JPH06339266A - Ｍｏｓトランジスタ同期整流フライバックコンバータ - Google Patents
Ｍｏｓトランジスタ同期整流フライバックコンバータInfo
- Publication number
- JPH06339266A JPH06339266A JP14709293A JP14709293A JPH06339266A JP H06339266 A JPH06339266 A JP H06339266A JP 14709293 A JP14709293 A JP 14709293A JP 14709293 A JP14709293 A JP 14709293A JP H06339266 A JPH06339266 A JP H06339266A
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- Japan
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- transformer
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＭＯＳトランジスタを同期整流用として用い
たＭＯＳトランジスタ同期整流フライバックコンバータ
において、軽負荷時の効率低下を防止する。 【構成】 トランス４とスイッチ６との間にダイオード
５を挿入して、出力から入力への電力回生を阻止する。
周波数制御回路３を用いてスイッチ６のオンオフ周波数
を負荷状態に応じて制御し、軽負荷時にスイッチ６のオ
ン期間を短くしてトランス４への供給エネルギーを負荷
に見合って小さくする。これにより効率が上昇する。
たＭＯＳトランジスタ同期整流フライバックコンバータ
において、軽負荷時の効率低下を防止する。 【構成】 トランス４とスイッチ６との間にダイオード
５を挿入して、出力から入力への電力回生を阻止する。
周波数制御回路３を用いてスイッチ６のオンオフ周波数
を負荷状態に応じて制御し、軽負荷時にスイッチ６のオ
ン期間を短くしてトランス４への供給エネルギーを負荷
に見合って小さくする。これにより効率が上昇する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＭＯＳ型電界効果トラン
ジスタを用いたＭＯＳトランジスタ同期整流フライバッ
クコンバータに関するものである。
ジスタを用いたＭＯＳトランジスタ同期整流フライバッ
クコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種のＭＯＳトランジスタ同期
整流フライバックコンバータは１９８８年の電子情報通
信学会技術研究報告のＰＥ８８−３８「２次側エネルギ
ーの回生によるスイッチング電源の制御方式」（長潟信
義，松下電子部品）に開示されており、図６にその回路
図を引用する。
整流フライバックコンバータは１９８８年の電子情報通
信学会技術研究報告のＰＥ８８−３８「２次側エネルギ
ーの回生によるスイッチング電源の制御方式」（長潟信
義，松下電子部品）に開示されており、図６にその回路
図を引用する。
【０００３】図６において、入力電力は主トランス４の
入力巻線４ａへ印加されるが、主スイッチング素子６に
よりその印加状態がオンオフされるようになっている。
この主トランス４の制御巻線４ｂに誘起される電力によ
り駆動回路２を介して主スイッチング素子６のオンオフ
制御を行って、主トランス４の入力巻線４ａへの供給電
力のオンオフ制御が行われる。尚、１は入力コンデンサ
を示す。
入力巻線４ａへ印加されるが、主スイッチング素子６に
よりその印加状態がオンオフされるようになっている。
この主トランス４の制御巻線４ｂに誘起される電力によ
り駆動回路２を介して主スイッチング素子６のオンオフ
制御を行って、主トランス４の入力巻線４ａへの供給電
力のオンオフ制御が行われる。尚、１は入力コンデンサ
を示す。
【０００４】主トランス４の出力巻線４ｃに誘起される
交流電力はＭＯＳトランジスタ１０により同期整流さ
れ、コンデンサ１１によって平滑化されて図示せぬ負荷
へ直流電力となって供給される。主トランス４の補助巻
線４ｄに誘起される交流電力により駆動回路７を介して
ＭＯＳトランジスタ１０のゲート制御を行うと共に、駆
動回路７に、出力を制御する回生制御回路１３が接続さ
れている。
交流電力はＭＯＳトランジスタ１０により同期整流さ
れ、コンデンサ１１によって平滑化されて図示せぬ負荷
へ直流電力となって供給される。主トランス４の補助巻
線４ｄに誘起される交流電力により駆動回路７を介して
ＭＯＳトランジスタ１０のゲート制御を行うと共に、駆
動回路７に、出力を制御する回生制御回路１３が接続さ
れている。
【０００５】図７は図６の回路の動作波形例を示すもの
で、（Ａ）は重負荷時，（Ｂ）は軽負荷時の波形であ
る。
で、（Ａ）は重負荷時，（Ｂ）は軽負荷時の波形であ
る。
【０００６】主スイッチング素子６は一定の周期でかつ
一定デューティでオンオフ動作を繰返しており、そのオ
ン期間（ＴON）で主トランス４へエネルギーを供給蓄積
し、そのオフ期間（ＴOFF ）にエネルギーをＭＯＳトラ
ンジスタ１０を介して出力側へ放出することで、負荷へ
電力を供給している。
一定デューティでオンオフ動作を繰返しており、そのオ
ン期間（ＴON）で主トランス４へエネルギーを供給蓄積
し、そのオフ期間（ＴOFF ）にエネルギーをＭＯＳトラ
ンジスタ１０を介して出力側へ放出することで、負荷へ
電力を供給している。
【０００７】主スイッチング素子６のオフ期間（ＴOFF
）においては、主トランス４の補助巻線４ｄによりＭ
ＯＳトランジスタ１０のオン状態が持続され、よって主
トランス４に蓄積されたエネルギーが全てこのＭＯＳト
ランジスタ１０を介して出力側へ放出されるが、更にこ
のオン状態のＭＯＳトランジスタ１０を介して出力電圧
が主トランス４へ印加されるので、再度主トランス４へ
エネルギーが蓄積されることになる。
）においては、主トランス４の補助巻線４ｄによりＭ
ＯＳトランジスタ１０のオン状態が持続され、よって主
トランス４に蓄積されたエネルギーが全てこのＭＯＳト
ランジスタ１０を介して出力側へ放出されるが、更にこ
のオン状態のＭＯＳトランジスタ１０を介して出力電圧
が主トランス４へ印加されるので、再度主トランス４へ
エネルギーが蓄積されることになる。
【０００８】ＭＯＳトランジスタ１０がオンからオフに
なると、主スイッチング素子６はオン状態になり、主ト
ランス４の蓄積エネルギーはこの主スイッチング素子６
を介して入力側へ回生されて回収される。この様子が図
７（Ｂ）の軽負荷時における電流波形の網目状（Ｔ１）
で示されている。
なると、主スイッチング素子６はオン状態になり、主ト
ランス４の蓄積エネルギーはこの主スイッチング素子６
を介して入力側へ回生されて回収される。この様子が図
７（Ｂ）の軽負荷時における電流波形の網目状（Ｔ１）
で示されている。
【０００９】この様に、主スイッチング素子６のオン期
間（ＴON）を一定に固定しても、ＭＯＳトランジスタ１
０のオン状態を制御することにより、入力側へ回生され
るエネルギー量を調整することが可能となり、入力から
出力へ供給された過剰エネルギーを入力へ回生すること
で、出力を制御することができるのである。
間（ＴON）を一定に固定しても、ＭＯＳトランジスタ１
０のオン状態を制御することにより、入力側へ回生され
るエネルギー量を調整することが可能となり、入力から
出力へ供給された過剰エネルギーを入力へ回生すること
で、出力を制御することができるのである。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】この様な従来のＭＯＳ
トランジスタ同期整流フライバックコンバータでは、負
荷の軽重に関係なく主トランス４及び平滑コンデンサ１
１が絶えず最大負荷状態で動作するので、軽負荷でも主
トランス及び平滑コンデンサの損失が最大負荷時と同一
であり、よって効率が悪いという欠点がある。
トランジスタ同期整流フライバックコンバータでは、負
荷の軽重に関係なく主トランス４及び平滑コンデンサ１
１が絶えず最大負荷状態で動作するので、軽負荷でも主
トランス及び平滑コンデンサの損失が最大負荷時と同一
であり、よって効率が悪いという欠点がある。
【００１１】そこで、本発明はこのような従来技術の欠
点を解消すべくなされたものであり、その目的とすると
ころは、効率向上を図ったＭＯＳトランジスタ同期整流
フライバックコンバータを提供することにある。
点を解消すべくなされたものであり、その目的とすると
ころは、効率向上を図ったＭＯＳトランジスタ同期整流
フライバックコンバータを提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、トラン
スと、このトランスの入力巻線への印加電圧をオンオフ
するスイッチング手段と、前記トランスの出力巻線に誘
起される交流電力を整流するＭＯＳトランジスタとを含
むＭＯＳトランジスタ同期整流フライバックコンバータ
であって、前記スイッチング手段のオン状態において前
記出力巻線及び前記スイッチング手段を介して回路入力
側へ電力が回生されるのを阻止する阻止手段と、回路出
力の負荷状態に応じて前記スイッチング手段のオンオフ
周期を制御する制御手段とを含むことを特徴とするフラ
イバックコンバータが得られる。
スと、このトランスの入力巻線への印加電圧をオンオフ
するスイッチング手段と、前記トランスの出力巻線に誘
起される交流電力を整流するＭＯＳトランジスタとを含
むＭＯＳトランジスタ同期整流フライバックコンバータ
であって、前記スイッチング手段のオン状態において前
記出力巻線及び前記スイッチング手段を介して回路入力
側へ電力が回生されるのを阻止する阻止手段と、回路出
力の負荷状態に応じて前記スイッチング手段のオンオフ
周期を制御する制御手段とを含むことを特徴とするフラ
イバックコンバータが得られる。
【００１３】
【実施例】以下、図面を用いて本発明の実施例について
説明する。
説明する。
【００１４】図１は本発明の実施例の回路図であり、図
６と同等部分は同一符号により示している。主トランス
４の補助巻線４ｄの誘起電力を駆動回路７を介して整流
用ＭＯＳトランジスタ１０のゲート駆動電力としてい
る。また、主トランス４の入力巻線４ａと主スイッチン
グ素子６との間に一方向性素子であるダイオード５を接
続している。
６と同等部分は同一符号により示している。主トランス
４の補助巻線４ｄの誘起電力を駆動回路７を介して整流
用ＭＯＳトランジスタ１０のゲート駆動電力としてい
る。また、主トランス４の入力巻線４ａと主スイッチン
グ素子６との間に一方向性素子であるダイオード５を接
続している。
【００１５】主スイッチング素子６のオンオフ制御は、
主トランス４の制御巻線４ｂに誘起される電力を駆動回
路２により印加することによって行うようになっている
ことは、図６の従来例と同じである。本発明では、この
主スイッチング素子６のオンオフ周期Ｔを負荷状態に応
じて制御すべく、周波数制御回路３を出力と駆動回路２
との間に接続している。
主トランス４の制御巻線４ｂに誘起される電力を駆動回
路２により印加することによって行うようになっている
ことは、図６の従来例と同じである。本発明では、この
主スイッチング素子６のオンオフ周期Ｔを負荷状態に応
じて制御すべく、周波数制御回路３を出力と駆動回路２
との間に接続している。
【００１６】ＭＯＳトランジスタ１０のゲート駆動回路
７の例としては、図１に示す如く、コンデンサ８と抵抗
９とからなっており、補助巻線４ｄの誘起電圧をコンデ
ンサ８を介してＭＯＳトランジスタ１０のゲートへ印加
している。
７の例としては、図１に示す如く、コンデンサ８と抵抗
９とからなっており、補助巻線４ｄの誘起電圧をコンデ
ンサ８を介してＭＯＳトランジスタ１０のゲートへ印加
している。
【００１７】図５は図１の回路の動作波形図であり、
（Ａ）は重負荷時，（Ｂ）は軽負荷時の各波形を示して
いる。
（Ａ）は重負荷時，（Ｂ）は軽負荷時の各波形を示して
いる。
【００１８】主スイッチング素子６のオン期間（ＴON）
で主トランス４へエネルギーを供給して蓄積し、そのオ
フ期間（ＴOFF ）にその蓄積エネルギーをオン状態のＭ
ＯＳトランジスタ１０を介して出力側に放出すること
で、負荷へ電力を供給している。
で主トランス４へエネルギーを供給して蓄積し、そのオ
フ期間（ＴOFF ）にその蓄積エネルギーをオン状態のＭ
ＯＳトランジスタ１０を介して出力側に放出すること
で、負荷へ電力を供給している。
【００１９】主トランス４の入力巻線４ａに直列に接続
されたダイオード５により、出力側から入力側へのエネ
ルギーの回生は阻止されることになり、その結果、主ス
イッチング素子６のオン期間（ＴON) で主トランス４へ
蓄積されたエネルギーは全て負荷へ供給される。従っ
て、主トランス４に蓄積されたエネルギーが全てＭＯＳ
トランジスタ１０を介して放出された後、オン状態のＭ
ＯＳトランジスタ１０を介して出力電圧が主トランス４
へ印加されて再び主トランスへエネルギーが蓄積される
ことはなくなるのである。
されたダイオード５により、出力側から入力側へのエネ
ルギーの回生は阻止されることになり、その結果、主ス
イッチング素子６のオン期間（ＴON) で主トランス４へ
蓄積されたエネルギーは全て負荷へ供給される。従っ
て、主トランス４に蓄積されたエネルギーが全てＭＯＳ
トランジスタ１０を介して放出された後、オン状態のＭ
ＯＳトランジスタ１０を介して出力電圧が主トランス４
へ印加されて再び主トランスへエネルギーが蓄積される
ことはなくなるのである。
【００２０】すなわち、主スイッチング素子６のオン期
間に主トランス４へ蓄積されるエネルギー量を調整し、
入力側から出力側へ負荷に必要なだけのエネルギーを放
出することにより、出力制御が可能となる。よって、周
波数制御回路３を設けて、主スイッチング素子６のスイ
ッチング周波数（１／Ｔ）を、図５（Ａ）や（Ｂ）の如
く負荷状態に応じて制御することにより、負荷が軽い状
態（Ｂ）では、Ｔを短くして出力供給エネルギーを負荷
に応じて小とし、逆に負荷が重い状態（Ａ）では、Ｔを
大として出力供給エネルギーを大とするのである。
間に主トランス４へ蓄積されるエネルギー量を調整し、
入力側から出力側へ負荷に必要なだけのエネルギーを放
出することにより、出力制御が可能となる。よって、周
波数制御回路３を設けて、主スイッチング素子６のスイ
ッチング周波数（１／Ｔ）を、図５（Ａ）や（Ｂ）の如
く負荷状態に応じて制御することにより、負荷が軽い状
態（Ｂ）では、Ｔを短くして出力供給エネルギーを負荷
に応じて小とし、逆に負荷が重い状態（Ａ）では、Ｔを
大として出力供給エネルギーを大とするのである。
【００２１】尚、この周波数制御回路３は、負荷電流を
検出してそれに応じた電圧を得、この電圧にて発振周波
数を制御する周知のＶ／Ｆ変換回路を用いることができ
る。
検出してそれに応じた電圧を得、この電圧にて発振周波
数を制御する周知のＶ／Ｆ変換回路を用いることができ
る。
【００２２】図１の回路では、ＭＯＳトランジスタ１０
のゲート駆動回路７として、コンデンサ８を用いてお
り、図２の回路では抵抗１２を用いているが、抵抗を用
いるよりもコンデンサ８を用いる方が、ＭＯＳトランジ
スタ１０のスイッチング特性を改善することができる。
のゲート駆動回路７として、コンデンサ８を用いてお
り、図２の回路では抵抗１２を用いているが、抵抗を用
いるよりもコンデンサ８を用いる方が、ＭＯＳトランジ
スタ１０のスイッチング特性を改善することができる。
【００２３】図３では、主トランス４の補助巻線４ｄと
出力巻線４ｃとをゲート駆動回路７を介してＭＯＳトラ
ンジスタ１０のゲートに接続した構成であり、図４では
主トランス４の出力巻線４ｃをゲート駆動回路７を介し
てＭＯＳトランジスタ１０のゲートへ接続した構成であ
り、いずれも図１，２の回路と同一の動作を行う。
出力巻線４ｃとをゲート駆動回路７を介してＭＯＳトラ
ンジスタ１０のゲートに接続した構成であり、図４では
主トランス４の出力巻線４ｃをゲート駆動回路７を介し
てＭＯＳトランジスタ１０のゲートへ接続した構成であ
り、いずれも図１，２の回路と同一の動作を行う。
【００２４】
【発明の効果】叙上の如く、本発明によれば、出力から
入力へのエネルギーの回生を阻止しかつ主スイッチング
素子のオンオフ周波数を負荷に応じて制御するようにし
ているので、主トランスへの蓄積エネルギーが負荷に応
じて調整され入力から出力へ負荷に必要なエネルギーだ
けが放出されることになって、軽負荷時の効率低下を防
止することが可能になるという効果がある。
入力へのエネルギーの回生を阻止しかつ主スイッチング
素子のオンオフ周波数を負荷に応じて制御するようにし
ているので、主トランスへの蓄積エネルギーが負荷に応
じて調整され入力から出力へ負荷に必要なエネルギーだ
けが放出されることになって、軽負荷時の効率低下を防
止することが可能になるという効果がある。
【図１】本発明の一実施例の回路図である。
【図２】本発明の他の実施例の回路図である。
【図３】本発明の更に他の実施例の回路図である。
【図４】本発明の別の実施例の回路図である。
【図５】本発明の実施例の回路動作を示す波形図であ
り、（Ａ）は重負荷時，（Ｂ）は軽負荷時の各波形であ
る。
り、（Ａ）は重負荷時，（Ｂ）は軽負荷時の各波形であ
る。
【図６】従来のＭＯＳトランジスタ同期整流フライバッ
クコンバータの回路図である。
クコンバータの回路図である。
【図７】図６の回路の動作波形図であり、（Ａ）は重負
荷時，（Ｂ）は軽負荷時の各波形である。
荷時，（Ｂ）は軽負荷時の各波形である。
１ 入力コンデンサ ２ スイッチング駆動回路 ３ 周波数制御回路 ４ 主トランス ４ａ 入力巻線 ４ｂ 制御巻線 ４ｃ 出力巻線 ４ｄ 補助巻線 ５ ダイオード ６ 主スイッチング素子 ７ ゲート駆動回路 ８ 駆動コンデンサ ９，１２ 抵抗 １０ 整流用ＭＯＳトランジスタ １１ 平滑コンデンサ １３ 回生制御回路
Claims (2)
- 【請求項１】 トランスと、このトランスの入力巻線へ
の印加電圧をオンオフするスイッチング手段と、前記ト
ランスの出力巻線に誘起される交流電力を整流するＭＯ
Ｓトランジスタとを含むＭＯＳトランジスタ同期整流フ
ライバックコンバータであって、前記スイッチング手段
のオン状態において前記出力巻線及び前記スイッチング
手段を介して回路入力側へ電力が回生されるのを阻止す
る阻止手段と、回路出力の負荷状態に応じて前記スイッ
チング手段のオンオフ周期を制御する制御手段とを含む
ことを特徴とするフライバックコンバータ。 - 【請求項２】 前記阻止手段は、前記入力巻線に直列接
続された一方向性素子であることを特徴とする請求項１
記載のフライバックコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5147092A JP2513408B2 (ja) | 1993-05-26 | 1993-05-26 | Ｍｏｓトランジスタ同期整流フライバックコンバ―タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5147092A JP2513408B2 (ja) | 1993-05-26 | 1993-05-26 | Ｍｏｓトランジスタ同期整流フライバックコンバ―タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06339266A true JPH06339266A (ja) | 1994-12-06 |
| JP2513408B2 JP2513408B2 (ja) | 1996-07-03 |
Family
ID=15422299
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5147092A Expired - Lifetime JP2513408B2 (ja) | 1993-05-26 | 1993-05-26 | Ｍｏｓトランジスタ同期整流フライバックコンバ―タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2513408B2 (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001003277A2 (en) * | 1999-07-07 | 2001-01-11 | Synqor, Inc. | Control of dc/dc converters having synchronous rectifiers |
| EP0843404A4 (en) * | 1996-06-05 | 2001-05-16 | Ntt Data Corp | ELECTRICAL CIRCUIT |
| JP2002351379A (ja) * | 2001-05-28 | 2002-12-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | プラズマディスプレイ装置 |
| US6894468B1 (en) | 1999-07-07 | 2005-05-17 | Synqor, Inc. | Control of DC/DC converters having synchronous rectifiers |
| US7233505B2 (en) | 2004-04-05 | 2007-06-19 | Power Mate Technology Co., Ltd. | High efficiency flyback converter with primary, secondary, and tertiary windings |
| US9143042B2 (en) | 1997-01-24 | 2015-09-22 | Synqor, Inc. | High efficiency power converter |
| US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| CN111049391A (zh) * | 2019-12-24 | 2020-04-21 | 普联国际有限公司 | 一种离线式反激变换器和电源设备 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0173189U (ja) * | 1987-10-30 | 1989-05-17 | ||
| JPH0176189U (ja) * | 1987-11-11 | 1989-05-23 | ||
| JP3120689U (ja) * | 2006-01-06 | 2006-04-20 | 陽之 大瀬 | ２枚の紙で作る縦横自由に使える簡易スタンド |
-
1993
- 1993-05-26 JP JP5147092A patent/JP2513408B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
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| US9143042B2 (en) | 1997-01-24 | 2015-09-22 | Synqor, Inc. | High efficiency power converter |
| WO2001003277A3 (en) * | 1999-07-07 | 2001-11-01 | Synqor Inc | Control of dc/dc converters having synchronous rectifiers |
| US6894468B1 (en) | 1999-07-07 | 2005-05-17 | Synqor, Inc. | Control of DC/DC converters having synchronous rectifiers |
| US7119524B2 (en) | 1999-07-07 | 2006-10-10 | Bank America, N.A. | Control of DC/DC converters having synchronous rectifiers |
| WO2001003277A2 (en) * | 1999-07-07 | 2001-01-11 | Synqor, Inc. | Control of dc/dc converters having synchronous rectifiers |
| JP2002351379A (ja) * | 2001-05-28 | 2002-12-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | プラズマディスプレイ装置 |
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| US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| US10594223B1 (en) | 2013-07-02 | 2020-03-17 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| US11075583B1 (en) | 2013-07-02 | 2021-07-27 | Vicor Corporation | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| US11705820B2 (en) | 2013-07-02 | 2023-07-18 | Vicor Corporation | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| CN111049391A (zh) * | 2019-12-24 | 2020-04-21 | 普联国际有限公司 | 一种离线式反激变换器和电源设备 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2513408B2 (ja) | 1996-07-03 |
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