JPH0621765A - ディジタル濾波方法及び差分直交位相変調のための方法と装置 - Google Patents

ディジタル濾波方法及び差分直交位相変調のための方法と装置

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JPH0621765A
JPH0621765A JP3149874A JP14987491A JPH0621765A JP H0621765 A JPH0621765 A JP H0621765A JP 3149874 A JP3149874 A JP 3149874A JP 14987491 A JP14987491 A JP 14987491A JP H0621765 A JPH0621765 A JP H0621765A
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Abstract

(57)【要約】 【目的】ディタル・フィルタのＲＯＭ容量を削減する。
発明されたフィルタにより差分直交位相変調システムを
構成する。 【構成】フィルタ出力を信号成分の和とみなし、各信号
成分毎に濾波して和をとるようにし、各成分信号のフィ
ルタのＲＯＭ容量を激減させ全体のＲＯＭ容量を減少さ
せた。そのようなフィルタを図のような差分直交位相変
調システムに効果的に応用した。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は一般にＲＯＭ準拠ディジ
タル・フィルタに関し、特にＲＯＭ容量が従来の設計よ
りも大幅に縮減されたＲＯＭ準拠のディジタル・フィル
タを使用したベースバンド変調装置に関する。
【０００２】
【従来技術と問題点】ＲＯＭ準拠のディジタル・フィル
タは従来から公知である。簡単に概観すると、このよう
なフィルタにおけるＲＯＭはＮ以上の入力信号標本の任
意の組合せに対応するフィルタ出力信号を探索できる探
索テーブルの機能を果たす。記憶された各出力信号は過
去のＮ入力信号標本の一つの可能な組み合わせと所望の
フィルタ・インパルス応答の各係数との離散的な畳み込
みである。過去のＮ入力信号標本に対応するデータでＲ
ＯＭをアドレス指定することによって、それに対応する
所望の出力信号を得ることができる。
【０００３】ＲＯＭ準拠のディジタル・フィルタの用途
はある種の直交位相変調システムである。このようなシ
ステムは一般に各々２ビットのデータ符号（シンボル）
で表される複合データを利用することによって４つの直
交位相状態を表すことができる。各状態は更にその実数
と虚数成分（Ｉ及びＱ）の大きさによって表すことがで
きる。位相変調システムにおいては精密変調が必要であ
るため、ディジタル・フィルタを使用することが有利で
ある。
【０００４】直交位相変調システムには幾つかの種類が
ある。その一つである従来型の“直交位相変調（Ｑｕａ
ｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎ
ｇ）”（ＱＰＳＫ）システムでは、各データ記号がＩ−
Ｑ線上の固定位相点と対応する。符号（０，０）は０°
の位相状態に対応し、符号（１，０）は９０°の位相状
態に対応する、等々である。ＱＰＳＫではＩ−Ｑ図表に
４つの潜在的位相状態がある。位相状態が（図４の実線
軸で示すように）軸の上に位置するＩ−Ｑ基準面では、
Ｉの大きさは４つの位相状態で３つの値、−１，０又は
１をとることができる。Ｑの大きさについても同様であ
る。座標軸が４５°回転されて、どの位相状態も（図４
の点線軸で示すように）軸上にない場合は、ＩとＱの大
きさは４つの位相状態で２つの値、．７０７又は−．７
０７に限定される。
【０００５】“差分直交位相変調”（ＤＱＰＳＫ）と呼
ばれる第２の種類の直交位相変調システムでは、データ
記号は固定位相状態を表さずに、信号の以前の位相状態
からの相回転の固定された増分を表す。例えば、符号
（０，０）は最近の位相状態からの０°の位相増分に対
応し、符号（０，１）は最近の位相状態からの９０°の
位相増分と対応する、等々である。ＱＳＰＫと同様にＤ
ＱＰＳＫで生じたＩとＱの大きさはＩ−Ｑ面の配向に応
じて最小の２つの値で表される。
【０００６】“π／４差分直交位相変調”（π／４ＤＱ
ＰＳＫ）と呼ばれる第３の種類の直交位相変調システム
では、出力信号の位相はＤＱＰＳＫの場合と同様に符号
データに従って前の信号位相から増分され、かつ、更に
各連続記号毎に４５°（π／４）だけ増分される。それ
によってある用途ではスペクトルの質が向上する。以下
の表は２つの変調様式での各々の可能な入力符号から生
ずる移相（Δφ）のリストである。
【０００７】 表．１ 符号 ＤＱＰＳＫ Δφ π／４ ＤＱＰＳＫ Δφ ００ ０° （０°＋４５°）＝４５° ０１ ９０° （９０°＋４５°）＝１３５° １０ ２７０° （２７０°＋４５°）＝３１５° １１ １８０° （１８０°＋４５°）＝２２５°
【０００８】π／４ＤＱＰＳＫ変調は任意のデータ順で
の使用例を参照することによって最も明解に理解され
る。以下の表から明らかであるように、π／４ＤＱＰＳ
Ｋの順序付けを解読する別の方法はオフセット位相で前
進されたＤＱＰＳＫの順序として解読する方法であり、
この場合は各連続符号中にオフセット位相は４５°（π
／４ラジアン）だけ前進する。この例では最初の位相は
４５°である。
【０００９】 データ ：００ ０１ １０ １１ ０１ ０１ １０ １１ ＤＱＰＳＫ 位相 ：４５°１３５° ４５°２２５°３１５°３１５°２２５°４５° オフセット 位相 ：４５° ９０°１３５°１８０°２２５°２７０°３１５° ０° π／４ ＤＱＰＳＫ： ９０°２２５°１８０° ４５°１８０°２２５°１８０°４５°
【００１０】π／４ＤＱＰＳＫでは、８つの潜在的位相
状態があることが理解されよう。交番する位相状態が
（図２の実線軸で示すように）軸の上にあるＩ−Ｑ基準
面では、Ｉの大きさは８つの位相状態で５つの値の一つ
であることができる。Ｑの大きさも同様である。座標軸
が２２．５°回転されて、（図２の点線軸で示すよう
に）どの位相状態も軸上にはない場合は、Ｉ及びＱの大
きさは８つの位相状態で４つの値に限定される。
【００１１】図３Ａは従来のＲＯＭ準拠の濾波方法を利
用したπ／４ ＤＱＰＳＫ変調システム１０を示してい
る。図示したシステムでは、各記号毎の一対のビットが
直列／並列変換器１２によって入力直列データ流ａk か
ら分割される。各ビット対の第１のビットは出力線Ａk
に提供される。各ビット対の第２のビットは出力線Ｂk
に提供される。各ビット対の第２のビットは出力線Ｂｋ
に供給される。すなわち、 Ａk ＝ａ2k Ｂk ＝ａ2k+1 ここにk ＝０，１，２… これらの２つの２進データ流は差分エンコーダ１４に供
給される。差分エンコーダ１４はＡk 及びＢk 入力を現
在の位相状態（すなわち現在のデータ符号に従って以前
の位相状態から増分された状態）へと変換すために必要
な相回転を行い、かつ２つの２進データ流Ｘk およびＹ
k を作成する。この機能は以下の関数を作成するブール
論理によって達成される。
【００１２】
【数１】
【００１３】
【数２】
【００１４】差分エンコーダからのＸk 及びＹk ２進デ
ータは“ユニット・サークルへの転送”と表記されたブ
ロック１６によってＩ及びＱの数値（ここではＩk 及び
Ｑkと称する）へと変換される。Ｉk 及びＱk の値はＲ
ＯＭ準拠のディジタル・ベースバンド・フィルタ１８，
２０によって濾波される。これまでの説明はＸk-1 及び
Ｙk-1 の初期値が１である次の例によって一層明らかに
なろう。
【００１５】
【表１】
【００１６】図３Ａの“ユニット・サークルへの転送”
ブロック１６は性質上概念的である。この機能は実際に
はＲＯＭ準拠フィルタ１８，２０に記憶されたデータに
よって実現される。回路のこの部分の実際の実現は図３
Ｂに図示されている。フィルタＲＯＭ１８，２０は差分
エンコーダからのＸk 及びＹk ２進データ流を緩衝する
シフトレジスタ２２，２４によってアドレス指定され
る。このようにして生成されたＮビット語（ここではＮ
＝８）はＮ以上の符号標本に対応する所望の濾波された
Ｉ及びＱ信号が記憶されているＲＯＭ内の記憶域をアド
レス指定する。（シフトレジスタ２２，２４の各々から
のＮ−ビット・アドレス語に加えて、各ＲＯＭ用のアド
レス線は個別の入力標本間の２M （１６）サブインタバ
ル状態の出力を可能にするＭ−ビット・サブインタバル
・カウンタ（ここではＭ＝４）によっても励振される。
【００１７】この実現では各ＲＯＭが２Ｎ＋Ｍのアドレ
ス・ビットによって励振され、２2 N+M 語のアドレス・
スペースが必要であることが理解されよう。この数字は
用途によっては取扱い困難な程大きくなる。例えば図示
したシステム１０の場合は、ＲＯＭ２６，２８の各々は
各チャネル毎に２20のアドレス・スペースを有していな
ければならない。現在人手できる１６アドレス・ビット
ＲＯＭでは、各チャネル毎に１６のＲＯＭが必要とさ
れ、図示したシステムの場合は全部で３２のＲＯＭが必
要である。
【００１８】
【発明の目的】従って本発明の目的は、ＲＯＭ容量の少
ないディジタル・フィルタを構成する方法を与えるとと
もに、それを用いるベースバンド変調システムを提供す
ることにある。
【００１９】
【発明の概要】本発明に従って、このような記憶装置の
必要性は所望の濾波された出力信号の各々を２つ又はそ
れ以上の成分項の合計であると定義することによって縮
減される。これらの項の各々は従来の実現形態で必要な
ビット数（すなわち２Ｎ＋Ｍ）よりも大幅に少ないビッ
ト数で一意的に定義され、従ってより小型の記憶装置に
記憶され、かつ探索できる。これらの小型の記憶装置か
らの出力は次に所望の出力信号を生成するために合計さ
れることができる。 本発明のπ／４ ＤＱＰＳＫ変調
器への図示した応用例では、所望の出力信号への成分項
の分解はこの変調に特有の対称性の発見によって達成さ
れる。このような対称性によってＩ及びＱ出力の双方を
“正弦”項と“余弦”項との関数として定義することが
できる。Ｉ出力は正弦項と余弦項との差である。Ｑ出力
はそれらの和である。
【００２０】濾波の観点からはＩ及びＱの大きさを最小
の状態数の位相変調システムで表せることが望ましい。
π／４ ＤＱＰＳＫが通常のＤＱＰＳＫによって表すこ
とができるとすると、Ｉ及びＱの大きさはその他の場合
に必要である４つの値ではなく２つの値だけに限定する
ことができよう。その結果濾波のタスクが大幅に簡略化
されよう。以下の記述ではこの簡略化を如何に実現する
かを説明する。先ず図１Ａを参照すると、本発明の１実
施例に基づくベースバンド変調システム３０はその初期
段階、すなわち直列／並列変換手段差分エンコーダと、
“ユニットサークルへの転送”段１２，１４及び１６の
それぞれでは図３Ａのシステムと同一である。（この場
合も後者の段の機能性はフィルタＲＯＭに記憶されたデ
ータの一部として実現される。）この時点までは、変調
はＤＱＰＳＫと極めて類似している。すなわち４つの可
能状態だけを有している。
【００２１】図１Ａの相回転ブロック３２は後述するよ
うにπ／４ＤＱＰＳＫへの変換を行う。このブロックの
機能も又、フィルタＲＯＭに記憶されたデータの一部と
して実現される。フィルタ３４及び３６は入力データで
所望の平方根ナイキスト・フィルタリング動作を行い、
所望のフィルタリングされ、相回転されたＩ及びＱを作
成する。
【００２２】フィルタ３４，３６からのディジタル出力
信号はＲＦ搬送波信号の変調に適するアナログ信号を生
成するため、極めて直線性の良いディジタル／アナログ
変換器３８，４０に供給される。ブロック３２−３６は
性質上概念的であり、図１Ａには説明上の便宜のためだ
けに記載してある。実際の実施に際しては、これらのブ
ロックの機能は図１Ｂに示した回路、すなわちシフトレ
ジスタ４４，４６，“余弦”ＲＯＭ４８，５０，“正
弦”ＲＯＭ５２，５４及び加算器５６，５８によって実
行される。π／４ＤＱＰＳＫをＤＱＰＳＫとして表すこ
とができる座標交換はＲＯＭ４８−５４に記憶されたデ
ータの一部として実施される。このデータの誘導は以下
に説明する。
【００２３】数学的にはＤＱＰＳＫ信号の直交成分（Ｃ
k ，Ｄk ）の対応するπ／４ ＤＱＰＳＫ信号の対応部
分への変換（図１Ａの概念ブロック３２によって実行さ
れる）は以下の２つの方程式によって表すことができる
座標変換である。 Ｉk ＝Ｃk cos （Ｋπ／４）−Ｄk sin （Ｋπ／４） （３） Ｑk ＝Ｃk sin （Ｋπ／４）＋Ｄk cos （Ｋπ／４） （４） ここに、Ｃk はＤＱＰＳＫ変調のＫ番目の符号のＩ成
分；Ｄk はＤＱＰＳＫ変調のＫ番目の符号のＱ成分；Ｉ
k は対応するπ／４ ＤＱＰＳＫ変調のＫ番目の符号の
Ｉ成分；Ｑk は対応するπ／４ ＤＱＰＳＫ変調のＫ番
目の符号のＱ成分である。
【００２４】これらの方程式は符号毎のＤＱＰＳＫから
のπ／４ラジアンの回転を反映したものである。（Ｋπ
／４は８つの符号毎に反復し、変換のモジューロ８の性
質を示すことに留意されたい。）この情報を背景にし
て、この段階でＲＯＭ４８−５４の内容を考察すること
ができる。所望の出力データを生成するため、入力デー
タには所望のフィルタのインパルス応答が重畳されなけ
ればならない。このプロセスの標準方程式は次の通りで
ある。 Ｙ（ｎ）＝Σk X （ｋ）×ｈ（ｎ−ｋ） （５） ここにＸ（ｋ）は離散型データ入力流（ストリーム）で
あり、ｈ（ｎ−ｋ）は所望のフィルタのインパルス応答
であり、Ｙ（ｎ）は時間ｎにおける出力である。
【００２５】説明しているπ／４ ＤＱＰＳＫ変調様式
は状態毎の相転移を平滑にするためナイキスト型の帯域
フィルタを使用している。このようなフィルタは更に符
号間干渉（ＩＳＩ）を良好に抑止する。ＩＳＩはデータ
が受領される時間に隣接する符号が相互干渉する干渉作
用である。それによってデータ検出が一層困難になる。
ＩＳＩなしで毎秒にＩ／Ｔ符号を検出するのに必要とさ
れた理論上最小のシステム帯域は１／２Ｔヘルツである
と言うことができる。この場合、周波数分域での方形の
フィルタ形状が必要である。勿論、完全に方形のフィル
タを近似するのは困難なのである程度の妥協は必要であ
る。
【００２６】本実施例では、フィルタ実現の複雑さを軽
減するため帯域幅が拡大される。フィルタの修正はフィ
ルタ・ロールオフ係数と呼ばれる術語で定義される。
Ｗ。が理論上の最小帯域幅１／２Ｔを表し、Ｗがフィル
タの実際の帯域幅を表すものとすると、ロールオフ係数
αは次のように定義される。 α＝（Ｗ−ＷO ）／ＷO （６） ロールオフ係数は余剰帯域幅をフィルターの−６ｄＢ帯
域幅で除して表す。図５はαの幾つかの値におけるナイ
キスト・フィルタの周波数応答を図示したものである。
選択されたαの値に関わりなく理論上の最小帯域幅のポ
イントで振幅応答が−６ｄｂだけ低下している態様に留
意されたい。図６はαが０．３５であるナイキスト・フ
ィルタのインパルス応答を示している。この応答を吟味
することによって、インパルス応答が複数の符号インタ
バルＴでゼロと交叉することが分かる。このフィルタを
使用することによってＩＳＩが減縮される。
【００２７】ナイキスト・フィルタのこのような背景を
念頭に置きつつ、次に好ましい実施例で使用される平方
根ナイキスト・フィルタを吟味する。最適な信号対ノイ
ズ比を達成するため、整合フィルタ状態が利用される。
すなわち、変調器と復調器の双方で同様のフィルタが使
用される。このことを達成するため、ナイキスト・フィ
ルタの周波数応答はこの関数の平方根をとることによっ
て修正される。それによって平方根ナイキスト・フィル
タが作成される。このフィルタのαは元のナイキスト・
フィルタのものと同一である。図７はαを０．３５とし
た平方根ナイキスト・フィルタのインパルス応答を示し
ている。図８のナイキスト・フィルタとは異なり、平方
根フィルタのインパルス応答は複数の記号インタバルで
ゼロ値を持たないことに留意されたい。（図８はナイキ
ストと平方根ナイキストのインパルス応答を比較したも
のである。）平方根ナイキストのインパルス応答では複
数の符号インタバルでのゼロがないことは、このフィル
タ特性にはＩＳＩがあることを示している。ＩＳＩの問
題は復調器が別の平方根ナイキスト・フィルタを有する
ことによって整合される。変調されたデータが復調器フ
ィルタで濾波されると、受領されたデータにはＩＳＩは
ない。これは米国のセルラ（Ｃｅｌｌｕｌａｒ）通信シ
ステムに採用されているフィルタ構成である。
【００２８】以下の説明では、ｇ（ ）は平方根ナイキ
スト・フィルタのインパルス応答（図７）、すなわちπ
／４ ＤＱＰＳＫフィルタのインパルス応答を表してい
る。便宜上、インパルス応答は時間的に０からフィルタ
長までシフトされたことに留意されたい。この措置によ
って以下の説明でフィルタのインパルス応答の負の時間
表現が回避される。
【００２９】前述の前提の下に、次の表現が得られる。 Ｉ（ｔ）＝Σk Ｉk ×ｇ（ｔ− kＴ） （７） Ｑ（ｔ）＝Σk Ｑk ×ｇ（ｔ− kＴ） （８） ここにＴは符号インタバルであり、ｋはＩk 又はＱk の
k 番目の要素を示す添字である。ＤＱＰＳＫからπ／４
ＤＱＰＳＫへの座標変換のために上記方程式を置換す
ると、 I(t)＝Σk *cos(kπ/4)*g(t-kT) - Σk *sin(kπ/4)*g(t-kT) （９） Q(t)＝Σk *sin(kπ/4)*g(t-kT) - Σk *con(kπ/4)*g(t-kT) （１０） （Ｉ（ｔ）の最初の加算は“余弦”項と呼ばれ、第２項
は“正弦”項と呼ばれる。同様にして、Ｑ（ｔ）の最初
の加算は“正弦”項と呼ばれ、第２項は“余弦”項と呼
ばれる。） * は乗算記号である。第１の項Ｉ（ｔ）を
検討すると、次になる。
【数２】
【００３０】ここにＬは符号に於けるフィルタのインパ
ルス応答の長さである。加算の上記の限定をインパルス
応答と呼ぶと、ｇ（ｔ−ＫＴ）がｇ（Ｌ−１）Ｔからｇ
（０）までに限定されることが分かる。これらの限定は
０からＬまでに規定されたインパルス応答を有する図７
と一致する。図９に示すようにｔ＝ｔ1 ＋ｎＴ（ここに
０＜ｔ1 ＜Ｔ）である場合は、ｔの精度は計算された所
望のサブインタバル数によって定められることが分か
る。説明している実施例では符号毎に１６のサブインタ
バルがある。サブインタバルのポイントを計算する利点
は符号インタバル間の相転移が平滑になり、スペクトル
・エネルギが制御されることである。１６のサブインタ
バルがあることによって位相状態間の転移が確実に平滑
になる。ｔ1 の前述の定義によって、Ｉ（ｔ）の第１項
を次のように表すことができる。
【００３１】
【数３】
【００３２】この場合も同様に、ｇ（ｔ1 ＋（ｎ−ｋ）
＊Ｔをｋの前記の制限のもとに評価すると、ｇ（Ｔ1 ＋
（Ｌ−１）Ｔ）及びｇ（ｔ1 ）の制限が得られる。これ
らの制限は依然として図７のインパルス応答の定義と一
致する。数式は変数を次のように変更することによって
更に簡略化することができる。ｍ＝ｋ＋ｎとする。すな
わち、ｋ＝ｎ−ｍとする。この場合は、制限ｋ＝ｎ−Ｌ
＋１はｍ＝Ｌ−１となり、制限ｋ＝ｎはｍ＝０となる。
ここで加算への制限はインパルス応答の長さへの制限と
同条件になる。Ｉ（ｔ）の第１項は次のように表すこと
ができる。
【００３３】
【数４】
【００３４】この方程式からＩ1 （ｔ1 ）を計算するの
に必要な情報は明らかである。 （１）ｔ1 はｔ＝ｎＴで出現する最新のデータ符号から
の時間である。１６のサブインタバルが用いられる場合
は、探索用ＲＯＭアドレス用にｔ1 を表すために４ビッ
トが必要である。 （２）Ｃn は最新の入力ビットである。Ｃn-L+1 は最も
遠い過去の入力ビットである。計算に用いられるＣn-m
にはＬ個の値がある。 （３）ｎは入力ビット・カウンタである。ｃｏｓ〔（ｎ
−ｍ）π／４〕は８つの周期を有しているので、入力ビ
ットはモジュロ８とカウントすることができる。このこ
とはＲＯＭアドレスのこの部分には３つのアドレス・ビ
ツトが必要であることを示唆している。 ここでＲＯＭ探索テーブルに必要なアドレス・ビット数
を決定することができる。本実施例では１６のサブイン
タバル（４ビットが必要）と、入力ビット・カウンタ用
のモジュロ８（３ビット）と、フィルタ長８ビットがあ
る。従って、ＲＯＭ探索テーブルから結果Ｉ1 （ｔ）を
アドレス指定するには全部で８＋４＋３＋＝１５ビット
が必要である。これは従来のアプローチで２０のアドレ
ス・ビットが必要であったことと対照的である。前述の
情報から、探索ＲＯＭ用の最終設計方程式を定めること
ができる。
【００３５】
【数５】
【００３６】図１Ｂでは、余弦ＲＯＭは余弦加算項、す
なわちＩ方程式でリストされた第１項と、Ｑ方程式でリ
ストされた第２項とを含んでいる。これらの方程式の２
つの部分間の唯一の相違は入力データ（すなわちＣk と
Ｄk ）であることに留意されたい。ＲＯＭが入力データ
・ビットの全ての組合せ用に全ての出力値を含むように
構成されると、一つのＲＯＭをＩとＱの両方の方程式に
利用することができる。正弦ＲＯＭにも同じ論理が当て
はまる。図４Ｂに示した加算と減算は前記のＩ及びＱ方
程式と対応する。正弦／余弦ＲＯＭアドレスの４つの最
下位ビットは符号毎の１６のサブインタバルを表す。次
の３ビットはモジュロ８ビット・カウンタをアドレス指
定するために使用される。これらの７ビットは４つのＲ
ＯＭの全てに共通である。シフトレジスタ４４からの緩
衝されたＸk ２進データ流によって正弦ＲＯＭ４８及び
余弦ＲＯＭ５４用の最上位の８つのアドレス・ビットが
提供される。シフトレジスタ４６からの緩衝されたＹk
２進データ流によって正弦ＲＯＭ５２及び余弦ＲＯＭ５
０用の最上位の８つのアドレス・ビットが提供される。
次にＱ出力が加算器５６によるＲＯＭ５０と５４の出力
の直截な加算によって形成される。Ｉ出力は加算器５８
によるＲＯＭ４８の出力からのＲＯＭ５２の出力の減算
によって形成される。これらの加算と減算の結果、ディ
ジタル／アナログ変換器３８，４０に供給される２つの
並列データ流が生じ、それによって所望の出力信号が得
られる。
【００３７】
【発明の効果】以上詳述したように、本発明の実施によ
り所望の特性のデジタル・フィルタを実現するのに、Ｒ
ＯＭの容量を少くすることができる。フィルタの濾波出
力を複数の信号成分の和と考えて、各々の成分に対する
濾波を行って加算することによりを所要ＲＯＭの容量が
削減される。そして、そのようなフィルタを差分直交位
相変調に好適に応用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１Ａ】本発明の一実施例のπ／４ＤＱＰＳＫ変調装
置を説明するための構成図である。
【図１Ｂ】本発明の一実施例のπ／４ＤＱＰＳＫ変調装
置を説明するための構成図である。
【図２】π／４ＤＱＰＳＫ変調の位相状態のＩ−Ｑ図表
である。
【図３Ａ】従来のＲＯＭアドレス指定技術を利用した直
交位相変調システムの構成図である。
【図３Ｂ】従来のＲＯＭアドレス指定技術を利用した直
交位相変調システムの構成図である。
【図４】ＱＰＳＫ及びＤＱＰＳＫ変調の位相状態のＩ−
Ｑ図表である。
【図５】αの幾つかの値についてのナイキスト・フィル
タの周波数応答のグラフである。
【図６】αの値が０．３５の場合のナイキスト・フィル
タのインパルス応答のグラフである。
【図７】本発明の実施例で使用された平方根ナイキスト
・フィルタのインパルス応答のグラフである。
【図８】ナイキスト・フィルタと平方根ナイキスト・フ
ィルタのインパルス応答を比較したグラフである。
【図９】本発明を説明したタイミングの名称の一部を示
したグラフである。
【符号の説明】
１２：直列／並列変換器 １４：差分エンコーダ １６：ユニットサークルへの転送手段 ３２：位相回転ブロック ３４，３６：フィルタ ３８，４０：ディジタル・アナログ変換器

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】Ｍビット入力信号の過去のＮサンプルによ
    り所望の濾波特性をもつフィルタで濾波された該入力信
    号に対応する所望の出力を格納する第１のメモリ（１
    ８）をアドレスするディジタル濾波の方法であって、後
    記（イ）及至（ホ）のステップを含むことを特徴とする
    ディジタル濾波方法。 （イ）信号成分の和として前記所望の出力を定義するス
    テップ。 （ロ）印加アドレス・ビットの関数として前記信号成分
    の各々が検索出力できる複数の第２のメモリ（４８，５
    ２）を備えるステップ。 （ハ）前記Ｍビット入力信号の過去のＮサンプルから前
    記第２のメモリの各々へのアドレス・ビットを生成する
    ステップ。 （ニ）前記アドレス・ビットを前記第２のメモリへ印加
    するステップ。 （ホ）前記第２のメモリの各々の出力を合成して前記所
    望の出力を得るステップ。
  2. 【請求項２】後記（イ）及至（ホ）のステップから成る
    π／４ＤＱＰＳＫ変調方法において、後記（ヘ）及至
    （ヲ）から成る特徴を有する差分直交位相変調のための
    方法。 （イ）２ビット符号から成る入力データ列を与えるステ
    ップ。 （ロ）前記入力データ列を処理して第１，第２のディジ
    タル・データ流を得るステップ。 （ハ）前記第１，第２のディジタル・データ流を差分符
    号化するステップ。 （ニ）前記差分符号化された第１，第２のディジタル・
    データ流を緩衝して２つのＮビット語Ｎ1 ，Ｎ2 を出力
    するステップ。 （ホ）前記２つのＮビット語を、Ｍビットのサブインタ
    ーバルカウンタのサイクリングと組み合わせて、濾波さ
    れたＩ出力データとＱ出力データとを得るため検索テー
    ブル準拠フィルタ（１８，２０）をアドレスするために
    使用するステップ。 （ヘ）前記フィルタの前記検索テーブルはＮ＋Ｎ＋Ｍビ
    ットより少いアドレスビットで後記（ト）及至（チ）の
    ステップによりアドレスされる。 （ト）前記Ｉ出力データと前記Ｑ出力データのそれぞれ
    をそれぞれ正弦項と余弦項の和と差で定義するステッ
    プ。 （チ）アドレスとして印加された第１の入力データに応
    じて前記正弦項の検索テーブルとして働く第１のメモリ
    （５２）を用意するステップ。 前記第１の入力データは、Ｎビット語Ｎ1 、，Ｍビット
    のサブインターバル・カウンタとＰビットのモジュロ・
    カウンタとから成り、ＰはＮより小さい。 （リ）アドレスとして印加された第２の入力データに応
    じて前記余弦波項の検索テーブルとして働く第２のメモ
    リ（４８）を用意するステップ。前記第２の入力データ
    は、Ｎビット語Ｎ1 ，前記Ｍビットのサブインターバル
    ・カウンタと前記Ｐビットのモジュロ・カウンタから成
    る。 （ヌ）アドレスとして印加された第３の入力データに応
    じて前記正弦項の検索テーブルとして働く第３のメモリ
    （５４）を用意するステップ。 前記第３の入力データは、Ｎビット語Ｎ2 ，Ｍビットの
    サブインターバル・カウンタとＰビットのモジュロ・カ
    ウンタとから成り、ＰはＮより小さい。 （ル）アドレスとして印加された第４の入力データに応
    じて前記余弦波項の検索テーブルとして働く第２のメモ
    リ（４８）を用意するステップ。 前記第２の入力データは、Ｎビット語Ｎ2 ，前記Ｍビッ
    トのサブインターバル・カウンタと前記Ｐビットのモジ
    ュロ・カウンタから成る。 （ヲ）前記第１及至第４のメモリの２つからの出力をそ
    れぞれ加算あるいは減算して濾波されたディジタルＩ出
    力及びＱ出力を得るステップ。
  3. 【請求項３】π／４ＤＱＰＳＫ変調において、検索テー
    ブル・メモリによって所望の変調信号の部分和を生成
    し、該所望の変調信号を得るため前記部分和を加算する
    という特徴を有する差分直交位相変調のための方法。
  4. 【請求項４】後記（イ）及至（ハ）より成り、後記
    （ニ）の特徴を有する差分直交位相変調のための装置。 （イ）入力符号データを受信するための入力手段（１
    ２）。 （ロ）前記入力手段に結合した入力を有し、出力データ
    ・ビットを与える出力を有する差分エンコーダ（１
    ４）。 （ハ）前記差分エンコーダの前記出力に接続されアドレ
    ス線を有する複数のメモリ（４８，５０）。 （ニ）前記複数のメモリ（４８，５０）の中の第１のメ
    モリ（４８）は前記データ・ビットの第１のサブセット
    を含むデータ語でアドレスされ、前記複数のメモリの第
    ２のメモリ（５０）は、前記第１のサブセットとは異な
    る前記データ・ビットの第２のサブセットを含むデータ
    語でアドレスされる。
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