JPH06141400A - 音響再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 スピーカ位置が偏っている車室内で音声帯域
の音像を乗員の正面に定位させる音響装置を提供する。 【構成】 遮断周波数の高い１次の高域通過フィルタ１
２と遅延手段１３を直列接続し、遅延手段１３の出力と
遮断周波数の低い２次の低域通過フィルタ１１の出力を
加算し、加算出力をアッテネータ１５で減衰するように
構成し、上記遅延時間と上記減衰比で偏ったスピーカ１
７Ｌ，１７Ｒから出力される音声帯域信号の到達時間差
と音圧差を補正する。遅延時間と高域通過フィルタ１２
の位相と次数の高い低域通過フィルタ１１の位相差がπ
／２になるように両フィルタの遮断周波数を違えること
で、加算信号の振幅特性のうねりを小さくできる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は車室内などの非対称な
スピーカ配置でステレオ再生を行う音響再生装置に関す
るものである．

【０００２】

【従来の技術】車室内では、ステレオ信号の左チャンネ
ル用スピーカが車室前方の左端に、右チャンネル用スピ
ーカが右端に取け付られることが多く、乗員からみると
偏ったスピーカ配置となっている。例えば、ドライバ席
では右スピーカがより近く、左スピーカがより遠い配置
となっている。この場合、右スピーカの音波がより速く
到達し、本来正面に定位すべき音像が右に偏って定位す
ることになる。これを解決するため右スピーカの信号を
遅延させ、左スピーカの信号と同時刻に到達させる処理
が知られている。

【０００３】図１０は特開昭５９−１１５０００号公報
に示された従来のステレオ再生装置を示すブロック回路
図である。図において、１Ｌは左チャンネルソース、２
Ｌは左チャンネルのプリアンプ、３Ｌは左チャンネルの
アナログ遅延素子、４Ｌは左チャンネルのアッテネー
タ、５Ｌは左チャンネルメインアンプ、６Ｌは左チャン
ネルのスピーカであり、同様に、１Ｒは右チャンネルソ
ース、２Ｒは右チャンネルのプリアンプ、３Ｒは左チャ
ンネルのアナログ遅延素子、４Ｒは右チャンネルのアッ
テネータ、５Ｒは右チャンネルメインアンプ、６Ｒは右
チャンネルのスピーカで、右チャンネルのスピーカ６Ｒ
が受聴者７に近い場合には、右チャンネルの信号をアナ
ログ遅延素子３Ｒで遅らせて左右のスピーカ６Ｌと６Ｒ
から同時に受聴者７に音波が届くようにして音像定位を
改善している。

【０００４】自動車車室内では、このようなスピーカ
が、前方位置、後方位置に左右対称に４個程度配置され
る。この様なステレオ再生装置を自動車車室内で用いる
と、左右のスピーカ信号に時間差がつくとともに、前後
のスピーカ信号にも同じ時間差がつくことになる。この
時間差は、音声帯域だけでなく低音域信号にも生じる。
このため前後の低音域信号に位相差が生じ、乗員席の低
音音圧が変化することになる。この変化は、低音音圧を
増加させる場合もあるが逆に減少する場合もある。低音
域の音圧特性を適当にする前後スピーカの時間差と、音
像の定位を正面にする左右スピーカの時間差は必ずしも
同時間差ではないため、音像の定位を合わせると、低音
域の音圧周波数特性に凹凸が生じることがある。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】従来のステレオ再生装
置は、以上のように構成されているので、音声帯域だけ
でなく低音域にも位相差が生じ、音圧周波数特性に凹凸
が生じるなどの問題点があった。

【０００６】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、音声帯域信号に遅延が与えら
れ、かつ音圧周波数特性が平坦な定位処理をもつ音響再
生装置を得ることを目的としている。

【０００７】

【課題を解決するための手段】この発明に係る音響再生
装置は、音声信号を遮断周波数の低い２次の低域通過フ
ィルタと遮断周波数の高い１次の高域通過フィルタとに
入力し、上記高域通過フィルタの出力を遅延手段に通し
て上記２次の低域通過フィルタの出力と加算し、加算後
の出力のレベルを調節する構成とした。

【０００８】また、音声信号を遮断周波数の低い２次の
低域通過フィルタと遮断周波数の高い１次の高域通過フ
ィルタと全帯域通過フィルタを具備し、上記低域通過フ
ィルタと第一の遅延手段と全帯域通過フィルタを直列接
続し、上記高域通過フィルタと第二の遅延手段を直列接
続し、上記第一の遅延手段の出力と上記第二の遅延手段
の出力を加算し、加算後の出力のレベルを調節する構成
とした。

【０００９】また、遮断周波数の低い２次の低域通過フ
ィルタと遮断周波数の高い１次の高域通過フィルタで帯
域分割し、上記１次の高域通過フィルタの出力を１次の
低域通過フィルタと２次の高域通過フィルタで帯域分割
し、上記１次の低域通過フィルタの出力を遅延手段で遅
延し、上記２次の高域通過フィルタの出力を複数の全帯
域通過フィルタで位相回転し、上記２次の低域通過フィ
ルタの出力と上記遅延手段の出力と上記全帯域通過フィ
ルタの出力を加算して、加算後の出力のレベルを調節す
る構成とした。

【００１０】

【作用】この発明における定位処理部の高域通過フィル
タと遅延手段は音声帯域信号に必要な遅延を与え、遮断
周波数の低い低域通過フィルタは音声帯域以下の信号を
分割するとともに、分割する周波数以下の帯域で、上記
遅延手段の位相回りと上記高域通過フィルタの位相回り
の和で表わされる位相回りとの間にπ／２の差を保ちな
がら加算するので、加算された信号の振幅が平坦にな
る。

【００１１】また、定位処理部の高域通過フィルタと第
二の遅延手段は音声帯域信号を必要な時間だけ遅延さ
せ、遮断周波数の低い低域通過フィルタと第一の遅延手
段と全帯域通過フィルタは音声帯域以下の信号を分割
し、遅延させるとともに、分割する周波数以下の帯域
で、上記遅延手段の遅延時間差の位相回りと上記高域通
過フィルタの位相回りの和で表わされる位相回りとの間
にπ／２の差を保ちながら加算するので、加算された信
号の振幅が平坦になる。

【００１２】また、定位処理部にさらに追加された第二
の低域通過フィルタは、第一の高域通過フィルタと遅延
手段と相まって音声帯域信号だけに必要な遅延を与え、
第二の高域通過フィルタは音声帯域以上の信号を分割す
るとともに、複数の全帯域通過フィルタと相まって、分
割する周波数以上の帯域で上記遅延手段から出力された
出力信号の位相回りとの間にπ／２の差を保ちながら加
算するので、加算された信号の振幅が平坦になる。

【００１３】

【実施例】実施例１．以下、この発明の一実施例を図に
ついて説明する。図１において１０Ｌは左チャンネルの
入力端子、１０Ｒは右チャンネルの入力端子、１１Ｌ，
１１Ｒ，１８Ｌ，１８Ｒは２次の低域通過フィルタ、１
２Ｌ，１２Ｒ，１９Ｌ，１９Ｒは１次の高域通過フィル
タ、１３Ｌ，１３Ｒ，２０Ｌ，２０Ｒは遅延処理部、１
４は加算器、１５Ｌ，１５Ｒ，２１Ｌ，２１Ｒはアッテ
ネータ、１６Ｌ，１６Ｒ，２２Ｌ，２２Ｒは電力増幅
器、１７Ｌ，１７Ｒ，２３Ｌ，２３Ｒはスピーカ、２４
は定位処理部、２５は車室である。

【００１４】入力端子１０Ｌから入力された左チャンネ
ルのステレオ信号は、低域通過フィルタ１１Ｌと高域通
過フィルタ１２Ｌで帯域分割される。帯域分割は音像の
定位にとって重要な音声帯域の成分を多く含む帯域と、
それ以外の帯域に分割する。高域通過フィルタ１２Ｌを
通った信号は、遅延処理部１３Ｌで定位を補正するため
に必要な時間だけ遅延され、低域通過フィルタ１１Ｌを
通った信号と加算器１４で加算され、全帯域の成分を含
む信号となる。加算器１４で加算された信号は、アッテ
ネータ１５Ｌでレベル調節されて電力増幅器１６Ｌで増
幅され、車室２５内の左前方位置のあるスピーカ１７Ｌ
から車室２５に音波として放射される。

【００１５】また、同じく入力端子１０Ｌから入力され
た左チャンネルのステレオ信号は、低域通過フィルタ１
８Ｌ、高域通過フィルタ１９Ｌ、遅延処理部２０Ｌ、加
算器１４、アッテネータ２１Ｌ、電力増幅器２２Ｌによ
って遮断特性、遅延時間、減衰比は異なるが同様の処理
が行われ、車室２５の左後方にあるスピーカ２３Ｌから
放射される。

【００１６】入力端子１０Ｒから入力された右チャンネ
ルのステレオ信号は、右前方用と右後方用に分けられ、
定位処理部２４により遮断特性、遅延時間、減衰比は異
なるが左チャンネルのステレオ信号と同様の処理が行わ
れ、各々車室２５の右前方のスピーカ１７Ｒと右後方の
スピーカ２３Ｒから放射される。

【００１７】遅延処理部１３Ｌ，１３Ｒ，２０Ｌ，２０
Ｒの遅延時間とアッテネータ１５Ｌ，１５Ｒ，２１Ｌ，
２１Ｒの減衰比は、どの席に座っている乗員にたいして
定位の補正を行うかによって違える。例えば、車室前方
右のドライバ席では、遅延処理部１３Ｒの遅延時間をス
ピーカ１７Ｌと１７Ｒの距離差に相当する１ｍｓ前後と
し、アッテネータ１５Ｒの減衰比はスピーカ１７Ｒの音
声帯域音圧がスピーカ１７Ｌの音圧と等しくなるよう−
６ｄＢから０ｄＢとする。

【００１８】リアチャンネルのアッテネータ２１Ｌ，２
１Ｒの減衰比は、音声帯域の音圧がフロントのスピーカ
１７Ｌ，１７Ｒの音圧とほぼ等しくなるよう−１０ｄＢ
から０ｄＢとする。

【００１９】２次の低域通過フィルタ１１Ｒ、１次の高
域通過フィルタ１２Ｒと遅延処理１３Ｒの伝達関数は、
数１中の式（１）から式（３）のようになることが知ら
れている。

【００２０】

【数１】

【００２１】２次の低域通過フィルタの位相は、周波数
が大きくなるにつれて０（ラシ゛ア）から−πまで変化し、
１次の高域通過フィルタの位相は、π／２から０まで変
化する。遮断周波数Ｗ0における位相は、２次の低域通
過フィルタが−π／２、１次の高域通過フィルタがπ／
４である。遅延処理部１３Ｒでは、遅延時間の逆数の１
／２の奇数倍となる周波数で±πとなる位相回転が生じ
る。直列接続された１次の高域通過フィルタ１２Ｒと遅
延処理部１３Ｒの位相は、両方の位相が足し合わされた
結果、位相まわりが大きくなる。この位相と上記２次の
低域通過フィルタ１１Ｒの位相差が、遮断周波数付近で
π／２であれば加算された信号の振幅が平担となること
が知られている。上記高域通過フィルタ１２Ｒの遮断周
波数と低域通過フィルタ１１Ｒの遮断周波数が同じ場合
には位相差がπ／２とならないが、高域通過フィルタ１
２Ｒの遮断周波数と遅延処理１３Ｒの遅延時間にあわせ
て、２次の高域通過フィルタの遮断周波数をより小さい
周波数に選ぶと、位相差がほとんどπ／２になるように
することができる。

【００２２】上記低域通過フィルタ１１Ｌ、高域通過フ
ィルタ１２Ｌ、遅延処理部１３Ｌは、アナログ回路で構
成できることはもちろん、ディジタルシグナルプロセッ
サなどの周知の手段を用いても構成することができる。
ディジタルシグナルプロセッサを用いた構成では、ディ
ジタル信号処理によりフィルタ処理が実行される。図２
に１次のＩＩＲディジタルフィルタの構成例を示す。図
において２６は乗算器、２７は１サンプル遅延器、２８
は加算器である。乗算器２６でステレオ信号に乗算する
３個の係数によりフィルタ特性が決定できる。

【００２３】図示していないが、ディジタル信号処理の
前後に周知のアナログ−ディジタル回路とディジタル−
アナログ回路が挿入される。周知のアナログ−ディジタ
ル回路で離散化されたステレオ信号は順次図２の処理が
され、高域遮断された信号となる。高域遮断された信号
は図示していないが、周知のディジタル−アナログ回路
によりアナログ信号に戻される。

【００２４】図３は２次のＩＩＲディジタルフィルタの
他の構成例を示す図で、２次ＩＩＲフィルタでは５個の
係数を与えると、乗算器２６が実行され、２次の低域通
過フィルタとして動作する。

【００２５】また、定位処理部２４のアッテネータ１５
Ｌは周知のごとく乗算処理で実行できるので、定位処理
部２４をディジタルシグナルプロセッサで構成すること
もできる。この場合、周知のごとく電力増幅器１６Ｌの
前段にディジタル−アナログ回路を挿入することにな
る。

【００２６】図４にフィルタ特性の計算結果の例を示
す。図中の特性は図２，図３に示した１次と２次のＩＩ
Ｒディジタルフィルタの特性の計算結果である。図中、
遮断周波数が２５０Ｈｚの高域通過フィルタ１２Ｌと遅
延時間１ｍｓの遅延処理部１３Ｌの振幅特性を破線Ｈ
で、位相特性を実線Ｈで示し、遮断周波数が１６５Ｈｚ
の２次の低域通過フィルタ１１Ｌの振幅特性を破線Ｌ
で、位相特性を実線Ｌで示した。破線Ｈと破線Ｌの振幅
特性は周波数ｆｃで交差しており、この交差する周波数
ｆｃは数２に示す式（４）から求められる。

【００２７】

【数２】

【００２８】また、実線Ｌと実線Ｈの位相差は、周波数
ｆｃより低い帯域でほとんどπ／２となっている。この
ときの加算器１４で加算された信号の振幅特性と群遅延
特性の実測値を図５に示す。図５は、図２と図３のＩＩ
Ｒフィルタをディジタルシグナルプロセッサで構成し、
実測したものである。図から振幅特性の凹凸は２ｄＢ以
内に収まっていることがわかる。

【００２９】２次の低域通過フィルタの遮断周波数Ｗ0
が、１次の高域通過フィルタの遮断周波数Ｗ1にかなり
近ければ、振幅が交差する周波数ｆｃでの位相差がπ／
２にならず、また遮断周波数Ｗ0が低すぎると、交差周
波数付近の振幅特性に落込みが生じる。１次の高域通過
フィルタの遮断勾配は、−６ｄＢ／ｏｃｔで緩やかに減
衰するため、交差周波数ｆc以下の周波数で上記位相差
がπ／２となるように、２次の低域通過フィルタの遮断
周波数Ｗ0を決めればよい。遅延時間が１ｍｓ前後の場
合には、低域通過フィルタの遮断周波数Ｗ0は、高域通
過フィルタの遮断周波数Ｗ1の０.５から０.８の間がよ
い。

【００３０】実施例２．図６はこの発明の第二の実施例
の定位処理部２４の構成を示す図である。図において、
３０Ｌ, ３０Ｒ, ３２Ｌ, ３２Ｒは第二の遅延処理部、
３１Ｌ, ３１Ｒ, ３３Ｌ, ３３Ｒは全帯域通過フィルタ
である。遅延処理部３０Ｌ, ３０Ｒ, ３２Ｌ, ３２Ｒ
は、低域通過フィルタ１１Ｌ, １１Ｒ, １８Ｌ, １８Ｒ
の出力信号に遅延を与え、全帯域通過フィルタ３１Ｌ,
３１Ｒ, ３３Ｌ, ３３Ｒは、出力信号の特定帯域の位相
を回転させるよう構成されており、この実施例２では、
第一の遅延処理部１３Ｌ, １３Ｒ, ２０Ｌ, ２０Ｒは音
声帯域の信号に遅延を与え、第二の遅延処理部３０Ｌ,
３０Ｒ，３２Ｌ，３２Ｒは、音声帯域以下の信号に遅延
を与える。

【００３１】車室２５の左スピーカ１７Ｌの信号を例に
とると、高域通過フィルタ１２Ｌと第一の遅延処理部１
３Ｌの位相回りと低域通過フィルタ１１Ｌと第二の遅延
処理部３０Ｌの位相回りの差がπ／２となればよい。全
帯域通過フィルタ３１Ｌは低域通過フィルタ１１Ｌと高
域通過フィルタ１２Ｌの振幅特性が交差する帯域近傍で
その位相差がπ／２に近くなるように位相回転する。

【００３２】２次の全帯域通過フィルタの伝達関数は、
数３に示す式（５）で表わされ、上記（１），（２），
（３）式から位相差がπ／２となる条件は数３中に示す
（６）式である。

【００３３】

【数３】

【００３４】図７にフィルタ特性の計算結果の一例を示
す。図において、波線Ｌは遮断周波数が１００Ｈｚの低
域通過フィルタ１１Ｌと遮断周波数２７０Ｈｚの全帯域
通過フィルタと遅延時間２．５ｍｓの遅延処理部３０Ｌ
の振幅特性、破線Ｈは遮断周波数が２５０Ｈｚの高域通
過フィルタ１２Ｌと遅延時間３．５ｍｓの遅延処理部１
３Ｌの振幅特性である。実線Ｌは上記低域通過フィルタ
１１Ｌと上記全帯域通過フィルタと遅延処理部３０Ｌの
位相特性、実線Ｈは高域通過フィルタ１２Ｌと遅延処理
部１３Ｌの位相特性である。両者の位相差は振幅特性が
交差する帯域でほぼπ／２であり、加算器１４の出力信
号の振幅周波数特性は平坦になる。

【００３５】この実施例２では、第一の遅延処理部１３
Ｌの遅延時間で音像の定位を補正し、第二の遅延処理部
の遅延時間で音声帯域以下の信号に遅延を与えて、車室
２５内の乗員席位置で低音域の音圧周波数特性を平坦に
している。表１は、車室全長が２．６ｍの３０００ｃｃ
クラスの乗用車における遅延時間と減衰比の一例を示
す。

【００３６】

【表１】

【００３７】例えば、表１の中で運転席の場合には、車
室前方のズピーカ１７Ｌと１７Ｒの遅延時間差をそれぞ
れ２．３ｍｓと３．４５ｍｓにしている。スピーカ１７
Ｌと１７Ｒの時間差は１．１５ｍｓであり、左スピーカ
の時間遅れを補正している。車室後方のスピーカ２３
Ｌ，２３Ｒとの時間差は２．３ｍｓと３．４５ｍｓであ
り、前方スピーカ１７Ｌ，１７Ｒを遠ざけるためと、低
音域の音圧周波数特性の平坦化のために選ばれた遅延時
間である。上記第一，第二の遅延時間は、車室２５の全
長，全幅などの室内寸法、スピーカの位置、乗員座席の
位置によって異なるが、スピーカと乗員座席距離を計測
し、その距離を目安に遅延時間を変えて乗員位置の音圧
特性を測定することで最適値の選択と効果の確認ができ
る。全長２．６ｍの車室では、音速３４０ｍ／ｓｅｃの
とき遅延時間は８ｍｓ以内である。

【００３８】実施例３．図８はこの発明の第三の実施例
の定位処理部２４の中で車室２５の左前方スピーカ１７
Ｌの信号系の構成を示す図である。図において、４０Ｌ
は１次の低域通過フィルタ、４１Ｌは２次の高域通過フ
ィルタ、４２Ｌ，４３Ｌ，４４Ｌは全帯域通過フィルタ
で、第二の低域通過フィルタ４０Ｌは音声帯域を含むよ
り低い帯域を分離し、第二の高域通過フィルタ４１Ｌは
音声帯域より高い帯域を分離する。全帯域通過フィルタ
４２Ｌ，４３Ｌ，４４Ｌは、分離する帯域近傍において
第二の低域通過フィルタ４０Ｌと遅延処理部１３Ｌを通
過した信号の位相が、第二の高域通過フィルタ４１Ｌを
通過した信号の位相とπ／２の差になるように位相を回
転させる。この場合の位相条件は数４に示す次式のよう
になる。

【００３９】

【数４】

【００４０】ディジタルフィルタでは、フィルタ特性を
きめる係数を１６ビット以上の高精度で選択でき、しか
もほとんど連続した値から選択できる利点がある。本実
施例ではＩＩＲディジタルフィルタの特性計算例を示し
たが、アナログフィルタでもほぼ同様のフィルタ特性を
実現できることは周知である。アナログフィルタで構成
する場合では、容易に使用できる抵抗やコンデンサの値
が限られているが、フィルタ次数が高くないため、規模
の小さい回路で構成できる利点がある。

【００４１】

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、次数
の低い帯域遮断特性をもつ帯域フィルタと遅延処理部を
直列接続し、次数の高い帯域遮断特性をもつ帯域フィル
タと加算するように構成したので、音声帯域信号を定位
しても遅延振幅特性が平坦に保てる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例１による音響再生装置の構成
を示すブロック回路図である。

【図２】実施例１の定位処理部のディジタルフィルタの
一構成例を示すブロック回路図である。

【図３】実施例１の定位処理部のディジタルフィルタの
他の構成例を示すブロック回路図である。

【図４】実施例１の定位処理部のフィルタ特性の計算例
を示す図である。

【図５】実施例１の定位処理部の実測フィルタ特性例を
示す図である。

【図６】この発明の実施例２の定位処理部の構成を示す
ブロック回路図である。

【図７】実施例２の定位処理部のフィルタ特性の計算例
を示す図である。

【図８】この発明の実施例３の定位処理部の構成を示す
ブロック回路図である。

【図９】従来の音響再生装置の構成を示すブロツク回路
図である。

【符号の説明】

１１ 低域通過フィルタ １２ 高域通過フィルタ １３ 遅延処理部 １４ 加算器 １５ アッテネータ １８ 低域通過フィルタ １９ 高域通過フィルタ ２０ 遅延処理部 ２１ アッテネータ ２４ 定位処理部 ３０ 遅延処理部 ３１ 全帯域通過フィルタ ３２ 遅延処理部 ３３ 全帯域通過フィルタ ４０ 低域通過フィルタ ４１ 高域通過フィルタ ４２ 全帯域通過フィルタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁵ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｓ 1/00 Ｊ 8421−5Ｈ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 チャンネルごとに、入力音声信号を異な
   る遮断周波数でわける１次の高域通過フィルタと２次の
   低域通過フィルタ、上記高域通過フィルタの出力に時間
   遅れを与える遅延手段、この遅延手段の出力と上記２次
   の低域通過フィルタの出力を加算する手段、およびこの
   加算出力のレベルを調節する手段とを備えた音響再生装
   置。
2. 【請求項２】 チャンネルごとに、入力音声信号を異な
   る遮断周波数でわける１次高域通過フィルタと２次の低
   域通過フィルタ、上記高域通過フィルタの出力に時間遅
   れを与える第一の遅延手段、上記低域通過フィルタの出
   力に時間遅れを与える第二の遅延手段、この第二の遅延
   手段の出力の位相を調節する全帯域通過フィルタ、上記
   第一の遅延手段の出力と上記全帯域通過フィルタの出力
   を加算する手段、およびこの加算出力のレベルを調節す
   る手段とを備えた音響再生装置。
3. 【請求項３】 チャンネルごとに、入力音声信号を異な
   る遮断周波数でわける１次高域通過フィルタと２次の低
   域通過フィルタ、上記高域通過フィルタの出力を帯域分
   割する第二の低域通過フィルタと第二の高域通過フィル
   タ、上記第二の低域通過フィルタの出力に時間遅れを与
   える遅延手段、上記第二の高域通過フィルタの出力の位
   相を回転させる複数の全帯域通過フィルタ、上記第一の
   低域通過フィルタの出力と上記遅延手段の出力と上記全
   帯域通過フィルタの出力とを加算する手段、およびこの
   加算出力のレベルを調節する手段とを備えた音響再生装
   置。