JPH0616570B2 - 演算増幅器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、少なくとも第１増幅器段と、第１増幅器段に
より駆動される第２増幅器段と、第１増幅器段の出力端
子に結合される第１接続点と、第２増幅器段の出力端子
に結合される第２接続点とを具え、演算増幅器の高周波
特性を改善するための第１容量性信号路を第１接続点と
第２接続点との間に設け、第１接続点から第２接続点ま
でのゲインを反転させず、第２増幅器段の出力端子のイ
ンピーダンスを第１接続点におけるインピーダンスに対
して高くした演算増幅器に関するものである。

このような演算増幅器は、オランダ国特許出願第８００
２６６６号（特開昭５７−５４０４号）明細書により既
知である。この出願は、公開されており、本出願におい
て参考として採り入れている。この既知の演算増幅器
は、低インピーダンス出力の電圧増幅器（第１増幅器
段）を具えており、その後段には、相互コンダクタンス
増幅器（第２増幅器段）が接続されている。この相互コ
ンダクタンス増幅器を経て、高周波フイードフオワード
路（第１容量性信号路）が設けられている。このこと
は、帯域幅の損失を生ずることなく６dB／オクターブの
ロールオフを得るために、周波数補償を演算増幅器に対
して適用できるようにする。その理由は、この補償の結
果、演算増幅器の０dB帯域幅が、第１増幅器段の０dB帯
域幅と等しくなるからである。さらに、この既知の演算
増幅器は、次のような利点を有している。すなわち、前
記容量性信号路を経て、第２増幅器段の高インピーダン
ス出力が、高周波数に対して第１段の低インピーダンス
出力により負荷される結果、この演算増幅器の高周波ノ
イズが軽減される。

実際には、追加の増幅器段を、この既知の演算増幅器に
付加して、相互コンダクタンス増幅器（第２段）の出力
における信号電圧スイープ（sweep），を制限し（その
結果ひずみが減少する）、あるいは、ゲインを増大させ
ることが望ましいことがわかつている。

本発明の目的は、追加の増幅器段が設けられているが、
優れた周波数補償が保持される冒頭において説明した種
類の演算増幅器を提供することにある。本発明は、第２
増幅器段の出力端子を、第３接続点に結合した出力端子
を有する第３増幅器段の入力端子に接続し、第２容量性
信号路を、第２接続点と第３接続点との間に設け、第３
増幅器段を第２接続点と第３接続点との間で反転させ
て、第３増幅器段が第２容量性信号路と共にミラー効果
を表すようにしたことを特徴とするものである。

本発明は、以下のような認識に基づいている。すなわ
ち、１２dB／オクターブのロールオフに通じるゲインの
付加的なロールオフの結果、他の段の付加は一般的に周
波数補償を相殺するが、これは、ミラー積分器が第３段
として容量性フイードフオーワード相互コンダクタンス
増幅器の後に配置される場合には、冒頭において説明し
た種類の演算増幅器においては生じない。そして、既知
の増幅器の第２段と同じように、第２及び第３段は共に
６dB／オクターブのロールオフを表すことがわかつてい
る。６dB／オクターブのロールオフの部分の後では、第
２段及び第３段のゲイン特性は、２つの容量性信号路が
高周波信号インバータとして機能するので、共に周波数
独立性となる。これは、第２接続点が、第３増幅器段に
対し仮想アースとして働くからである。したがつて、既
知の演算増幅器と同じように、第１増幅器段のロールオ
フを、第３段と組合わされた第２段のロールオフと一致
させて、６dB／オクターブのロールオフを０dB点まで保
持させることができる。

２つの容量性信号路に関して、本発明は、さらに第２接
続点と第３接続点との間、及び第１接続点と第２接続点
との間に、ほぼ同じ大きさのキヤパシタンスを結合する
のが好適である。

以下、本発明を図面に基づいてさらに詳細に説明する。

第１図は、オランダ国特許出願第８００２６６６号（特
開昭５７−５４０４号）明細書によつて知られている周
波数補償増幅器を示す。この増幅器は、入力端子１と出
力端子５との間に第１増幅器段２を具えている。この増
幅器段２は、ゲインＡ＝ａ₁及び比較的低いインピーダ
ンスの出力端子１０を有する電圧増幅器であり、その後
段には相互コンダクタンスｇmおよび比較的高いインピ
ーダンスの出力端子１１を有する相互コンダクタンス増
幅器３が接続されている。この相互コンダクタンス増幅
器３は、抵抗値Ｒを有する抵抗７によつて終端され、キ
ヤパシタンスＣ₁を有するコンデンサ６により分路され
ている。抵抗７は、次段の等価入力抵抗とすることがで
きる。あるいは、コンデンサ６は、相互コンダクタンス
増幅器３の出力端子１１と、相互コンダクタンス増幅器
に接続された出力端子以外の増幅器２の低インピーダン
ス出力端子との間に設けることができる。相互コンダク
タンス増幅器３の後段には、電圧ホロワーまたはゲイン
Ａ＝１を有する出力段を接続することができる。

第１図に示した増幅器の周波数補償の効果を説明するた
めに、第２図に、第１増幅器段２のゲインと、コンデン
サ及び抵抗７を有する相互コンダクタンス増幅器３のゲ
インと、全体の増幅器のゲインとを、上部から下部まで
角周波数ωの関数として対数目盛上に表す３つの周波数
線図を示す。電圧増幅器２のゲインは： として表すことができ、ここに、ａ₁₀は低周波数でのゲ
インであり、τ₁は第１段２のゲインの周波数ロールオ
フの時定数である。第２図で示すように、この式は、こ
の第１段２のロールオフが、 で６dB／オクターブとなり、さらに、 で０dBのゲインに達することを示している。

第２段３のオープン−ループ・ゲインは、gmR、すなわ
ち、相互コンダクタンスと終端抵抗との積である。高周
波数では、コンデンサ６を流れる電流が、抵抗７に電圧
を発生し、さらに非常に高い周波数では、コンデンサ６
が短絡回路を形成する結果、ゲインが１となる。角周波
数の関数としてのゲインは： である。第２図に示すように、この式は、低周波数での
ゲインg_mRと、ω＝１／ＲＣ₁で開始する６dB／オクター
ブのロールオフと、ω＝g_m／Ｃ₁での一定ゲインへの変
化とを有する特性である。この特性のための条件は、相
互コンダクタンス増幅器３の時定数が、時定数Ｃ₁／g_m
よりも小さいことである。

０dBゲインの点まで延在し０dBゲインの点を越える総合
ゲインに対する定常６dB／オクターブのロールオフは、
第１増幅器段の周波数ロールオフを第２段の周波数ロー
ルオフに正確に一致させることにより、すなわち を成立させることによつて得ることができる。その結
果、 の総合ゲインを有する第２図図示の伝達特性が得られ
る。これは、低周波数に対するゲインa₁₀g_mRと、ω＝１
／RCでの区切点と、６dB／オクターブのロールオフと、 での０dBゲインとを有する特性である。この特性は、第
１段の周波数応答に悪影響を及ぼすことなく、すなわち
ゲインが１である点を通り過ぎて６dB／オクターブのロ
ールオフを保持しながら付加ゲイン（g_mR）を与える。
前記点では、角周波数ωは に等しい。さらに、この周波数補償は、次のような追加
の利点を有している。すなわち、ゲインＡ＝１である周
波数（１／τ₁）以上では、相互コンダクタンス増幅器
３の高インピーダンス出力端子におけるノイズを、コン
デンサ６を経て電圧増幅器２の低インピーダンス出力端
子１０へ短絡して、増幅器の出力端子５には発生しない
という利点である。多くの場合、付加ゲインを得るため
だけでなく、相互コンダクタンス増幅器の出力における
電圧動揺を制限してひずみを軽減するために第３増幅器
段を付加することが望ましい。その理由は、実際上相互
コンダクタンス増幅器が、その出力端子における同一の
電圧動揺に対して電圧増幅器よりも多くのひずみを一般
に発生するからである。このより高いひずみは、相互コ
ンダクタンス増幅器の出力端子が、一般に、比較的高い
電圧依存性漂遊コレクタ・キヤパシタンスによつて負荷
されるトランジスタのコレクタであるという理由により
発生する。前記ひずみは、このキヤパシタンスの電圧依
存性によつて引起こされる。

第３図は、本発明演算増幅器の回路を示す。本発明によ
れば、第１図で示した演算増幅器の相互コンダクタンス
増幅器段３の後段には、電圧ゲインＡ＝ａ₂の電圧増幅
器８が接続されている。この電圧増幅器は、キヤパシタ
ンスＣ₂を有するコンデンサ９を介してミラー積分器と
して動作する。

第３図の増幅器によつて達成される周波数補償を説明す
るために、第４図には、第１増幅器段２のゲインと、コ
ンデンサ６と９，抵抗７，第２増幅器段３及び第３増幅
器段８の組合せのゲインと、全体の増幅器のゲインとを
上部から下部まで角周波数ωの関数として対数目盛上に
示す。

第１増幅器段２のゲインは、 である。これは、低周波ゲインａ₁₀と、 での区切点と、６dB／オクターブのロールオフと、 での０dBのゲインとを有する周波数応答を与えている。

第２及び第３段は、互いに独立的には動作せず、１つの
増幅器とみなさなければならない。低周波数では、高イ
ンピーダンスの相互コンダクタンス増幅器の出力電流は
抵抗７のみを流れ、かつ、増幅器８は電圧増幅器として
働くので、第２及び第３段のゲインは、g_mR a₂₀に等し
い。この場合、ａ₂₀は、増幅器８の低周波ゲインであ
る。より高い周波数では、信号電流は、コンデンサ６及
びコンデンサ９を経て流れて作用する。区切点は、 にあることを計算することができる。この区切点から、
ゲインのロールオフは、６dB／オクターブである。これ
は、コンデンサ６が、ミラー効果によつてキヤパシタン
スが増大されるコンデンサ９と並列となつて、１つの時
定数を与えるからである。この時定数 τ＝｛Ｃ₁＋（１＋ａ₂₀）Ｃ₂｝Ｒ は、ｄ₂₀≫１≫及びa₂₀C₂≫Ｃ₁の場合にa₂₀C₂Ｒに等し
くなる。さらに高い周波数では、コンデンサ６及び９
は、非常に低いインピーダンスを有する。出力点１１
が、仮想アースを構成するならば（これは、増幅器８の
ロールオフがあまり大きくならない周波数における場合
である）、出力端子１０における出力電圧Ｖ₁₀はコンデ
ンサ６により信号電流ｊωC₁V₁₀に変換される。この信
号電流は、コンデンサ９を経て出力端子５の電圧Ｖ₅へ
変換される。この電圧は、 である。増幅器段３及び８とコンデンサ６及び９との組
合せは、周波数独立性ゲインＣ₁／Ｃ₂を有するインバー
タとして動作する。このようにして得られた周波数応答
は、第４図に示されており、次式で表すことができる。

これは、ミラー積分器の反転動作の結果生ずるマイナス
符号を無視すれば、g_mRa₂₀に等しい低周波数ゲインを有
し、 ω＝１／｛Ｃ₁＋（１＋ａ₂₀）Ｃ₂｝Ｒ から６dB／オクターブを有するロールオフを示し、ω＝
g_m／Ｃ₁で に等しいゲインに変化する特性である。後者の式は、ａ
₂₀≫１及びa₂₀C₂≫Ｃ₁の場合にＣ₁／Ｃ₂に等しくなる。

で始まるさらに高い周波数で、ミラー積分器効果は失わ
れる。これは、第３段８が０dBゲイン点に到達し、ゲイ
ンがさらにロールオフするからである。

このようにして得られた特性は、第２図において示した
第２の特性と同様の形状を有している。したがつて、第
３図に示す増幅器によつて（しかし、第３図では３つの
増幅器段を用いている）、 を選択して第４図における初めの２つの特性を互いに組
合せることによつて、第１図で示した増幅器を用いたの
と同様の周波数補償が得られる。その結果、第４図の最
下部に示す特性が得られる。

この特性は、ω＝１／｛Ｃ₁＋（１＋a₂₀）Ｃ₂｝Ｒ まではa₁₀a₂₀g_mRに等しい低周波ゲインを示し、ａ₂₀≫
１およびa₂₀C₂≫Ｃ₁の場合ω＝１／a₂₀C₂Rに等しくなる
上記のωからは６dB／オクターブのロールオフで変化
し、ω＝１／τ₁でゲインＣ₂／Ｃ₁に達する。この特性
は、次式で表すことができる。

これは、ａ₂₀≫１及びa₂₀C₂≫Ｃ₁の場合に、 に変形することができる。ω＝１／τ₁に対して、この
特性はゲインＣ₁／Ｃ₂及び６dB／オクターブのロールオ
フを有するが、付加ゲインａ₂₀を伴つている。

の場合に０dB点に達する。第３段８の０dB帯域幅 は、ω＝１／τ₂に対する区切点が総合特性の０dB点よ
りも大きな位置にあるという要件を充たすためには第１
段２の帯域幅ω＝１／τ₁よりも少なくともＣ₁／Ｃ₂大
きくなければならないことがわかる。実際には、第３段
８の帯域幅は、非常に大きくなることはできないので
（例えば、第１段の帯域幅よりも２倍大きくなることは
できない）、Ｃ₁／Ｃ₂は、ほとんど１に等しいことがわ
かる。第３段の帯域幅が不十分ならば、第１段の帯域幅
は減縮することができ、または比Ｃ₁／Ｃ₂が１よりも小
さくなるように選ぶことができる。

第５図は、第３図で示した増幅器の可能な回路を示す。
第１増幅器段２は、１対のFET入力トランジスタ１２及
び１３を具えており、それらゲート電極は入力端子１を
形成し、それらのソース電極を抵抗１４及び１５を経て
電源端子６０に接続し、それらのドレン電極を電源端子
５９に接続する。ソース電極を、抵抗１６及び１７を経
て作動対として配置されている２つのトランジスタ１８
及び１９のベース電極に接続し、それらのエミツタ電極
をエミツタ低下（degeneration）抵抗２０及び２１と電
流源２２とを経て電源端子６０に接続する。コレクタ
は、抵抗２３及び２４を経て電源端子５９に接続する。
抵抗２３及び２４を流れる信号は、エミツタフオロワ・
トランジスタ２５及び２６を経て、第１増幅器段２の作
動出力端子１０に伝達される。エミツタフオロワ・トラ
ンジスタ２９を、コンデンサ６の接続のための低インピ
ーダンス点４４を得るために、トランジスタ２５のエミ
ツタに接続する。

第２増幅器段３（相互コンダクタンス増幅器）は、電圧
−電流コンバータとして構成される２つのトランジスタ
３１及び３２を具え、それらのベース電極を出力端子１
０に接続し、それらのエミツタ電極を抵抗３３及び３４
を経て電流端子５９に接続する。トランジスタ３２のコ
レクタ電流を出力端子１１に直接接続し、トランジスタ
３１のコレクタ電極をトランジスタ３５、３６及び３７
と抵抗３８及び３９とを有する電流ミラーを経て出力端
子１１に接続する。この出力端子１１を、コンデンサ６
に接続するための端子４５に接続し、コンデンサ９に接
続するための端子４６に接続する。

第３増幅器段８は、エミツタをトランジスタ43のベース
に接続した第１トランジスタ４０を備えている。トラン
ジスタ４２は、そのコレクタ負荷として電流源４３を有
している。トランジスタ42のコレクタは、出力端子５に
接続し、またコンデンサ９に接続するため端子４７に接
続する。

コンデンサ６及び９は、増幅器段と一体にすることがで
き、あるいは増幅器段２，３及び８を有する集積回路の
ピンに接続された外部コンデンサとすることができる。

第１図で示した増幅器と同じように、第３図で示した増
幅器は、電圧フオロワ又はゲインＡ＝１を有する出力段
６１によつて拡張することができる。このために第５図
に示す実施例では、公開されたオランダ国特許出願第８
００３０５２号（特開昭５７−２１１１０号）明細書に
記述された出力段６１を使用している。この出力段は、
適切な高周波特性を有している。この出力段の代りに適
切な高周波特性を有する他の出力段を用いることもでき
る。

第５図に示した実施例では、コンデンサ９を（増幅器３
の）出力端子１１と増幅器８の出力端子５との間に、増
幅器８を介して接続する。あるいは、コンデンサ９を、
増幅器８と出力段６１とがミラー積分器として共に動作
するように、出力端子１１と５８との間に設けることも
できる。多くの場合、この変形例は、ひずみがより小さ
いという利点を有している。

この実施例においては、出力端子５と相互コンダクタン
ス増幅器の出力端子１１とは高インピーダンス出力端子
ではあるが、前記の電圧依存性キヤパシタンスの結果増
加するひずみの問題は大きく緩和される。これは、増幅
器８において、相互コンダクタンス増幅器におけるより
も低い出力インピーダンスレベルを選択することができ
るからである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、既知の演算増幅器を示す図、 第２図は、第１図で示した演算増幅器の動作を説明する
ための３つの周波数応答曲線を示す図、 第３図は、本発明演算増幅器の回路図、 第４図は、第３図で示した演算増幅器の動作を説明する
ための３つの周波数応答曲線を示す図、 第５図は、本発明演算増幅器の可能な構成を示す図であ
る。 １……入力端子、２，８……増幅器 ３……相互コンダクタンス増幅器 ４，61……出力段、５，10，11……出力端子 ６，９……コンデンサ、７，14，15，16，17……抵抗 12，13……FET入力トランジスタ 18，19……トランジスタ、20，21……エミツタ低下抵抗 22……電流源 25，26，29……エミツタフオロワ・トランジスタ 59，60……電源端子、61……出力段。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】少なくとも第１増幅器段と、第１増幅器段
   により駆動される第２増幅器段と、第１増幅器段の出力
   端子に結合される第１接続点と、第２増幅器段の出力端
   子に結合される第２接続点とを具え、演算増幅器の高周
   波特性を改善するための第１容量性信号路を第１接続点
   と第２接続点との間に設け、第１接続点から第２接続点
   までのゲインを反転させず、第２増幅器段の出力端子の
   インピーダンスを第１接続点におけるインピースダンス
   に対して高くした演算増幅器において、第２増幅器段の
   前記出力端子を、第３接続点に結合した出力端子を有す
   る第３増幅器段の入力端子に接続し、第２容量性信号路
   を第２接続点と第３接続点との間に設け、第３増幅器段
   を第２接続点と第３接続点との間で反転させて、第３増
   幅器段が第２容量性信号路と共にミラー効果を表すよう
   にしたことを特徴とする演算増幅器。
2. 【請求項２】特許請求の範囲第１項に記載の演算増幅器
   において、ほぼ同じ大きさのキャパシタンスを第２接続
   点と第３接続点との間、及び第１接続点と第２接続点と
   の間に結合したことを特徴とする演算増幅器。