JPH06284715A - スイッチング電源の制御方式 - Google Patents
スイッチング電源の制御方式Info
- Publication number
- JPH06284715A JPH06284715A JP8915693A JP8915693A JPH06284715A JP H06284715 A JPH06284715 A JP H06284715A JP 8915693 A JP8915693 A JP 8915693A JP 8915693 A JP8915693 A JP 8915693A JP H06284715 A JPH06284715 A JP H06284715A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- input
- output
- circuit
- error amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 高力率形スイッチング電源装置の交流入力周
波数の出力リップル電圧をリップルフィルタで減少さ
せ、周波数応答が早い制御回路を使っても入力電流波形
が歪まないようにして力率改善を計る。 【構成】 スイッチング電源装置の出力側に交流入力整
流リップルフィルタを附加し、出力リップル電圧を減少
させ、この出力電圧を検出する事で、入力電流を歪ませ
る事なく制御回路の周波数応答を早める事が出来る。こ
の為、オ−バ−シュ−ト、アンダ−シュ−ト防止用の別
の周波数応答の早い制御回路を附加する必要がない。
波数の出力リップル電圧をリップルフィルタで減少さ
せ、周波数応答が早い制御回路を使っても入力電流波形
が歪まないようにして力率改善を計る。 【構成】 スイッチング電源装置の出力側に交流入力整
流リップルフィルタを附加し、出力リップル電圧を減少
させ、この出力電圧を検出する事で、入力電流を歪ませ
る事なく制御回路の周波数応答を早める事が出来る。こ
の為、オ−バ−シュ−ト、アンダ−シュ−ト防止用の別
の周波数応答の早い制御回路を附加する必要がない。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は正弦波の交流電源を入力
とし、直流電圧を出力すると共に入力電流波形を正弦波
に近い波形になるようにして入力電流の高調波成分を減
らし、入力の力率を１に近い値とする高力率形スイッチ
ング電源いわゆるアクティブフィルタの制御方式に関す
るものである。
とし、直流電圧を出力すると共に入力電流波形を正弦波
に近い波形になるようにして入力電流の高調波成分を減
らし、入力の力率を１に近い値とする高力率形スイッチ
ング電源いわゆるアクティブフィルタの制御方式に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】このようなスイッチング電源の一例とし
ては、例えば特願平３−１７４２９４に於いて図１に示
すような回路が提案されている。図１において、交流電
源Ｅ1に接続された全波整流器Ｄ1の出力にトランスＴ1
の一次巻線とオン、オフ動作を行うスイッチ素子Ｑ1を
直列に接続し、該トランスＴ1の二次巻線の両端にダイ
オ−ドＤ2とコンデンサＣ2を直列に接続し、コンデンサ
Ｃ2の両端には、電気的負荷Ｌを接続して直流電圧を供
給する。出力アンプ回路ＡＭＰは、コンデンサＣ2の両
端の直流電圧を検出し、その出力は制御回路ＣＯＮＴに
接続され、該制御回路ＣＯＮＴの出力信号によってスイ
ッチング素子Ｑ1を駆動する。 （２）
ては、例えば特願平３−１７４２９４に於いて図１に示
すような回路が提案されている。図１において、交流電
源Ｅ1に接続された全波整流器Ｄ1の出力にトランスＴ1
の一次巻線とオン、オフ動作を行うスイッチ素子Ｑ1を
直列に接続し、該トランスＴ1の二次巻線の両端にダイ
オ−ドＤ2とコンデンサＣ2を直列に接続し、コンデンサ
Ｃ2の両端には、電気的負荷Ｌを接続して直流電圧を供
給する。出力アンプ回路ＡＭＰは、コンデンサＣ2の両
端の直流電圧を検出し、その出力は制御回路ＣＯＮＴに
接続され、該制御回路ＣＯＮＴの出力信号によってスイ
ッチング素子Ｑ1を駆動する。 （２）
【０００３】図１に示す従来の高力率形スイッチング電
源回路では、出力での交流入力整流リップル電圧を数＋
ｍＶまで減少させるには非常に大きな容量のコンデンサ
Ｃ2を出力段に附加しなければならない。また、出力コ
ンデンサの容量を減らし、数Ｖの交流入力整流リップル
電圧をもったままの出力電圧を検出し制御ル−プに送る
場合、図３のＩin2の様に入力電流波形が歪みを生ず
る。この為交流入力周波数に応答しないよう誤差増巾器
のゲインを下げ応答を遅らせて入力電流波形を図３のＩ
in1の様に正弦波に近づけていた。しかし、この方法で
は入力又は負荷変動時に出力電圧は図２の点線のように
オ−バ−シュ−ト、アンダ−シュ−トしてしまう。これ
を防止する為、オ−バ−シュ−ト、アンダ−シュ−ト時
だけ働く、応答の早い誤差増巾器Ｍ２、Ｍ３を出力アン
プ回路ＡＭＰに附加しなければならず、出力アンプ回路
が複雑になった。
源回路では、出力での交流入力整流リップル電圧を数＋
ｍＶまで減少させるには非常に大きな容量のコンデンサ
Ｃ2を出力段に附加しなければならない。また、出力コ
ンデンサの容量を減らし、数Ｖの交流入力整流リップル
電圧をもったままの出力電圧を検出し制御ル−プに送る
場合、図３のＩin2の様に入力電流波形が歪みを生ず
る。この為交流入力周波数に応答しないよう誤差増巾器
のゲインを下げ応答を遅らせて入力電流波形を図３のＩ
in1の様に正弦波に近づけていた。しかし、この方法で
は入力又は負荷変動時に出力電圧は図２の点線のように
オ−バ−シュ−ト、アンダ−シュ−トしてしまう。これ
を防止する為、オ−バ−シュ−ト、アンダ−シュ−ト時
だけ働く、応答の早い誤差増巾器Ｍ２、Ｍ３を出力アン
プ回路ＡＭＰに附加しなければならず、出力アンプ回路
が複雑になった。
【０００４】すなわち出力アンプ回路ＡＭＰは第一の誤
差増巾器Ｍ1、第二の誤差増巾器Ｍ2、第三の誤差増巾器
Ｍ3で構成されている。Ｖ2は第二の基準電圧源、Ｖ3は
第三の基準電圧源で第二の基準電圧源の電圧Ｖ2は第一
の基準電圧源の電圧Ｖ1よりやや低い、第三の基準電圧
源の電圧Ｖ3はＶ1よりやや高い。それぞれの誤差増幅器
の出力と負側の入力に接続された抵抗とコンデンサの直
列回路はそれぞれの誤差増幅器の周波数特性を設定する
ためのものである。
差増巾器Ｍ1、第二の誤差増巾器Ｍ2、第三の誤差増巾器
Ｍ3で構成されている。Ｖ2は第二の基準電圧源、Ｖ3は
第三の基準電圧源で第二の基準電圧源の電圧Ｖ2は第一
の基準電圧源の電圧Ｖ1よりやや低い、第三の基準電圧
源の電圧Ｖ3はＶ1よりやや高い。それぞれの誤差増幅器
の出力と負側の入力に接続された抵抗とコンデンサの直
列回路はそれぞれの誤差増幅器の周波数特性を設定する
ためのものである。
【０００５】従来技術について、その動作を図２、図３
を用いてさらにくわしく説明する。スイッチング電源に
おいて、入出力の急変、例えば負荷電流が数ミリ秒の様
な短時間に増加したときに、第一の誤差増幅器Ｍ1は応
答が追いつかないので誤差増幅器Ｍ1の出力は緩やかに
上昇しこの結果出力電流の急激な増加をカバ−できずに
出力電圧は、図２の点線の様にオ−バ−シュ−ト、アン
ダ−シュ−トしてしまう。そこで第二の誤差増幅器Ｍ2
がオ−バ−シュ−ト電圧Ｖ2で動作すると第二の誤差増
幅器Ｍ2の動作により出力アンプ回路ＡＭＰの （３） 出力は速やかに上昇してＴｏｎも速やかに増加させて出
力電圧の低下が制限される。同様にして負荷電流が急変
したようなときには第三の誤差増幅器Ｍ3が動作して出
力電圧の上昇を抑える。
を用いてさらにくわしく説明する。スイッチング電源に
おいて、入出力の急変、例えば負荷電流が数ミリ秒の様
な短時間に増加したときに、第一の誤差増幅器Ｍ1は応
答が追いつかないので誤差増幅器Ｍ1の出力は緩やかに
上昇しこの結果出力電流の急激な増加をカバ−できずに
出力電圧は、図２の点線の様にオ−バ−シュ−ト、アン
ダ−シュ−トしてしまう。そこで第二の誤差増幅器Ｍ2
がオ−バ−シュ−ト電圧Ｖ2で動作すると第二の誤差増
幅器Ｍ2の動作により出力アンプ回路ＡＭＰの （３） 出力は速やかに上昇してＴｏｎも速やかに増加させて出
力電圧の低下が制限される。同様にして負荷電流が急変
したようなときには第三の誤差増幅器Ｍ3が動作して出
力電圧の上昇を抑える。
【０００６】第二の誤差増幅器Ｍ2は出力電圧が設定偏
差より低下したときに出力アンプ回路ＡＭＰの出力を高
くして出力電圧を上げるように働く。これ以外のときは
第二の誤差増幅器Ｍ2の出力のダイオ−ドにより安定化
動作に寄与しない。第三の誤差増幅器Ｍ3は出力電圧が設
定偏差より上昇したときに誤差増幅器回路の出力を低く
して出力電圧を下げるように働く。これ以外のときは第
三の誤差増幅器Ｍ3の出力のダイオ−ドにより安定化動
作に寄与しない。第二の誤差増幅器Ｍ2と第三の誤差増
幅器Ｍ3の動作する設定偏差はそれぞれ基準電圧Ｖ２と
Ｖ３で設定される。誤差増幅器入力側の抵抗があるため
に第二の誤差増幅器Ｍ2あるいは第三の誤差増幅器Ｍ3の
出力が第一の誤差増幅器Ｍ1の出力より優先される。
差より低下したときに出力アンプ回路ＡＭＰの出力を高
くして出力電圧を上げるように働く。これ以外のときは
第二の誤差増幅器Ｍ2の出力のダイオ−ドにより安定化
動作に寄与しない。第三の誤差増幅器Ｍ3は出力電圧が設
定偏差より上昇したときに誤差増幅器回路の出力を低く
して出力電圧を下げるように働く。これ以外のときは第
三の誤差増幅器Ｍ3の出力のダイオ−ドにより安定化動
作に寄与しない。第二の誤差増幅器Ｍ2と第三の誤差増
幅器Ｍ3の動作する設定偏差はそれぞれ基準電圧Ｖ２と
Ｖ３で設定される。誤差増幅器入力側の抵抗があるため
に第二の誤差増幅器Ｍ2あるいは第三の誤差増幅器Ｍ3の
出力が第一の誤差増幅器Ｍ1の出力より優先される。
【０００７】交流電源の周波数が５０Ｈzあるいは６０
Ｈzである場合には第一の誤差増幅器Ｍ1のロ−ルオフ周
波数は数ヘルツに設定し、第二の誤差増幅器Ｍ2と第三
の誤差増幅器Ｍ3のロ−ルオフ周波数はこれより高く例
えば数百ヘルツ以上に設定される。この様にして過渡時
の立ち上がり出力電圧波形は図２の実線の様になりオ−
バ−シュ−ト、アンダ−シュ−トが防止される。
Ｈzである場合には第一の誤差増幅器Ｍ1のロ−ルオフ周
波数は数ヘルツに設定し、第二の誤差増幅器Ｍ2と第三
の誤差増幅器Ｍ3のロ−ルオフ周波数はこれより高く例
えば数百ヘルツ以上に設定される。この様にして過渡時
の立ち上がり出力電圧波形は図２の実線の様になりオ−
バ−シュ−ト、アンダ−シュ−トが防止される。
【０００８】
【発明の目的】しかし以上述べた方法では定常状態の誤
差増巾器の他に、オ−バ−シュ−ト時に早い動作をする
誤差増巾器とアンダ−シュ−ト時に早い動作をする誤差
増巾器が必要となり出力アンプ回路が複雑となる等の欠
点があった。そこで高力率形スイッチング電源装置の交
流入力整流リップル電圧をリップルフィルタで減少さ
せ、周波数応答が早い制御回路を使っても入力電流波形 （４） が歪まないようにすることにより制御回路の簡素化を計
ることを目的とする。
差増巾器の他に、オ−バ−シュ−ト時に早い動作をする
誤差増巾器とアンダ−シュ−ト時に早い動作をする誤差
増巾器が必要となり出力アンプ回路が複雑となる等の欠
点があった。そこで高力率形スイッチング電源装置の交
流入力整流リップル電圧をリップルフィルタで減少さ
せ、周波数応答が早い制御回路を使っても入力電流波形 （４） が歪まないようにすることにより制御回路の簡素化を計
ることを目的とする。
【０００９】
【実施例】図４は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。図中同一符号は図１と同部品を表す。図１にないＦ
はリップルフィルタ、Ｍ4は応答の早い誤差増幅器であ
る。図５のＶｉｎは交流入力電圧波形である。入力電圧
は全波整流器Ｄ1により整流され、コンデンサＣ1の容量
が小さいため図５のＶc1の様な全波整流電圧波形がコン
デンサＣ1に現われる。その為出力コンデンサＣ2の電圧
は図５のＶc2の様なリップルをもった電圧波形となる。
このリップル電圧は交流入力、整流リップルフィルタに
より除去されコンデンサＣ3には、図５のＶc3の様な直
流電圧が現われる。このＶc3電圧を誤差増幅器Ｍ4で検
出するので、出力アンプ回路ＡＭＰの周波数応答を早く
しても、リップルの影響を受けず入力電流波形は図５の
Ｉin3の様に正弦波となる。したがって、従来技術の回
路の様にオ−バ−シュ−ト、アンダ−シュ−ト用の誤差
増巾器が不要となり、回路が簡素化出来る。
る。図中同一符号は図１と同部品を表す。図１にないＦ
はリップルフィルタ、Ｍ4は応答の早い誤差増幅器であ
る。図５のＶｉｎは交流入力電圧波形である。入力電圧
は全波整流器Ｄ1により整流され、コンデンサＣ1の容量
が小さいため図５のＶc1の様な全波整流電圧波形がコン
デンサＣ1に現われる。その為出力コンデンサＣ2の電圧
は図５のＶc2の様なリップルをもった電圧波形となる。
このリップル電圧は交流入力、整流リップルフィルタに
より除去されコンデンサＣ3には、図５のＶc3の様な直
流電圧が現われる。このＶc3電圧を誤差増幅器Ｍ4で検
出するので、出力アンプ回路ＡＭＰの周波数応答を早く
しても、リップルの影響を受けず入力電流波形は図５の
Ｉin3の様に正弦波となる。したがって、従来技術の回
路の様にオ−バ−シュ−ト、アンダ−シュ−ト用の誤差
増巾器が不要となり、回路が簡素化出来る。
【００１０】
【効果の説明】テレビ用の電源等、出力リップル電圧を
数十ｍＶ以下にする必要がある電気製品用の高力率形ス
イッチング電源装置において周波数応答を遅らせる必要
がなく、この為オ−バ−シュ−ト、アンダ−シュ−ト防
止の為の制御回路を不要とし、家電用に簡素化した電源
を提供出来る。
数十ｍＶ以下にする必要がある電気製品用の高力率形ス
イッチング電源装置において周波数応答を遅らせる必要
がなく、この為オ−バ−シュ−ト、アンダ−シュ−ト防
止の為の制御回路を不要とし、家電用に簡素化した電源
を提供出来る。
【図１】従来の力率改善スイッチング電源回路
【図２】従来回路に於ける、入力又は負荷急変時の立ち
上がり時出力電圧
上がり時出力電圧
【図３】 （５） 従来回路の入力電流波形
【図４】本発明の力率改善スイッチング電源回路
【図５】本発明回路の各部波形
ＣＯＮＴ 制御回路 ＡＭＰ 出力アップ回路 Ｃ1〜Ｃ3 コンデンサ Ｄ1 全波整流器 Ｄ2 ダイオ−ド Ｅ1 交流電源 Ｑ1 スイッチング素子 Ｍ1〜Ｍ4 誤差増巾器 Ｆ 交流入力整流リップルフィルタ Ｔ1 トランス Ｌ 負荷 Ｖ1 基準電圧 Ｖ2 オ−バ−シュ−ト時の基準電圧 Ｖ3 アンダ−シュ−ト時の基準電圧 Ｖin 入力電圧波形 Ｖc1 整流後のコンデンサＣ1の電圧波形 Ｖc2 出力コンデンサＣ3の電圧波形 Ｖc3 交流入力整流リップルフィルタの出力電
圧波形 Ｉin1 従来の制御方式で誤差増巾器の応答を遅
くした場合の入力電流波形 Ｉin2 従来の制御方式で誤差増巾器の応答を早
くした場合の入力電流波形 （６） Ｉin3 本発明の制御方式の場合の入力電流波形
圧波形 Ｉin1 従来の制御方式で誤差増巾器の応答を遅
くした場合の入力電流波形 Ｉin2 従来の制御方式で誤差増巾器の応答を早
くした場合の入力電流波形 （６） Ｉin3 本発明の制御方式の場合の入力電流波形
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源を入力とし出力に安定化された
直流電圧を供給すると共に入力電流を正弦波に近い波形
になるようにするスイッチング電源の制御方式におい
て、前記スイッチング電源の出力段に、交流入力電圧を
全波整流して発生するリップル電圧（交流入力整流リッ
プル電圧）を除去するリップルフィルタ回路を附加し、
該リップルフィルタ回路の出力電圧を検出し、基準電圧
との偏差を増巾する誤差増巾器により制御回路を制御す
るスイッチング電源の制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8915693A JPH06284715A (ja) | 1993-03-24 | 1993-03-24 | スイッチング電源の制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8915693A JPH06284715A (ja) | 1993-03-24 | 1993-03-24 | スイッチング電源の制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06284715A true JPH06284715A (ja) | 1994-10-07 |
Family
ID=13962985
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8915693A Pending JPH06284715A (ja) | 1993-03-24 | 1993-03-24 | スイッチング電源の制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06284715A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09233810A (ja) * | 1996-02-22 | 1997-09-05 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| JP2013181862A (ja) * | 2012-03-02 | 2013-09-12 | Nippon Koden Corp | 電圧監視回路 |
-
1993
- 1993-03-24 JP JP8915693A patent/JPH06284715A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09233810A (ja) * | 1996-02-22 | 1997-09-05 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| JP2013181862A (ja) * | 2012-03-02 | 2013-09-12 | Nippon Koden Corp | 電圧監視回路 |
| US8981675B2 (en) | 2012-03-02 | 2015-03-17 | Nihon Kohden Corporation | Voltage monitoring circuit |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6980783B2 (en) | Apparatus and method of controlling low frequency load currents drawn from a DC source in a telecommunications system | |
| KR100718828B1 (ko) | Ｌｌｃ 컨버터 및 ｌｌｃ 컨버터를 제어하기 위한 방법 | |
| US6295211B1 (en) | Switching power supply unit having delay circuit for reducing switching frequency | |
| US5216585A (en) | Switching power source device | |
| JP2006311689A (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| JP2001008452A (ja) | 電源装置 | |
| US4510564A (en) | Synchronously detected DC/DC converter for regulated power supply | |
| JPH06284715A (ja) | スイッチング電源の制御方式 | |
| Sebastián et al. | Average-current-mode control of two-input buck postregulators used in power-factor correctors | |
| JP3215127B2 (ja) | スイッチング電源の制御回路 | |
| JPS61244271A (ja) | スイツチングレギユレ−タ | |
| JPS63305754A (ja) | スイッチングレギュレ−タ回路 | |
| JPH066978A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2000125548A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH08331849A (ja) | 整流回路 | |
| JP2728159B2 (ja) | 直流電源回路 | |
| JP2894954B2 (ja) | 多出力電源装置 | |
| JPS5930032B2 (ja) | 定電圧制御方式 | |
| JP2000224852A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2913800B2 (ja) | スイッチング電源装置の出力電圧可変方式 | |
| JPH0537290Y2 (ja) | ||
| JPS60213262A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ | |
| JP3081417B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| WO2003102710A1 (en) | Apparatus and method of controlling low frequency load currents drawn from a dc source in a telecommunications system | |
| JPH05219736A (ja) | スイッチング電源装置 |