JPH0614553A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】電流高調波や電流歪みの発生を防止するととも
に力率を改善する。 【構成】交流電源２１に全波整流回路２２を介して接続
されたコンデンサ２３、整流回路にトランス２４の第１
巻線２４ａを介して接続されたスイッチング素子２５と
ダイオード２６の並列回路を有する第１の半波スイッチ
回路２７、トランスの第２巻線２４ｂに接続されたスイ
ッチング素子２８とダイオード２９の並列回路を有する
第２の半波スイッチ回路３０、第２巻線と第２の半波ス
イッチ回路との直列回路に並列に接続された平滑コンデ
ンサ３１、トランスの第３巻線２４ｃにコンデンサ３２
とチョークコイル３３を介して接続された負荷３４から
なり、コンデンサ２３の容量を各半波スイッチ回路のス
イッチング周波数及び各部の回路定数によって限定され
る値に設定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、放電灯を高周波点灯さ
せる放電灯点灯装置や各種電子機器の電源等に使用され
る電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種の電力変換装置としては例
えば図７に示すプッシュプルインバータを使用したもの
が知られている。これは交流電源１に全波整流回路２の
入力端子を接続し、その全波整流回路２の出力端子に平
滑コンデンサ３を並列に接続している。そして平滑コン
デンサ３にはプッシュプルインバータ４が接続されてい
る。

【０００３】プッシュプルインバータ４は、直列に第１
巻線５ａ及び第２巻線５ｂと、その第１巻線５ａ、第２
巻線５ｂと磁気的に結合された第３巻線５ｃを有するト
ランス５を設け、第１巻線５ａと第２巻線５ｂとの接続
点を平滑コンデンサ３の正極端子に接続している。第１
巻線５ａの非接続端を第１のスイッチング素子６と第１
のダイオード７の並列回路を有する第１の半波スイッチ
回路８を介して平滑コンデンサ３の負極端子に接続し、
第２巻線５ｂの非接続端を第２のスイッチング素子９と
第２のダイオード１０の並列回路を有する第２の半波ス
イッチ回路１１を介して平滑コンデンサ３の負極端子に
接続している。なお、第１、第２のスイッチング素子
６，９はトランジスタ等の極性を有するものでそれぞれ
第１、第２のダイオード７，１０とは逆極性になってい
る。第１、第２のダイオード７，１０はそのアノードが
平滑コンデンサ３の負極端子に接続している。

【０００４】トランス５の第３巻線５ｃにコンデンサ１
２及びチョークコイル１３を直列に介して負荷１４を接
続している。なお、負荷としては放電灯等が使用され
る。

【０００５】この装置においては、電源１が投入される
と、全波整流回路２と平滑コンデンサ３により平滑コン
デンサ３の両端間には直流電圧が発生する。そして第
１、第２のスイッチング素子６，９が駆動手段（図示せ
ず）により高周波で交互にオン、オフ制御される。今仮
に、第１のスイッチング素子６がオン、第２のスイッチ
ング素子９がオフしたとすると、第１の巻線５ａ→第１
のスイッチング素子６の方向で電流が流れ第１の巻線５
ａに平滑コンデンサ３の両端間からの直流電圧が印加さ
れる。

【０００６】同時に第３巻線５ｃにも巻数比に応じた電
圧が発生し、リアクトル素子１３→負荷１４→コンデン
サ１２の方向に電流が流れる。

【０００７】次に第１、第２のスイッチング素子６，９
のオン、オフが反転すると、今度は第２巻線５ｂ→第２
のスイッチング素子９の方向で電流が流れ第２の巻線５
ｂに平滑コンデンサ３の両端間からの直流電圧が印加さ
れる。

【０００８】これにより今度は第３巻線５ｃにそれまで
とは逆向きの電圧が発生し、コンデンサ１２→負荷１４
→リアクトル素子１３の方向に電流が流れる。

【０００９】このようにして負荷１４には交流電力が供
給されることになる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】このような従来装置で
は、交流電源１からの入力電圧波形は図８の(a) に示す
ような正弦波となるが、入力電流波形は平滑コンデンサ
３への充電電流に等しく、図８の(b) に示すように平滑
コンデンサ３の充電期間に非常に大きなピーク値を持っ
た波形となる。そして入力電圧が平滑コンデンサ３の両
端間電圧よりも低い充電期間以外では充電電流は流れな
い。従って入力電流波形は休止区間をもった不連続波形
となる。このため電流高調波や電流歪みが発生する問題
があった。

【００１１】また入力電流の力率が悪いので実効値が大
きくなるという問題があった。

【００１２】そこで本発明は、入力電流波形を正弦波ま
たはそれに近い波形にでき、従って電流高調波や電流歪
みの発生を防止できるとともに力率を改善できる電力変
換装置を提供しようとするものである。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明は、交流電源に入
力端子が接続された整流回路と、この整流回路の出力端
子間に接続されたコンデンサと、第１巻線、この第１巻
線と磁気結合した第２巻線並びに第１巻線、第２巻線と
磁気結合した第３巻線を備えたトランスと、整流回路の
出力端子にトランスの第１巻線を直列に介して接続され
た第１のスイッチング素子と第１のダイオードの並列回
路を有する第１の半波スイッチ回路と、トランスの第２
巻線に直列に接続された、第１のスイッチング素子とは
交互にスイッチング動作する第２のスイッチング素子と
第２のダイオードの並列回路を有する第２の半波スイッ
チ回路と、トランスの第２巻線と第２の半波スイッチ回
路との直列回路に並列に接続された平滑コンデンサと、
トランスの第３巻線にコンデンサとリアクトル素子を直
列に介して接続された負荷とからなり、電源からの入力
電流波形が連続となるように整流回路の出力端子間に接
続されたコンデンサの容量を各半波スイッチ回路のスイ
ッチング周波数及び各部の回路定数によって限定される
値に設定したものである。

【００１４】

【作用】このような構成の本発明においては、整流回路
の出力端子間に接続されたコンデンサとトランスの第１
巻線とにより、入力電圧が比較的低くなったときに電源
から電流を回路側に引き込み入力電流波形を連続波形に
する。

【００１５】またコンデンサの容量を各半波スイッチ回
路のスイッチング周波数及び各部の回路定数によって限
定される値に設定しているので、第１のスイッチング素
子がオンしたときに発生するトランスの第１巻線両端の
電圧の上昇を適度に抑えることができ、この点において
も電源からの入力電流波形を連続波形にする。

【００１６】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。

【００１７】図１に示すように、交流電源２１にダイオ
ードブリッジからなる全波整流回路２２の入力端子を接
続し、その全波整流回路２２の出力端子にコンデンサ２
３を接続すると共に、トランス２４の第１巻線２４ａ及
びトランジスタ等からなる第１のスイッチング素子２５
と第１のダイオード２６の並列回路を有する第１の半波
スイッチ回路２７の直列回路を接続している。前記トラ
ンス２４は前記第１巻線２４ａの他、この第１巻線２４
ａと磁気結合した第２巻線２４ｂ並びに第１巻線２４
ａ、第２巻線２４ｂと磁気結合した第３巻線２４ｃを設
けている。

【００１８】前記トランス２４の第２巻線２４ｂにトラ
ンジスタ等からなる第２のスイッチング素子２８と第２
のダイオード２９の並列回路を有する第２の半波スイッ
チ回路３０を直列に接続し、その第２巻線２４ｂと第２
の半波スイッチ回路３０との直列回路に平滑コンデンサ
３１を並列に接続している。

【００１９】前記トランス２４の第３巻線２４ｃにコン
デンサ３２とリアクトル素子であるチョークコイル３３
を直列に介して放電灯等の負荷３４を接続している。

【００２０】前記各半波スイッチ回路２７，３０のスイ
ッチング素子２５，２８は、駆動手段（図示せず）によ
り高周波で交互にオン、オフ制御されるようになってい
る。前記第１、第２のダイオード２６，２９はそのアノ
ードが前記平滑コンデンサ３１の負極端子に接続してい
る。前記第１、第２のスイッチング素子２５，２８と第
１、第２のダイオード２６，２９とは互いに逆極性にし
て並列に接続されている。

【００２１】次に本実施例の作用について説明する。

【００２２】交流電源２１を投入すると、各半波スイッ
チ回路２７，３０のスイッチング素子２５，２８が駆動
手段により高周波で交互にオン、オフ制御され、そのス
イッチングに応じた高周波の磁気エネルギーが発生し、
第３巻線２４ｃから負荷３４に高周波電力が供給され
る。

【００２３】このとき第３巻線２４ｃに伝達される電力
の直流成分はコンデンサ３２によって取り除かれ、交流
波形はチョークコイル３３によって滑らかな波形とな
る。

【００２４】この動作をさらに具体的に述べると、第１
のスイッチング素子２５が図２の(a) に示すタイミング
でオン、オフ動作し、第２のスイッチング素子２８が図
２の(b) に示すタイミングでオン、オフ動作すると、す
なわち各スイッチング素子２５，２８がt1〜t2、t3〜t4
の非導通期間を持ちながら交互にオン、オフ動作する
と、トランス２４の第１巻線２４ａには図２の(c) に示
す電流Ｉ24a が流れ、また第２巻線２４ｂには図２の
(d) に示す電流Ｉ24b が流れる。例えば今、第１のスイ
ッチング素子２５がオンし、第２のスイッチング素子２
８がオフすると、第１巻線２４ａと第１のスイッチング
素子２５を介して電流Ｉ24a が流れ、その電流Ｉ24a は
図２の(c) に示すように直線的に増加する。

【００２５】次にある時点t1で第１のスイッチング素子
２５がオフすると、第１巻線２４ａに流れていた電流Ｉ
24a は瞬時に停止される。このとき蓄えられていた磁気
エネルギーはトランス２４の１次側の経路が絶たれるの
で、第２巻線２４ｂの経路に流れることで磁気エネルギ
ーを放出する。これによりダイオード２９、第２巻線２
４ｂ、平滑コンデンサ３１の経路で電流Ｉ24b が流れ平
滑コンデンサ３１に電荷を充電する。このとき第２巻線
２４ｂを流れる電流Ｉ24b の大きさは直線的に減少す
る。

【００２６】ダイオード２９に電流が流れている間の時
点t2で第２のスイッチング素子２８をオンさせれば、第
２のスイッチング素子２８の両端間電圧はゼロであるか
ら、スイッチング損失を生じることがない。

【００２７】そして第２のスイッチング素子２８がオン
すると、その前のt1〜t2の期間に充電された平滑コンデ
ンサ３１が電源の働きをして２次側回路を動作させる。
従って第２巻線２４ｂを流れる電流Ｉ24b は、ある時点
から流れる向きが反転し、直線的に増加する。

【００２８】次に時点t3で第２のスイッチング素子２８
がオフすると、第２巻線２４ｂを流れる電流Ｉ24b は瞬
時に停止され、第２のスイッチング素子２８の両端には
図２の(f) に示すように共振電圧が発生する。このとき
２次側の回路には電流の流れる経路が存在しないため、
トランス２４に磁気エネルギーが蓄積される。

【００２９】そしてこの磁気エネルギーは第１巻線２４
ａ、コンデンサ２３、ダイオード２６の経路を循環する
ことになり、このとき第１巻線２４ａに流れる電流Ｉ24
a は直線的に減少する。またコンデンサ２３には図２の
(g) に示す電流Ｉ23が流れる。

【００３０】ダイオード２６に電流が流れている間の時
点t4で第１のスイッチング素子２５をオンさせれば、第
１のスイッチング素子２５の両端間電圧は図２の(e) に
示すようにゼロであるから、スイッチング損失を生じる
ことがない。

【００３１】以下、この動作が繰り返され負荷３４に交
流電力が供給される。

【００３２】このような動作において交流電源２１から
は図３の(a) に示すような正弦波交流電圧Ｖ1 波形が入
力される。そしてコンデンサ２３の両端間には図３の
(b) に示すような電圧Ｖ2 波形が発生する。すなわちこ
の電圧波形は全波整流回路２２の出力端子からの電圧波
形にトランス２４の第１巻線２４ａとコンデンサ２３か
らなる閉回路によって発生する振動電圧が乗った波形と
なる。

【００３３】今、第２のスイッチング素子２８がオンし
て平滑コンデンサ３１から所定の電流が流れた後に第２
のスイッチング素子２８がオフすると、トランス２４に
蓄えられた磁気エネルギーはトランス２４の第３巻線２
４ｃを介して負荷３４に供給される。

【００３４】しかしこのとき一部の磁気エネルギーは第
１巻線２４ａに誘起される逆起電力によって第１巻線２
４ａ、コンデンサ２３、第１のダイオード２６の閉回路
に電流が流れる。この電流はあるピーク値から時間とと
もに減少して行く。またある時刻で電流がゼロになると
第１巻線２４ａは電流を流し続けようとするため第１巻
線２４ａには第１のスイッチング素子２５側が高電位と
なる方向で逆起電力が発生する。

【００３５】このためコンデンサ２３の両端電圧が入力
電圧よりも低くなろうとするので、交流電源２１からト
ランス２４の第１巻線２４ａ側に電流が引き込まれる。

【００３６】次に第１のスイッチング素子２５がオン状
態に移行すると、コンデンサ２３に蓄積された電荷を放
出する方向に電流が流れ始める。これによりトランス２
４の第１巻線２４ａに流れる電流の向きが反転し、第１
巻線２４ａの両端電位が上昇する。すなわちコンデンサ
２３の両端電位が上昇する。

【００３７】このため第１巻線２４ａと第１のスイッチ
ング素子２５からなる回路は入力電圧が低いにもかかわ
らずあたかも入力電圧が高いかのように動作する。

【００３８】このような動作により入力電流Ｉ1 は図３
の(c) に示すような連続した波形となる。この入力電流
Ｉ1 波形は略三角波的であるので、そのピークを抑制す
るような方向に制御をかけることによって入力電流Ｉ1
波形を図３の(d) に示すような正弦波に近い入力電流Ｉ
1 ′波形にすることができる。

【００３９】このようにすることによって入力電流歪み
や高調波の問題を大幅に改善することができ、また力率
も改善できる。これを実現するにはコンデンサ２３の容
量を各半波スイッチ回路２７，３０のスイッチング周波
数及び各部の回路定数によって限定される値に設定する
必要がある。

【００４０】また電流のピークを低く抑えることできる
ので、配線の線形を細くできる。

【００４１】例えば、交流電源２１からの入力電圧をＡ
Ｃ２００Ｖとし、負荷３４として１００Ｗ程度のものを
使用した場合、各部の回路定数としてトランス２４の第
１巻線２４ａ及び第２巻線２４ｂをそれぞれ１００ター
ン、第３巻線２４ｃを２２０ダーン、チョークコイル３
３を１８０ターン、平滑コンデンサ３１の容量を２００
μＦ、コンデンサ３２の容量を０．２２μＦとし、各半
波スイッチ回路２７，３０のスイッチング周波数ｆを約
４５ＫHzとすると、入力電流波形を連続にするにはコン
デンサ２３の容量は０．０２２μＦ程度にすればよい。

【００４２】次にコンデンサ２３の容量を０．０２２μ
Ｆよりも小さくした場合並びに大きくした場合について
述べる。

【００４３】例えばコンデンサ２３の容量を０．０１μ
Ｆにすると、コンデンサ２３のインピーダンスが大きく
なるため、第１のスイッチング素子２５がオフした後、
コンデンサ２３に流れる電流が少なくなるが、そのコン
デンサ２３の両端間電圧Ｖ2は図４の(b) に示すように
大きくなる。

【００４４】従って、第１のスイッチング素子２５がオ
ンしたとき第１巻線２４ａに印加される電圧はコンデン
サ２３の両端間電圧に等しいので、入力電圧がたとえ低
い状態であってもあたかも入力電圧が高くなったかのよ
うに動作する。しかしコンデンサ２３の容量が小さい
と、入力電圧が低くなったときに発生するコンデンサ２
３の両端間電圧があまりにも大きくなり過ぎてしまい、
あたかもこの部分での入力電圧が急激に増加したかのよ
うに働いてしまうため、それに伴い入力電流Ｉ1も図４
の(c) に示すように入力電圧が略ゼロのときに急俊な立
上がりとなってしまい入力電流歪みや高調波の問題を解
決できなくなる。

【００４５】また例えばコンデンサ２３の容量を０．０
３３μＦにすると、コンデンサ２３のインピーダンスが
小さくなるため、第１のスイッチング素子２５がオフし
た後、コンデンサ２３に流れる電流が多くなり、コンデ
ンサ２３の両端間電圧Ｖ2 は図５の(b) に示すように低
くなる。

【００４６】従って、入力電圧の低いときに交流電源２
１からの電流の引き込みが行われても、第１のスイッチ
ング素子２５がオンしたときに第１巻線２４ａに印加さ
れる電圧が不足してしまい、入力電圧がゼロの付近であ
る程度の休止区間を持ってしまい図５の(c) に示すよう
に入力電流Ｉ1 の波形は連続とはならなくなる。従って
この場合も入力電流歪みや高調波の問題を解決できなく
なる。

【００４７】上記例ではコンデンサ２３の容量を０．０
２２μＦから０．０１μＦや０．０３３μＦに変化させ
た場合について述べたが、実際にはコンデンサ２３の容
量が０．０２２μＦから数十ｎＦ程度変化する程度で入
力電流Ｉ1 の波形は連続にはならなくなる。

【００４８】次に本発明の他の実施例について図面を参
照して説明する。

【００４９】この実施例の回路構成は図１と同一構成で
ある。本実施例ではコンデンサ２３の容量とトランス２
４の第１巻線２４ａのインダクタンスにより決まる共振
周波数ｆを、スイッチング周波数ｆSWと同一か又は若干
低くなるような範囲において回路定数等によって決まる
限定的な共振周波数としたものである。

【００５０】具体的には交流電源２１からの入力電圧を
ＡＣ２００Ｖとし、負荷３４として１００Ｗ程度のもの
を使用した場合に、コンデンサ２３の容量を１６μＦ、
トランス２４の第１巻線２４ａのインダクタンスを９０
０μＨ、第２巻線２４ｂのインダクタンスを９００μ
Ｈ、第３巻線２４ｃのインダクタンスを４．５ｍＨ、平
滑コンデンサ３１の容量を１００μＦ、コンデンサ３２
の容量を０．２２μＦ、チョークコイル３３のインダク
タンスを６ｍＨに設定する。そしてスイッチング周波数
ｆSWを４５ＫHz、共振周波数ｆを４２ＫHzとする。

【００５１】ここで共振周波数ｆ＝４２ＫHzは、第２の
スイッチング素子２８がオフしたときに発生する電圧共
振が、入力電圧が最低となっているときに第２のスイッ
チング素子２８がオフした瞬間から第１のスイッチング
素子２５がオンした瞬間までの期間内、すなわち図２の
t3〜t5の期間内に略等しくその電圧共振を終了するよう
な共振周波数となっている。このときの共振電圧波形は
図６の(a) に示すようになり、入力電流Ｉ1 の波形は連
続となる。すなわち図３の(c) に示すような波形とな
る。従って入力電流歪みや高調波の問題を大幅に改善す
ることができ、また力率も改善できる。

【００５２】これに対してコンデンサ２３の容量を１０
μＦにすると共振周波数ｆが５３ＫHzと高くなり、共振
電圧波形は図６の(b) に示すように共振が早く終了して
しまう。このときには入力電流Ｉ1 の波形は連続となら
ず０Ｖ付近で急激に立ち上がる電流波形となる。すなわ
ち図４の(c) に示すような波形となる。

【００５３】またコンデンサ２３の容量を３３μＦにす
ると共振周波数ｆが２９ＫHzと低くなり、共振電圧波形
は図６の(c) に示すように共振がt3〜t5の期間内に終了
しないという現象が生じる。このときには入力電流Ｉ1
の波形は連続とならず休止区間を持つ電流波形となる。
すなわち図５の(c) に示すような波形となる。

【００５４】このようにコンデンサ２３の容量とトラン
ス２４の第１巻線２４ａのインダクタンスにより決まる
共振周波数ｆが、スイッチング周波数ｆSW＝４５ＫHzと
同一か又は若干低くなるような範囲において、回路定数
等によって限定されるある周波数に設定することで入力
電流を連続した波形にでき、入力電流歪みや高調波の問
題を大幅に改善し、力率も改善できる。すなわち前記実
施例と同様の効果が得られるものである。

【００５５】

【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、入
力電流波形を正弦波またはそれに近い波形にでき、従っ
て電流高調波や電流歪みの発生を防止できるとともに力
率を改善できる電力変換装置を提供できるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例を示す回路図。

【図２】同実施例における各スイッチング素子のオン、
オフタイミングと各部の電圧波形及び電流波形を示す
図。

【図３】同実施例における各部の電圧波形及び電流波形
を示す図。

【図４】同実施例においてコンデンサ容量を小さくした
ときの各部の電圧波形及び電流波形を示す図。

【図５】同実施例においてコンデンサ容量を大きくした
ときの各部の電圧波形及び電流波形を示す図。

【図６】本発明の他の実施例における共振電圧波形を示
す図。

【図７】従来例を示す回路図。

【図８】同従来例における入力電圧波形及び入力電流波
形を示す図。

【符号の説明】

２１…交流電源、２２…全波整流回路、２３…コンデン
サ、２４…トランス、２５，２８…スイッチング素子、
２７…第１の半波スイッチ回路、３０…第２の半波スイ
ッチ回路、３１…平滑コンデンサ、３４…負荷。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源に入力端子が接続された整流回
   路と、この整流回路の出力端子間に接続されたコンデン
   サと、第１巻線、この第１巻線と磁気結合した第２巻線
   並びに前記第１巻線、第２巻線と磁気結合した第３巻線
   を備えたトランスと、前記整流回路の出力端子に前記ト
   ランスの第１巻線を直列に介して接続された第１のスイ
   ッチング素子と第１のダイオードの並列回路を有する第
   １の半波スイッチ回路と、前記トランスの第２巻線に直
   列に接続された、前記第１のスイッチング素子とは交互
   にスイッチング動作する第２のスイッチング素子と第２
   のダイオードの並列回路を有する第２の半波スイッチ回
   路と、前記トランスの第２巻線と前記第２の半波スイッ
   チ回路との直列回路に並列に接続された平滑コンデンサ
   と、前記トランスの第３巻線にコンデンサとリアクトル
   素子を直列に介して接続された負荷とからなり、前記電
   源からの入力電流波形が連続となるように前記整流回路
   の出力端子間に接続されたコンデンサの容量を前記各半
   波スイッチ回路のスイッチング周波数及び各部の回路定
   数によって限定される値に設定したことを特徴とする電
   力変換装置。