変調率が、変調信号の帯域幅
の高域端付近の周波数成分に対して信号対雑音比損失が
起り得るような程度に制限されることがある。例えばピ
ーク偏差１MHzのFM方式（すなわち狭帯域周波数変調方
式）の３MHzビデオ信号成分の損失は4.8dB程度で、低周
波数の信号成分ほど実効変調率が高く、従って損失は周
波数と共に低下する。実効変調率が約0.6以上の信号成
分では信号対雑音比の向上が認められる。このためディ
スクやテープの記録方式では色信号を輝度帯域の上端の
その正常位置から低周波数側へ移して、これが信号対雑
音比損失を蒙らないようにするのが普通である。米国特
許第3,872,498号明細書には輝度信号の帯域中央部に色
信号を挿入するすなわち「埋込む」処理方式が開示され
ている。これは一般に「埋込み副搬送波」式符号化と呼
ばれ、上述の理由で色信号の信号対雑音比の低下を防止
する。

色信号の信号対雑音比は埋込み幅搬送波式符号化により
維持（または改善）することができるが、周波数の高い
輝度成分で生ずる損失を防ぐために他の手段が要求され
る。通常輝度信号はFM搬送波の変調に先立って高周波プ
レエンファシスを行い、（例えばディスクまたはテープ
プレーヤにおける）FM搬送波の復調に続いて輝度成分に
相補的高周波数デエンファシスが行われるとき信号対雑
音比が改善されるようにする。

このプレエンファシスにより輝度信号の信号対雑音比を
改善するときの問題の１つは、ビデオ系のダイナミック
レンジを短時間特に急激な信号変化中に越えることがあ
ることである。例えば輝度信号のステップ的な変化時に
高域周波数のプレエンファシスにより信号の大きなオー
バーシュートを生ずることがある。この状態は補償を行
わない限りビデオディスクのマスタ形成時にマスタ切削
ヘッドのダイナミックレンジを超過することがあり、こ
のため複製が困難になり、また、ディスクの再生時に相
互変調歪、ビート、漏話等のスプリアス信号効果を招く
ことがある。

この（FM搬送波の過大偏差を招く）オーバーシュートの
問題を防ぐために、プレエンファシスを行った輝度信号
は、普通、画像搬送波周波数変調器に印加する前に所定
レベルでクリッピングし、そのクリッピング回路のクリ
ッピングレベルによって画像搬送波の偏差範囲の幅が記
録方式の能力に適合する周波数領域内に正確に設定され
るようにする。これによりビデオディスクのマスタ形成
時における上述の問題はマスタ切削ヘッドの過大振動を
防ぐことにより実質的に最小になる。

クリッピングはプレエンファシスを行った輝度信号によ
りFM搬送波の過変調を防ぐ利点があるが、非線形処理法
であるため信号のクリッピングされた部分の情報内容に
損失を生じ、歪を招く。この不都合な効果のため、プレ
エンファシスと後続のデエンファシスで得られる信号対
雑音比の向上をこの不都合な効果が上廻ることがないよ
うに輝度信号に与え得るプレエンファシス量には実際上
限度がある。

例えば米国特許第4,096,513号明細書に開示されている
ビデオ信号処理装置では、輝度信号を約12dB（すなわち
電圧で４倍、電力で16倍）だけプレエンファシスし、ク
リッピングし、色信号に加えた後その合成信号をクリッ
ピングしている。この米国特許明細書に詳説された理由
により、２回クリッピングが合成信号だけをクリッピン
グする通常方式で生じ得る画像の垂直線の凹凸の問題を
防ぐ利点がある。

上記米国特許明細書に開示された方式では、輝度帯域幅
が約３MHzで、プレエンファシス回路が約0.25MHzの周波
数で進相を示し、約1.0MHzの周波数で遅相を示す抵抗−
容量(RC)回路網を含んでいる。この進相−遅相回路網の
折点（ブレークポイント）周波数間の傾斜はオクターブ
当り６dBで折点周波数間隔は２オクターブであるから正
味高周波ブーストは約12dBである。上部折点周波数（1.
0MHz）以上ではその回路網の伝達関数の勾配が０に低下
し、従って輝度周波数帯域（例えば１〜３MHz）の上部
ではプレエンファシスが実質的に一定の約12dBに維持さ
れる。

信号対雑音比性能を改善するには上記米国特許の提唱以
上に輝度信号にプレエンファシスを行うことが望まし
い。これを行うには単に上記米国特許明細書に開示され
た回路網の遅相折点を高周波側に移動するか進相折点を
低周波側に移動して、プレエンファシス遷移領域を２オ
クターブ以上に拡大することが考えられる。しかしFM信
号の過変調の防止に必要ではあるが輝度信号が大量に高
周波エネルギを含む過渡信号状態で特に問題の歪を導入
する上記クリッピングの問題のため、どの方法も不充分
である。

通常のプレエンファシス技法の他の問題は、輝度信号周
波数帯域（例えば約１〜３MHz）の上部において生じた
一定の高周波数ブーストが輝度信号周波数帯域の端縁よ
り周波数の低い点で輝度信号対雑音比のピーキングを起
すことがある。これはプレエンファシスがあってもなく
ても実効変調率が前述のように信号の周波数成分と逆に
変化するため必然的に起る。換言すれば、上記の例では
12dBのプレエンファシスは狭帯域FM伝送による損失が３
MHzで4.8dBに増大するためここで仮定した３MHzの帯域
端では12dBの信号対雑音比の向上をもたらさない。この
ように再生装置（テープまたはディスクプレーヤ）によ
り与えられるデエンファシスを含む全伝送系を考える
と、輝度信号は帯域端である程度の信号対雑音比の低下
を示す。広帯域および狭帯域のFM方式における信号対雑
音比の変調率による変化に関する詳細な説明は、例えば
1961年マグローヒル社(McGrow Hill Book Company In
c.)発行のハンコック(Hancock)著「通信論原理概説(An
Introduction to the Principles of Communication Th
eory)」第２章を参照されたい。

〈発明の概要〉この発明の目的は進歩した輝度信号対雑音比特性を有
し、過渡信号状態におけるクリッピング歪の少ないビデ
オ信号処理装置の要求を満たすことである。

この発明の原理は搬送波周波数の波が輝度信号により周
波数変調される形式で、輝度信号に高周波数プレエンフ
ァシスを行うプレエンファシス回路網と、そのプレエン
ファシスした輝度信号の振れを選ばれた範囲の値に制限
する信号クリッピング手段を含むビデオ信号処理装置に
有利に適用することができる。このプレエンファシス回
路網は非線形位相特性と輝度信号周波数帯域の下部で所
定量だけ増大し、その帯域の上部で実質的に一定のレベ
ルを示す振幅応答特性を有する形式のものである。

この発明によれば、上述の方式は輝度信号の周波数帯域
の上部全体に亘って増大する振幅応答を持つ第２のプレ
エンファシス回路網を付加することにより改善すること
ができる。この第２のプレエンファシス回路網は実質的
に線形の位相特性を示す形式のもので、２つのプレエン
ファシス回路網を縦続接続に結合して信号クリッピング
手段に印加する前に輝度信号に２回プレエンファシスを
加える回路手段を備えている。この２つのプレエンファ
シス回路網の相対振幅応答特性は、その縦続接続の振幅
応答が輝度信号周波数帯域の下部では上記第１の回路網
によって支配され、その帯域幅の上部では第２の回路に
よって支配される周波数応答変化を示し、これによって
輝度信号がその帯域の両部分に亘ってプレエンファシス
の増大を受け、過渡信号状態におけるクリッピング歪が
低減されるような所定の関係で選択される。

この発明のビデオ信号処理装置によってプリエンフアシ
ス処理された輝度信号を含むビデオ信号はデエンフアシ
ス回路を含むビデオプレーヤ装置、例えばビデオディス
クプレーヤを使用して再生される。このビデオディスク
プレーヤはビデオ信号を記録したレコードを回転するタ
ーンテーブル手段と、レコードからビデオ信号を回復す
る信号回復手段と、１対のデエンファシス回路網とを有
する。この回路網の第１の方は非線形位相特性と、ビデ
オ信号周波数帯域の下部では所定量だけ減少するがその
帯域の上部では実質的に一定のレベルを示す振幅応答特
性を有する形式のものである。第２の回路網はビデオ信
号周波数帯域の上部全体に亘って減少する振幅応答特性
と、実質的に線形の位相特性を有する形式のものであ
る。この第１および第２のデエンファシス回路網を結合
してビデオ信号を２回デエンファシス回路結合路を形成
する手段が設けられ、この第１および第２の回路網手段
の相対振幅応答特性は、その回路の結合路の振幅応答が
ビデオ信号周波数帯域の下部では第１の回路網によって
支配され、その帯域の上部では第２の回路網によって支
配される周波数依存変化を呈するような所定の関係に選
ばれている。この回路の結合路には変調器手段が結合さ
れ、２回デエンファシスを加えられたビデオ信号に応動
してテレビ受像機に印加される変調搬送波出力信号を生
成する。

〈実施例の説明〉以下添付図面を参照しつつこの発明をさらに詳細に説明
する。

第１図のビデオ信号処理装置は標準フォーマットの合成
ビデオ信号を前述の米国特許第3,872,498号の埋込み副
搬送波フォーマットの信号に変換し、ビデオディスクま
たはビデオテープのような帯域幅の制限された媒体に記
録したり、他の比較的狭帯域の伝送チャンネルまたは媒
体を介して伝送するのに適する周波数変調画像搬送波出
力信号を生成することにこの発明の原理を応用した推奨
例を示す。説明の便宜上合成ビデオ入力信号はNTSCフォ
ーマットと仮定するが、この発明の原理はこの装置の色
信号変換部を適当に改変し、遅延線長、フィルタ帯域
幅、クリッピング基準レベル等の諸数値を所要の方式に
適合するように適当に選択することによりPALやSECAMの
ような他のビデオ方式にも容易に適用することができ
る。

合成ビデオ信号は入力端子10に印加され、相補櫛型濾波
によって輝度成分と色成分に分離される。櫛型フィルタ
は合成信号を１走査線期間（例えばNTSC方式では約64μ
秒）だけ遅らせる遅延線12と、その遅延信号を非遅延信
号から差引く減算回路14と、遅延信号と非遅延信号を加
え合す加算回路16を含んでいる。上記米国特許明細書に
詳細に説明されているように、合成ビデオ信号の遅延前
後のものを加算する処理により、線周波数の倍数でピー
クになり、線周波数の1/2の奇数倍でナルまたは「谷」
になる（出力を加算回路16の出力に生ずる）輝度信号の
櫛型濾波特性が形成される。また、合成ビデオ信号の遅
延前後の差をとる処理により、これと相補的な（すなわ
ち線周波数の1/2の奇数倍でピークになり、線周波数の
倍数でナルになる）色信号（および色信号帯域の下方の
輝度成分）の櫛型濾波特性が形成される。

輝度信号と色信号を（簡単な低域フィルタや高域フィル
タを用いずに）櫛型濾波によって分離する目的は、色信
号を低い周波数に変換した後この色信号を受入れる溝を
輝度信号中に形成することにある。色信号は相補特性で
櫛型濾波されるため、新しい色副搬送周波数を適当に選
べば「漏話」を生ずることなく輝度信号に間挿させるこ
とができる。

この新しい色副搬送波周波数の正確な値はビデオ信号に
関連する線周波数（_Ｈ）の倍数からその線周波数の分
数（好ましくはｎを１以上の小さい整数としたとき_Ｈ
／ｎ）だけ偏倚するように選ばれる。この偏倚量は線周
波数の1/2（_Ｈ／２）が特に有利であるが、特殊状況
（例えば副搬送波にPAL形式が採用され、線周波数の1/4
（_Ｈ／４）が適当なとき）においては他に適当な値を
選定することができる。第１図の装置をNTSC方式の入力
信号を処理するために用いるとき、_Ｈ／２の偏倚を持
つ副搬送波は例えば(195/2)_Ｈ（すなわち約1534091H
z、以下1.53MHzとする）である。

色信号のNTSC副搬送波周波数（約3.58MHz）から埋込み
副搬送波周波数（約1.53MHz）への変換は減算回路14の
出力を中心周波数が3.58MHz、帯域幅が約１MHzの帯域フ
ィルタ18に印加して行われる。フィルタ18は減算回路14
の出力に生ずる低周波数の櫛型濾波された輝度成分を阻
止し、櫛型濾波された色信号だけを乗算器20へ通過させ
る。その色信号は乗算器20で、発振器22で生成した基準
周波数と乗算すなわち「混合」される。この基準周波数
はNTSC色副搬送波周波数(3.58MHz)と所要の埋込み副搬
送波周波数(1.53MHz)との和に等しく、乗算器20から1.5
3MHzと8.69MHzの積信号が生成するように選ばれる。こ
の低周波数の方の積信号は中心周波数1.53MHzの帯域フ
ィルタを通り色信号クリッピング回路26に導かれる。

色信号クリッピング回路26の出力は加算回路28に印加さ
れ、この発明の原理に従って処理されたプレエンファシ
ス後の輝度信号と組合される。得られた合成埋込み副搬
送波フォーマットのビデオ信号は次に低域フィルタ30を
介して周波数変調器32に印加され、周波数変調画像搬送
波出力信号を生ずる。後述のように輝度信号もクリッピ
ングされるから、加算回路28の出力に生ずる合成信号は
所定の限度に制限され、これによって変調器32の過大な
周波数偏差を防ぐことができる。低域フィルタ30（例え
ば最高輝度信号周波数、例えば３MHzに等しいかそれよ
りやや高い遮断周波数を持つ）の目的は、輝度信号また
は色信号がクリッピング閾値を超えたとき生成された高
周波数が変調器32に達するのを防ぐことである。

プレエンファシス後の輝度信号と加算する前に色信号を
クリッピングする代りに、クリッピング回路26を省略
し、加算回路28の出力と低域フィルタ30の間にクリッピ
ング回路を挿入して合成信号をクリッピングすることも
できる。この構成は米国特許第4,096,513号明細書に図
示説明されている。これを行うと合成信号クリッピング
回路のクリッピングレベルが輝度信号チャンネルのクリ
ッピング回路のそれより高くなければならない。上記米
国特許明細書記載のように、輝度信号のクリッピング後
に合成信号をクリッピングすると、FM搬送波の周波数変
調より前に合成信号だけをクリッピングする方式で処理
された画像の垂直端縁の凹凸の問題がなくなる利点があ
る。第１図の２回クリッピング回路は同様の利点がある
が、輝度信号と色信号のクリッピングレベルを各別に設
定することができる。

加算回路16の出力に生ずる櫛型濾波された輝度信号は、
線形位相低域フィルタ40、トランスバーサル・ピーキン
グフィルタ42、遅延線44、加算回路46、クランプ回路4
8、遅延線50、進相−遅相回路網52、相互作用クリッピ
ング回路54をこの順序で含む縦続素子群により処理され
て加算回路28の入力に印加される。この縦続回路では減
算回路14の出力と加算回路46の入力との間には他の線形
位相低域フィルタ56が結合されている。

低域フィルタ40は遅延が実質的に一定（従って、この低
域フィルタ40によって導入される移相量が周波数に比例
して変わる）の形式のもので、正弦自乗関数に近いイン
パルス応答を示すものが好ましい。トランスバーサル・
ピーキングフィルタ42としては第２図の42で示されるよ
うな形式の線形位相トランスバーサル・ピーキングフィ
ルタが使用される。この構成によって比較的急速な輝度
変化のエネルギは通常の進相−遅相プレエンフアシス回
路網を用いた場合のように集中またはピーキングされる
ことがなく、変化領域を中心として拡がって均一に分布
される。この輝度変化のエネルギの均一分布により、輝
度のオーバーシュートは最小になり、輝度プレエンフア
シス特性を後述のようにクリッピング回路54の直線範囲
内でその信号振幅を維持する輝度帯域内のさらに高い周
波数にまで拡大して、輝度信号対雑音比特性を向上さ
せ、クリッピング歪を最小にすることができる。第10図
の曲線Ａは上記低域フィルタ40とトランスバーサル・ピ
ーキングフィルタ42との総合の振幅応答特性を示す。

線形位相特性と正弦自乗型インパルス応答を持つ回路網
は公知で、例えばプロシーディングス・オブ・アイ・イ
ー・イー・(Proc.IEE)1973年第99巻第３部第373頁以降
のトンプソン(W.E.Thompson)の論文「正弦自乗型インパ
ルス応答を有する回路網の合成(The Synthesis of a Ne
twork to have a Sine-Squared Impulse Response)」
や、1970年12月発行のアイ・イー・イー・イー・トラン
ザクションズ・オン・ブロードカースティング(IEEE Tr
ansactions on Broadcasting)第BC-16巻第４号第84頁以
降のカステライン(A.Kastelein)の論文「新しい正弦自
乗型パルスおよびバー整形回路網(A New Sine-Squared
Pulse and Bar Shaping Network)」を参照されたい。

上記トンプソンやカステラインによって提唱されたよう
な通常の正弦自乗インパルス応答濾波回路網の振幅応答
は帯域端と考えられる点の前後で比較的緩慢なロールオ
フを示すが、輝度プレエンファシスを輝度信号帯域の高
周波数端（例えば第１図の例で３MHz）まで拡大するに
は、このような振幅低下特性は不都合である。

必要なものは一定遅延、正弦自乗型インパルス応答およ
び輝度帯域のほぼ上端まで周波数と共に増大し、次に急
速に減少する振幅応答を示す低域フィルタである。特に
望ましい振幅応答は輝度帯域全体に亘って周波数と共に
対数関数的に変るものであり、推奨される関係はdBで表
したフィルタ応答の振幅Ａが次式で示すようにMHzで表
した輝度帯域周波数の自乗に比例するものである。

Ａ（ｄＢ）≒Ｋ^２（MHz） (1) ただし、０＜＜Ｂｅ (2) 式(2)において項Beは輝度帯域端の周波数（例えば３MH
z）またはそれより若干小さい値でよく、Ｋの推奨値は
１である。

第１図の実施例では低減フィルタ40とトランスバーサル
・ピーキングフィルタ42との縦続接続により上述の位相
・インパルス応答特性および振幅応答特性をもつフィル
タが構成されている。前述のように、低域フィルタ40は
帯域端と考えられるあたりの前後で比較的緩慢なロール
オフを示し、実質的にデエンフアシスを導入するもので
あるが、これを上記トランスバーサル・ピーキングフィ
ルタ42と縦続接続することにより、上記の式(1)、(2)を
満足する所要の総合振幅応答特性を得ることができる。
すなわち、トランスバーサル・ピーキングフィルタ42は
帯域端部（３MHz）付近で出力がピークを呈するように
選ばれた遅延素子を含み、このトランスバーサル・ピー
キングフィルタ42と上記低域フィルタ40とを縦続接続す
ることにより、進相−遅相回路網52の作用が優勢になる
０〜１MHzの低域では利得に殆ど変化を与えず、上記進
相−遅相回路網52の利得が実質的に一定になる１〜３MH
zの周波数範囲では利得が急速に増大するようになる
（第10図の曲線Ａ）。

第２図は低域フィルタ40とトランスバーサル・ピーキン
グフィルタ42がこの複合フィルタ機能を行うための構成
の１例を示す。抵抗値はΩ、キャパシタンスはpF、イン
ダクタンスはmHで示されている。この縦続接続の順序は
必要に応じて逆にすることもでき、その場合は平衡を保
つためトランジスタQ1を出力インピーダンス75Ω（すな
わちQ2のベースバイアス印加用と同じ）の電源で駆動す
る必要があり、Q2のコレクタを緩衝回路（例えばエミッ
タホロワ）を介して低域フィルタ40に適当な駆動電源イ
ンピーダンスを与える必要がある（フィルタ40は75Ωの
電源およびい負荷インピーダンスにより駆動され成端さ
れるように設計されている）。

Q2のエミッタバイアス回路中の500Ωのポテンシヨメー
タ形可変抵抗器は最初約200Ωにセットした後、Q1、Q2
が平衡する（すなわちコレクタ電流が実質的に等しくな
る）ように調節すべきである。トランジスタQ1、Q2のエ
ミッタ間に接続された粗調節用および微調節用のポテン
シヨメータ形可変抵抗器（各2000Ωおよび500Ω）はフ
ィルタ40、42の縦続回路の振幅応答が上式(1)、(2)を満
足するように調節する必要がある。

第１図に戻って、線形位相輝度プレエンファシスはまた
主輝度処理電路（40〜54）の１点（例えば加算回路46）
に結合された補助電路でも行われる。この補助電路は減
算回路14の出力と加算回路46の入力の間に結合された低
域フィルタ56を含み、このフィルタ56は線形位相（一定
遅延）特性とほぼ最低埋込み副搬送波色信号周波数まで
拡がる振幅応答を持つように選択されている。例示方式
では±500MHzに拡がる側波帯を持つ1.53MHzの埋込み副
搬送波周波数の選択に要するのは約１MHzである。

フィルタ56は正弦自乗型インパルス応答を示して比較的
低い周波数の輝度遷移エネルギの均一分布を与える形式
が好ましいが、このフィルタ56に適する回路設計を第３
図に示す。この場合も第２図のフィルタ40と同様に電源
および成端インピーダンスを75Ωとして設計され、また
第２図と同様全回路素子の値がmH、pFおよびΩで表され
ている。

補助輝度信号路の目的は「櫛型濾波」されて加算回路16
の出力に生ずる輝度信号から除去されている低周波数の
輝度信号を増強または復元することである。前述の説明
から減算回路14の出力の櫛型フィルタ特性は加算回路16
の出力のそれと相補的であり、従って回路16の生成する
０〜３MHzの輝度信号が加算回路46で減算回路14から生
成されてフィルタ56で濾波された０〜１MHzの輝度信号
と合計されるとき、合成輝度信号は本質的に１MHzまで
は櫛型濾波されず、１〜３MHz領域で櫛型濾波されて下
方に変換された埋込み副搬送波輝度信号を受入れる。こ
のようにして１MHz以下の輝度スペクトルを加えること
によって画像信号の垂直細部を表わす情報の復元が行わ
れる利点がある。

遅延素子44（例えば遅延線）の目的はフィルタ40、42を
含む電路とフィルタ56を含む電路を通過するときの相異
なる輝度信号遅延時間に対する補償を行うことである。
遅延時間の差はフィルタの帯域幅の差のために生じ、第
２図の低域フィルタ40とトランスバーサル・ピーキング
フィルタ42による合計遅延はそれぞれ約100ｎ秒であ
る。第３図の低域フィルタ56の遅延時間は約500ｎ秒で
ある。従って加算回路46までの輝度信号の遅延を相等し
くするには、遅延素子44を両電路の遅延差を同じに（例
えば300ｎ秒に）するように設定する必要がある。

相互作用クリッパ回路54が通常の伝送レベルに対して輝
度信号の正確な境界を設定し得るように、回路46の出力
に生成する輝度信号がタイミング用に線周波数の入力信
号_Ｈを受けるクランプ回路48により直流基準レベルに
周期的にクランプされる。これに適するクランプ回路ま
たは直流分再生回路は公知であって、（プレエンファシ
ス前の最大画像白レベルが＋100単位、同期ペデスタル
が１単位、同期尖頭が−40単位）のIRE単位により表示
すると、クランプ回路48は水平同期パルスの「後部ポー
チ」領域を約１単位のレベルにクランプするようにセッ
トすればよい。輝度クリッパ回路54の適当なクリッピン
グレベルは＋140および−66IRE単位である。

この輝度信号処理路ではクランプ回路48の出力に結合さ
れた遅延素子50により追加の遅延等化が行われる。この
遅延の目的は、加算回路46までの遅延500ｎ秒と組合せ
て色信号変換器（18〜26）のフィルタ18、24の遅延の和
に等しい遅延をさらに輝度信号路に与えることである。
これによって合成ビデオ出力信号の色信号部分がその輝
度信号部分と確実に整合するようになる。ここで示され
た例では、１MHzの帯域通過色信号フィルタ18、24の遅
延の合計が約1000ｎ秒である。輝度信号は加算回路46ま
でに500ｎ秒程度の遅延を受けるから、遅延素子50はさ
らに500ｎ秒の遅延を与えるように選ぶ必要がある。実
際問題として実際のフィルタ遅延は所要値から若干異な
っているから、素子50を可変（例えばタップ付遅延線）
にすることが望ましい。また素子50は加算された「垂直
細部」と広帯域輝度信号によって動作するから、それぞ
れの遅延は素子50の設定によって変る。このため輝度信
号と色信号を正しく整合させるにはただ１個の制御素子
の調節しか要しないという利点が得られる。

遅延素子50の出力は進相−遅相型プレエンファシス回路
網52に印加され、加算回路28で埋込み副搬送波色信号に
加えられる前に相互作用クリッパ回路54によってクリッ
ピングされる。回路網52は非線形位相特性と輝度信号周
波数帯域の下部において所定量だけ増大し、その帯域の
上部において実質的に一定のレベルを示す振幅応答特性
を持つ形式のものである。第10図の曲線Ｂは進相−遅延
回路網52の振幅応答特性を示す。今ここで考えている方
式では進みおよび遅れの折点周波数をそれぞれ例えば0.
25MHzおよび1.0MHzに設定する。第10図のＡで表される
ような振幅応答特性を持った前述の縦続接続された低域
フィルタ40およびトランスバーサル・ピーキングフィル
タ42と、第10図のＢで表されるような振幅応答特性を持
った進相−遅相回路網52とを縦続接続することにより、
第10図のＣで表されるような総合の振幅応答特性が得ら
れる。

回路網52は上記米国特許第4,096,513号の抵抗−容量回
路網または1979年３月14日付米国特許願第20,334号（特
開昭55-124338号に対応）明細書記載の抵抗−インダク
タンス回路網を含むことができる。第４図は抵抗−イン
ダクタンス回路網の推奨構成で、進み折点周波数が0.25
MHz、遅れ折点周波数が1.0MHz、および２オクターブの
拡がりを持つ６dB／オクターブの傾斜を示し、高周波数
の輝度信号成分に正味12dBのブーストを与える。

クリッピング回路54はここで「相互作用」クリッパと呼
び、付勢時に進相−遅相回路網52の特性を上記米国特許
願第20,334号の教示に従って変えることを表わす。詳言
すれば、回路54はクリッピングレベルの輝度信号により
順バイアスされたとき回路網52の時定数をクリッピング
された信号が「引伸ばされる」ように変える抵抗−イン
ダクタンス進相−遅相回路網52に直接結合されたダイオ
ードを有する。上記米国特許願明細書に詳述されている
ように、クリッピングを普通終るより長時間維持する
と、輝度信号エネルギの通常のクリッピングにより失わ
れる部分が実際上クリッピングされた波形の引伸ばしに
より得られる追加のパルスエネルギで置換することにな
り、クリッピング歪が減少する。

第４図は上記米国特許願の相互作用クリッパ回路の推奨
実施例を示すが、トランジスタQ3、Q4のベース・エミッ
タ接合によりクリッピングダイオードが構成され、各ト
ランジスタは輝度クリッピングレベルを設定するためそ
のベース電極に印加される基準電圧で共通ベース型で動
作する。このクリッピング回路54はまた上記米国特許第
4,096,513号開示のような非相互作用型のものでもよ
く、この場合は進相−遅相回路網が（米国特許第4,096,
513号の）抵抗−容量型でも（上記米国特許願および第
４図の）抵抗−インダクタンス型でもよい。

第１図のビデオ処理装置はこの発明の技術的範囲内にお
いて種々の改変を加えることができる。前述のように合
成信号は素子28、30間にクリッピング回路を挿入してク
リッピングすることもでき、クリッパ回路26を残すこと
も除去することもできる。また各縦続素子の順序を変え
ることもできる。例えばフィルタ40、42、遅延線44は任
意の順序でよく、遅延素子50はクランプ回路48の前後ど
ちらに置いてもよい。

他の変形として第５図に示すようにフィルタ40を省略
し、加算回路16の出力を直接フィルタ42の入力に印加
し、そのフィルタ42の入力と出力を加算回路43で合計す
ることにより輝度帯域の上部（１〜３MHz）に線形位相
プレエンファシスを付加することもできる。この変形例
では、トランスバーサル・ピーキングフィルタ42をバイ
パスする全帯域通過路を経て伝送される信号と上記トラ
ンスバーサル・ピーキングフィルタ42を経て伝送される
信号とを加算器43で加算することにより第１図の実施例
と同様に、０〜１MHzの低域では利得の変化が殆どな
く、１〜３MHzの周波数領域で利得が周波数の上昇と共
に急速に増大する所望の線形位相プリエンフアシス特性
を与えるプリエンフアシス回路を構成することができ
る。回路43の出力はさらに遅延線44に印加される。フィ
ルタ40を除去すると必然的に回路16、46間の輝度信号路
の遅延が小さくなるため、遅延線44の遅延量をその回路
16、46間の遅延に合うように適当に増して２つの信号路
の輝度信号が正しく一致するようにする必要がある。

第６図のビデオディスクプレーヤは輝度信号に上述のプ
レエンファシス特性と本質的に相補的なデエンファシス
特性を与えることができるものである。このビデオディ
スクプレーヤはビデオディスクレコード13を一定の角速
度で回転するターンテーブルとそのディスクから情報信
号を回復するピックアップ変換器15とを含む再生機構11
を具備する。例示のためこのプレーヤは情報が凹凸変化
の形で記録され、ピックアップ変換器15とレコード13と
の間のキャパシタンス変化を感知して上記情報を回復す
ると仮定する。変換器15の出力はピックアップ変換器17
の入力に結合され、該ピックアップ変換器17は変換器15
中のスタイラスと再生中のレコードとの間のキャパシタ
ンス変化に応答して記録情報を表わすFM出力信号電圧を
生成する容量電圧変換器を含んでいる。

このようなレコードやピックアップ変換器16の容量電圧
変換機能を実施するに適する回路は公知であり、例えば
米国特許第3,783,196号、第3,972,064号および第3,711,
641号の各明細書を参照されたい。

変換器17の出力はオーディオFM復調器19の入力に印加さ
れ、その回復された信号のオーディオFM部分がベースバ
ンドに復調される。このベースバンドのオーディオ信号
は通常のテレビジョン受像機のアンテナ端子に接続され
る出力端子23を持つテレビジョン復調器21の音声搬送波
変調入力に印加される。また回復された信号のビデオ部
分は後述のように処理されて変調器21のベースバンドビ
デオ入力端子に印加され、その変調器は選局されたテレ
ビジョンチャンネルに画像搬送波と音声搬送波を生成し
てこれをテレビジョン受像機で受けるようにする。この
テレビジョン変調器21として用いるに適し、選択動作に
よって例えばチャンネル３または４に出力信号を生成し
得る集積回路はナショナル半導体社(National Semicond
uctor Co.Inc.)製の「テレビジョンビデオ変調器」型式
のLM1889Nである。

ビデオFM復調回路25はピックアップ回路17により生成さ
れたビデオFM信号をベースバンドのビデオ出力信号に変
換する。この発明の若干の特徴を例証するため、ディス
クに記録されたビデオ信号が前記米国特許第3,872,498
号により提供された「埋込み副搬送波」(BSC)フォーマ
ットになっていると仮定する。このFM復調器25（および
オーディオ復調器19）は例えばパルス計数型または位相
ロックド・ループ(PLL)型のものでよい。適当なパルス
計数型FM復調器は米国特許第4,038,686号明細書に開示
され、また適当な位相ロックド・ループ型FM復調器は19
78年10月２日付米国特許願第948,013号（特開昭55-5545
0号に対応）明細書に記載されている。

復調器25の発生する合成ビデオ信号は櫛型を可とするフ
ィルタ27により埋込み副搬送波色成分と輝度成分とに分
離される。適当な櫛型フィルタは米国特許第3,996,606
号明細書に記載されている。推奨すべきフィルタは1978
年12月４日付米国特許願第996,512号（特開昭55-80987
号に対応）明細書記載のもので、他の１例は米国特許第
3,996,610号明細書に開示されている。

フィルタ27によって生成された色信号は色信号トランス
コーダ29により埋込み副搬送波フォーマット（約1.53MH
z）からNTSCフォーマット（約3.58MHz）に変換される。
フィルタ27によって生成された輝度信号は後述のように
２つの回路網31、33の縦続接続によりデエンファシスさ
れる。得られる２回デエンファシスされた輝度信号は次
に加算回路35によりコード変換された色信号と組合わさ
れ、得られたNTSC方式の合成ビデオ信号が前述のように
変換器21のビデオ入力端子に印加され、端子23に変調さ
れた画像および音声搬送波として生成する。

トランスコーダ29は例えば米国特許第3,965,482号明細
書開示のようなカラーバースト・ロッド・ヘテロダイン
変換型のものが好ましい。この装置はヘテロダイン変換
発振器の周波数を色信号の時間軸誤差を最小とする向き
に変えるカラーバースト誤差補正回路を有する。NTSC方
式のプレーヤに適するトランスコーダ29の今１つの構成
は1979年８月20日付米国特許願第68,015号（特開昭56-3
1281号に対応）明細書開示のものである。またPAL方式
のプレーヤに適するトランスコーダ29の構成は1980年５
月29日付米国特許願第154,597号（特開昭57-21193号に
対応）明細書に開示されている。

回路網31は実質的に一定の遅延を呈する（従って位相が
周波数と共に変る）型の低域フィルタで、主として１〜
３MHの周波数領域の輝度信号に対してデエンフアシス応
答特性を与えるように作用する。このような線形位相特
性を有する（前述のトンプソンおよびカステラインの回
路網のような）回路網は公知である。さらに高次のガウ
ス回路網ではその一定遅延特性が阻止帯域内によく入り
込んでいる。推奨される振幅応答特性または通過帯域特
性は（dBで表した）フィルタ減衰が輝度信号の周波数帯
域端と考えられるところ（例えば約３MHz）まで（MHzで
表した）周波数の自乗に比例して変るようなものであ
る。

回路網33は非線形位相特性と輝度信号周波数帯域の下部
において所定量だけ低下する振幅応答を有する進相−遅
相回路網である。この回路網の例としては、抵抗−イン
ダクタンス型または抵抗−容量型でなく、第６図のNTSC
方式のプレーヤには、遅れ折点周波数約0.25MHz（時定
数0.64μ秒）、進み折点周波数約1.0MHz（時定数0.16μ
秒）、遷移領域における傾斜約６dB／オクターブで、約
12dBの最大減衰を示すものが好ましい。この特性は前述
の回路網52の補数型である。

共通の信号路中に接続され、上述の相対振幅応答特性を
有する回路31、33の組合せは、輝度信号周波数帯域の下
部（例えば０〜１MHz）において進相−遅相回路網33に
支配され、その帯域の上部（例えば１〜３MHz）におい
て線形位相回路網31に支配される周波数依存変化を示
す。この組合せはプレーヤの過渡応答に悪影響を与えた
り比較的複雑な回路を必要としたりすることなく輝度信
号にその全帯域に亘る相当量のデエンファシスを与え得
る利点を有する。良好な過渡応答に最も重要な輝度信号
成分は周波数の高い方の成分であり、回路網33の位相応
答がその遷移領域で非線形であっても進み折点周波数
（1.0MHz）以上の周波数で直線関係に近付くための結果
が得られる。回路網31が優勢になって輝度信号のデエン
ファシスを続けるのがこの高周波領域であり、またこの
回路網の組合せの位相応答特性がこの領域で実質的に直
線であるため輝度信号過渡応答が向上する。

第７図のビデオディスクプレーヤは第６図のものと同様
であるが、回路31が復調器25の出力と櫛型フィルタ27の
入力との間に挿入されている点が異なる。この改変によ
って主要効果は色信号の上下側波帯の相対振幅が変るこ
とである。すなわち仮定した色副搬送波信号周波数1.53
MHzおよび帯域幅1.0MHzでは、下側波帯が約1.03MHz、上
側波帯が約2.03MHz拡大する。従って回路31の仮定され
た減衰特性では、色信号の減衰が１MHzで1.0dB、２MHz
で4.0dBになる。このため回路網31を櫛型フィルタの前
に置くと、仮定した条件で色信号がその周波数帯域の両
端間で約３dB変化する。

色信号がレコード13の記録中に相補的に歪んでいない場
合は、フィルタ27の色信号出力とトランスコーダ29の入
力との間に３dBの振幅等化器を挿入することにより色信
号の振幅変化を最小にすることができる。また色信号振
幅の等化はトランスコーダの次で行うこともできる。

第８図および第９図は第６図または第７図のビデオディ
スクプレーヤに適する回路網31、33の例をそれぞれ示
す。第８図の線形位相デエンファシス回路網31は前述の
トンプソンのフィルタ群の原型から引出された低域フィ
ルタである。このフィルタは75Ωの電源および成端イン
ピーダンスおよび図示の各素子の値の場合について設計
されたもので、dBで表してMHzで表した周波数の自乗に
比例する減衰特性を与える。第９図の回路33において
は、演算増幅器の帰還回路網の抵抗−容量値は遅れと進
みの時定数がそれぞれ0.64μ秒および0.16μ秒になるよ
うに選定されている（減衰特性の精密調節に500Ωのポ
テンシヨメータ形可変抵抗器が設けられている）。回路
網31、33の減衰特性を組合せると、綜合振幅応答が輝度
信号周波数帯域の下部で回路網33に支配され、その帯域
の上部で回路31に支配される周波数依存変化（減衰）を
示すことが確実になる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明を実施するビデオ信号処理装置のブロ
ック図、第２図は第１図の装置の主輝度プレエンファシ
ス電路に用いるに適する推奨線形位相低域フィルタおよ
び横形ピーキングフィルタの回路図、第３図は第１図の
装置の補助輝度プレエンファシス電路に用いるに適する
推奨線形位相低域フィルタの回路図、第４図は第１図の
装置に適する推奨進相−遅相回路網および相互作用クリ
ッピング回路の回路図、第５図は第１図の装置の変形を
例示するブロック図、第６図および第７図はこの発明の
ビデオ信号処理装置によってプリエンフアシス処理され
た輝度信号を含むビデオ信号を再生するのに適したビデ
オディスクプレーヤのブロック図、第８図および第９図
は第６図または第７図のビデオディスクプレーヤに適す
るデエンフアシス回路網の回路図、第10図は第１図にお
ける低域フィルタ40とトランスバーサル・ピーキングフ
ィルタ42との総合の振幅応答特性（Ａ）、進相−遅相回
路網52の振幅応答特性（Ｂ）およびこれらの各振幅応答
特性の総合の振幅応答特性（Ｃ）を示す図である。 13……レコード、15、17……信号回復手段、21……変調
手段、27、35……回路結合路形成手段、31……第２のデ
エンファシス回路網手段、33……第１のデエンファシス
回路網手段、40、42……第２のプレエンファシス回路
網、44、46、48、50、52……縦続結合回路手段、54……
信号クリッピング手段。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開昭53−106106（ＪＰ，Ａ) 特開昭56−3416（ＪＰ，Ａ)

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】搬送波周波数の波が輝度信号で周波数変調
されるもので、その輝度信号に高周波数のプレエンファ
シスを行うプレエンファシス回路とプレエンファシスさ
れた輝度信号の振れを選ばれた範囲の値に制限する信号
クリッピング手段とを含み、上記プレエンファシス回路
は、非線形位相特性を持ち、且つ輝度信号周波数帯域の
低域部において所定の振幅レベルにまで増大し、その輝
度信号周波数帯域の高域部において実質的に一定の上記
所定の振幅レベルを維持する振幅応答特性を持つ第１の
プレエンファシス回路網と、実質的に線形位相特性を持
ち、且つ、上記輝度信号周波数帯域の上記高域部全体に
亘って増大する振幅応答特性を持つ第２のプレエンファ
シス回路網と、これらのプレエンファシス回路網を縦続
接続して上記輝度信号をこれが上記クリッピング手段に
印加される前に２回プレエンファシスする回路手段とを
具備し、上記各プレエンファシス回路網の相対振幅応答特性は上
記縦続接続の振幅応答が上記輝度信号周波数帯域の上記
低域部において上記第１のプレエンファシス回路網の振
幅応答特性により支配され、その輝度信号周波数帯域の
上記高域部において上記第２のプレエンファシス回路網
の振幅応答特性により支配される周波数に対する振幅レ
ベルの変化を示すように選定されており、これによって
上記輝度信号はその帯域幅の両部分に亘ってプレエンフ
ァシスを受け、また上記輝度信号はその周波数帯域の高
域全体に亘って実質的に線形位相特性の支配を受けるビ
デオ信号処理装置。