JPH0611102B2 - 信号検出回路 - Google Patents
信号検出回路Info
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- JPH0611102B2 JPH0611102B2 JP60001167A JP116785A JPH0611102B2 JP H0611102 B2 JPH0611102 B2 JP H0611102B2 JP 60001167 A JP60001167 A JP 60001167A JP 116785 A JP116785 A JP 116785A JP H0611102 B2 JPH0611102 B2 JP H0611102B2
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- JP
- Japan
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- voltage
- source
- input
- mos transistor
- source follower
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 title claims description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 15
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/01—Shaping pulses
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/01—Shaping pulses
- H03K5/08—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding
- H03K5/082—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding with an adaptive threshold
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は大きな雑音を含む周期的信号から信号だけを検
出する回路に関するものである。
出する回路に関するものである。
従来,この種の信号検出回路として,第6図に示すよう
に,インピーダンス素子66,67をソースに有する2
つのソースフォロワ回路61,62を有し、ソースフォ
ロワ回路61,62の入力は共に容量63を介して入力
端子69に接続され、ソースフォロワー回路62の出力
には電位保持のための容量64が接続され、ソースフォ
ロワー回路61,62の出力はそれぞれ電圧比較器65
の入力に接続され,出力は出力端子60から取り出され
るように構成されていた。ソースフォロワー回路62と
容量64は、ピーク電圧保持回路として動作するので、
電圧比較器65は、常に入力信号のピーク電圧を基準と
して入力信号レベルを比較することになる。このため,
入力信号に雑音が含まれていても,入力信号が雑音より
も大きければ,雑音の影響を受ける事なく信号成分のみ
を検出する事が可能である。
に,インピーダンス素子66,67をソースに有する2
つのソースフォロワ回路61,62を有し、ソースフォ
ロワ回路61,62の入力は共に容量63を介して入力
端子69に接続され、ソースフォロワー回路62の出力
には電位保持のための容量64が接続され、ソースフォ
ロワー回路61,62の出力はそれぞれ電圧比較器65
の入力に接続され,出力は出力端子60から取り出され
るように構成されていた。ソースフォロワー回路62と
容量64は、ピーク電圧保持回路として動作するので、
電圧比較器65は、常に入力信号のピーク電圧を基準と
して入力信号レベルを比較することになる。このため,
入力信号に雑音が含まれていても,入力信号が雑音より
も大きければ,雑音の影響を受ける事なく信号成分のみ
を検出する事が可能である。
上述した従来の信号検出回路は,集積化する場合,一般
に容量64を集積化する事が困難なため外部に設ける必
要があり,このために信号入力端子69と出力端子60
のほかに、ソースフォロワ回路62からの出力端子が必
要となるばかりでなく、無信号時には電圧比較器65の
2つの入力はほぼ同電位となり、雑音の影響によって,
本来の信号成分とは無関係の信号が検出されるという欠
点がある。さらに電圧比較器65が正常な動作を行なう
には、電圧比較器65への入力電圧が,電圧比較器65
の同相入力電圧範囲内である必要があるが,電圧比較器
65の基準電圧は、入力信号のピーク値に追従している
ため、入力信号の振幅は電圧比較器65の同相入力電圧
範囲で制限され,過大な入力信号によっては誤動作する
という欠点も有している。
に容量64を集積化する事が困難なため外部に設ける必
要があり,このために信号入力端子69と出力端子60
のほかに、ソースフォロワ回路62からの出力端子が必
要となるばかりでなく、無信号時には電圧比較器65の
2つの入力はほぼ同電位となり、雑音の影響によって,
本来の信号成分とは無関係の信号が検出されるという欠
点がある。さらに電圧比較器65が正常な動作を行なう
には、電圧比較器65への入力電圧が,電圧比較器65
の同相入力電圧範囲内である必要があるが,電圧比較器
65の基準電圧は、入力信号のピーク値に追従している
ため、入力信号の振幅は電圧比較器65の同相入力電圧
範囲で制限され,過大な入力信号によっては誤動作する
という欠点も有している。
本発明の信号検出回路は、同一導伝型のMOSトランジ
スタで構成された第1および第2のソースフォロワー回
路と少なくとも1個の付加的MOSトランジスタを有
し、第1のソースフォロワ回路の入力は第1の電圧源に
接続され,付加的MOSトランジスタのゲートは、第2
のソースフォロワ回路の入力と共に第2の電圧源に接続
され、この付加的MOSトランジスタのドレインは,第
1および第2のソースフォロワの電源に接続され,更に
付加的MOSトランジスタのソースは、抵抗素子を介し
て,第1のソースフォロワ回路の出力に接続されると共
に,容量素子を介して信号入力端子に接続され,この付
加的MOSトランジスタのソースおよび第2のソースフ
ォロワ回路の出力がそれぞれ電圧比較器の入力に接続さ
れてなる。
スタで構成された第1および第2のソースフォロワー回
路と少なくとも1個の付加的MOSトランジスタを有
し、第1のソースフォロワ回路の入力は第1の電圧源に
接続され,付加的MOSトランジスタのゲートは、第2
のソースフォロワ回路の入力と共に第2の電圧源に接続
され、この付加的MOSトランジスタのドレインは,第
1および第2のソースフォロワの電源に接続され,更に
付加的MOSトランジスタのソースは、抵抗素子を介し
て,第1のソースフォロワ回路の出力に接続されると共
に,容量素子を介して信号入力端子に接続され,この付
加的MOSトランジスタのソースおよび第2のソースフ
ォロワ回路の出力がそれぞれ電圧比較器の入力に接続さ
れてなる。
次に、本発明について図面を参照して説明する。第1図
は本発明の第1の実施例の回路図である。P型MOSト
ランジスタを用いて構成されたソースフォロワー回路1
1,12と1つのP型MOSトランジスタ13を有し、
ソースフォロワ回路11の入力には電圧源14が,ソース
フォロワ回路12の入力およびMOSトランジスタ13の
ゲートには電圧源15が接続され,MOSトランジスタ
13のソースには、一端を入力とする容量17が接続さ
れ、電圧比較器18の負入力には、ソースフォロワ回路
12の出力が接続され、電圧比較器18の正入力にはM
OSトランジスタ13のソースが接続される。本実施例
では、電圧源14,15の電圧をそれぞれV14,V15と
してV14<V15なる関係に設定し,また抵抗16の抵抗
値はMOSトランジスタ13のオン抵抗に比べ十分に大
きな値に設定する。本回路の機種から明らかなとおり電
源電圧VDDは正の電圧であり、各ソースフォロワ回路1
1、12における電流源は電源電圧VDDから対応するト
ランジスタに電流を供給している。
は本発明の第1の実施例の回路図である。P型MOSト
ランジスタを用いて構成されたソースフォロワー回路1
1,12と1つのP型MOSトランジスタ13を有し、
ソースフォロワ回路11の入力には電圧源14が,ソース
フォロワ回路12の入力およびMOSトランジスタ13の
ゲートには電圧源15が接続され,MOSトランジスタ
13のソースには、一端を入力とする容量17が接続さ
れ、電圧比較器18の負入力には、ソースフォロワ回路
12の出力が接続され、電圧比較器18の正入力にはM
OSトランジスタ13のソースが接続される。本実施例
では、電圧源14,15の電圧をそれぞれV14,V15と
してV14<V15なる関係に設定し,また抵抗16の抵抗
値はMOSトランジスタ13のオン抵抗に比べ十分に大
きな値に設定する。本回路の機種から明らかなとおり電
源電圧VDDは正の電圧であり、各ソースフォロワ回路1
1、12における電流源は電源電圧VDDから対応するト
ランジスタに電流を供給している。
以下、本回路の動作につき説明する。各ソースフォロワ
回路11、12は電圧源14、15の電圧にもとづく出
力電圧をそれぞれ出力している。すなわち、P型MOS
トランジスタの閾値電圧をVTPとすると、ソースフォロ
ワ回路11の出力電圧はV14−VTPとなる。閾値電圧V
TPは負であるので、ソースフォロワ回路11の出力電圧
はV14+|VTP|と書き直せる。すなわち、電圧源の電
圧V14よりも閾値電圧分高くなっている。同様にソース
フォロワ回路12の出力電圧は電圧源15の電圧V15よ
りも閾値電圧VTP分高くなっており、V15+|VTP|で
ある。一方、MOSトランジスタ13のゲートには電圧
源15の電圧V15が与えられており、V15>V14である
ため、信号入力がない場合は、MOSトランジスタ13
のゲート・ソース間電圧は閾値電圧VTPよりも小さくな
っており、同トランジスタ13はオフ状態となってい
る。かくして、MOSトランジスタ13のソース電圧は
ソースフォロワ回路11の出力電圧(V14+|VTP|)
となり、同電圧が電圧比較器18の正出力に印加され
る。電圧比較器18の2入力間の電圧差はかくして電圧
V14とV15の差電圧となり、V15>V14であるので、同
比較器18の出力は低レベルとなる。
回路11、12は電圧源14、15の電圧にもとづく出
力電圧をそれぞれ出力している。すなわち、P型MOS
トランジスタの閾値電圧をVTPとすると、ソースフォロ
ワ回路11の出力電圧はV14−VTPとなる。閾値電圧V
TPは負であるので、ソースフォロワ回路11の出力電圧
はV14+|VTP|と書き直せる。すなわち、電圧源の電
圧V14よりも閾値電圧分高くなっている。同様にソース
フォロワ回路12の出力電圧は電圧源15の電圧V15よ
りも閾値電圧VTP分高くなっており、V15+|VTP|で
ある。一方、MOSトランジスタ13のゲートには電圧
源15の電圧V15が与えられており、V15>V14である
ため、信号入力がない場合は、MOSトランジスタ13
のゲート・ソース間電圧は閾値電圧VTPよりも小さくな
っており、同トランジスタ13はオフ状態となってい
る。かくして、MOSトランジスタ13のソース電圧は
ソースフォロワ回路11の出力電圧(V14+|VTP|)
となり、同電圧が電圧比較器18の正出力に印加され
る。電圧比較器18の2入力間の電圧差はかくして電圧
V14とV15の差電圧となり、V15>V14であるので、同
比較器18の出力は低レベルとなる。
入力端子19への入力信号は容量17を介して電圧比較
器18の正入力に印加されるので、入力信号がその平均
電圧からピーク電圧までの振幅電圧VipがVip=V15−
V14であるときはMOSトランジスタ13はオフ状態を
維持し、そのソース、すなわち電圧比較器18の正入力
は第2図(a)に示すようにV14−VTP(=V14+|VTP
|)を中心とした電圧で変化する。また、このときは入
力信号のピーク電圧がV15−VTP(=V15+|VTP|)
を越さないため電圧比較器18の出力は低レベルを維持
する。
器18の正入力に印加されるので、入力信号がその平均
電圧からピーク電圧までの振幅電圧VipがVip=V15−
V14であるときはMOSトランジスタ13はオフ状態を
維持し、そのソース、すなわち電圧比較器18の正入力
は第2図(a)に示すようにV14−VTP(=V14+|VTP
|)を中心とした電圧で変化する。また、このときは入
力信号のピーク電圧がV15−VTP(=V15+|VTP|)
を越さないため電圧比較器18の出力は低レベルを維持
する。
次に、そのピーク電圧値がV15−VTPを越える入力信号
が印加されると、電圧比較器8の正入力電圧が負入力電
圧よりも高くなるので、同比較器8の出力は高レベルと
なる。また、このときMOSトランジスタ13がオン状
態となる。MOSトランジスタ13のオン抵抗は抵抗1
6に比して十分小さいので、容量17の電荷はMOSト
ランジスタ13を介して放電されることになり、それに
従ってMOSトランジスタ13のソース、すなわち電圧
比較器18の正入力の電圧は低下する。かかる電圧低下
はMOSトランジスタ13がオフ状態となる電圧V15−
VTPまで低下する。すなわち、V15−VTPを越えるピー
ク電圧値の入力信号の印加により、MOSトランジスタ
13のソース電圧はそのピーク電圧値とV15−VTPとの
差電圧分だけ接地側にシフトされることとなり、第2図
(b)に示すように、ピーク電圧値がV15−VTPにほぼ等
しくなるようにMOSトランジスタ13のソース電圧は
変化する。そして、入力信号がそのピーク電圧値から低
下することにより電圧比較器18の出力は低レベルへと
変化する。MOSトランジスタ13はオフとなっている
ので、容量17は抵抗16を介して充電され、その結
果、MOSトランジスタ13のソース電圧は容量17と
抵抗16とで決まる時定数によりV14−VTPのレベルに
向って上昇する。この後、第2図(b)に示すように、上
記ピーク電圧の入力信号が再び入力されると、電圧比較
器18の出力が高レベルに変化するとともに容量17は
再び放電される。かくして、V15−VTPを越えるピーク
電圧の入力信号は、第2図(b)に示すように、MOSト
ランジスタ13のソース(電圧比較器18の正入力)で
は、上記差電圧分だけV14−VTPから接地側にシフトし
たレベルを中心して変化することになる。
が印加されると、電圧比較器8の正入力電圧が負入力電
圧よりも高くなるので、同比較器8の出力は高レベルと
なる。また、このときMOSトランジスタ13がオン状
態となる。MOSトランジスタ13のオン抵抗は抵抗1
6に比して十分小さいので、容量17の電荷はMOSト
ランジスタ13を介して放電されることになり、それに
従ってMOSトランジスタ13のソース、すなわち電圧
比較器18の正入力の電圧は低下する。かかる電圧低下
はMOSトランジスタ13がオフ状態となる電圧V15−
VTPまで低下する。すなわち、V15−VTPを越えるピー
ク電圧値の入力信号の印加により、MOSトランジスタ
13のソース電圧はそのピーク電圧値とV15−VTPとの
差電圧分だけ接地側にシフトされることとなり、第2図
(b)に示すように、ピーク電圧値がV15−VTPにほぼ等
しくなるようにMOSトランジスタ13のソース電圧は
変化する。そして、入力信号がそのピーク電圧値から低
下することにより電圧比較器18の出力は低レベルへと
変化する。MOSトランジスタ13はオフとなっている
ので、容量17は抵抗16を介して充電され、その結
果、MOSトランジスタ13のソース電圧は容量17と
抵抗16とで決まる時定数によりV14−VTPのレベルに
向って上昇する。この後、第2図(b)に示すように、上
記ピーク電圧の入力信号が再び入力されると、電圧比較
器18の出力が高レベルに変化するとともに容量17は
再び放電される。かくして、V15−VTPを越えるピーク
電圧の入力信号は、第2図(b)に示すように、MOSト
ランジスタ13のソース(電圧比較器18の正入力)で
は、上記差電圧分だけV14−VTPから接地側にシフトし
たレベルを中心して変化することになる。
そして、入力信号が小振幅になってこの状態が続くと容
量17は抵抗16を介して充電されてゆきMOSトラン
ジスタ13はソース電位は最終的にはV14−VTPとな
り、第2図(a)の状態となる。
量17は抵抗16を介して充電されてゆきMOSトラン
ジスタ13はソース電位は最終的にはV14−VTPとな
り、第2図(a)の状態となる。
以上のように本実施例ではV15−V14以上の正方向の信
号が入力されたときのみ出力が得られる信号検出回路と
して動作する。
号が入力されたときのみ出力が得られる信号検出回路と
して動作する。
第3図は本発明の第2の実施例であり、上記第1の実施
例とは逆に負方向の信号を検出するものである。N型M
OSトランジスタを用いて構成されたソースフォロワー
回路31,32と,1つのN型MOSトランジスタ33
を有し、ソースフォロワー回路31の入力には電圧源3
4が,ソースフォロワ回路32の入力およびMOSトラ
ンジスタ33のゲートには電圧源35が接続されMOS
トランジスタ33のソースとソースフォロワー回路34
の出力とは抵抗36で接続され,MOSトランジスタ3
3のソースには一端を入力とする容量37が接続され,
電圧比較器38の負入力にはソースフォロワー回路32
の出力が接続され,電圧比較器38の正入力にはMOS
トランジスタ33のソースが接続される。本第2の実施例
では、電圧源34,35の電圧をそれぞれV34,V35と
して、V34>V35なる関係に設定される。本第2の実施
例の動作は,第4図(a)(b)の動作波形図に示したように
上記第1の実施例における信号の極性が反転しただけ
で、全く、第1の実施例と同様となるので説明は省略す
る。
例とは逆に負方向の信号を検出するものである。N型M
OSトランジスタを用いて構成されたソースフォロワー
回路31,32と,1つのN型MOSトランジスタ33
を有し、ソースフォロワー回路31の入力には電圧源3
4が,ソースフォロワ回路32の入力およびMOSトラ
ンジスタ33のゲートには電圧源35が接続されMOS
トランジスタ33のソースとソースフォロワー回路34
の出力とは抵抗36で接続され,MOSトランジスタ3
3のソースには一端を入力とする容量37が接続され,
電圧比較器38の負入力にはソースフォロワー回路32
の出力が接続され,電圧比較器38の正入力にはMOS
トランジスタ33のソースが接続される。本第2の実施例
では、電圧源34,35の電圧をそれぞれV34,V35と
して、V34>V35なる関係に設定される。本第2の実施
例の動作は,第4図(a)(b)の動作波形図に示したように
上記第1の実施例における信号の極性が反転しただけ
で、全く、第1の実施例と同様となるので説明は省略す
る。
なお、上記実施例における電圧源14,15,34,3
5は、MOSトランジスタのゲートに接続されるだけ
で,電流が流れないため,第5図(a),(b),(c)に示し
たドレインゲートを共通接続したMOSトランジスタを
縦続接続して構成された分圧回路の出力電圧を用いる事
ができる。また,上記実施例では電圧比較器の正入力に
MOSトランジスタのソースを接続し負入力に第2のソ
ースフォロワー回路の出力を接続しているが,正入力,
負入力の接続を逆にして,電圧比較器の出力に入力信号
の反転パルスを得る事も可能である。
5は、MOSトランジスタのゲートに接続されるだけ
で,電流が流れないため,第5図(a),(b),(c)に示し
たドレインゲートを共通接続したMOSトランジスタを
縦続接続して構成された分圧回路の出力電圧を用いる事
ができる。また,上記実施例では電圧比較器の正入力に
MOSトランジスタのソースを接続し負入力に第2のソ
ースフォロワー回路の出力を接続しているが,正入力,
負入力の接続を逆にして,電圧比較器の出力に入力信号
の反転パルスを得る事も可能である。
以上説明したように、本発明によれば,集積回路に外付
けすることが要求されるコンデンサを必要としないの
で,信号入力端子が1つで済み、集積化する場合に必要
外部端子数を削減できるばかりでなく,一定レベル以下
の入力に対しては電圧比較器は動作せず,雑音等の不要
な信号を検出する事が無いという利点を有している。さ
らに電圧比較器の基準電圧として,第2のソースフォロ
ワー回路の出力電圧が加えられるが、この電圧は入力信
号振幅に無関係に一定の電圧であるため,同相入力電圧
範囲の狭い電圧比較器が使用でき,また入力信号振幅
が、電源電圧を越えても安定に動作するなどの効果があ
る。
けすることが要求されるコンデンサを必要としないの
で,信号入力端子が1つで済み、集積化する場合に必要
外部端子数を削減できるばかりでなく,一定レベル以下
の入力に対しては電圧比較器は動作せず,雑音等の不要
な信号を検出する事が無いという利点を有している。さ
らに電圧比較器の基準電圧として,第2のソースフォロ
ワー回路の出力電圧が加えられるが、この電圧は入力信
号振幅に無関係に一定の電圧であるため,同相入力電圧
範囲の狭い電圧比較器が使用でき,また入力信号振幅
が、電源電圧を越えても安定に動作するなどの効果があ
る。
第1図,第2図(a),(b)はそれぞれ本発明の第1の実施
例の回路図および動作波形図,第3図,第4図(a),(b)
はそれぞれ本発明の第2の実施例の回路図および動作波
形図,第5図(a),(b),(c)はそれぞれ本発明の実施例
に使用可能な電圧源の例を示す回路図,第6図は従来例
の回路図である。 11,12,31,32,61,62……ソースフォロ
ワー回路、13……P型MOSトランジスタ、33……
N型MOSトランジスタ、14,15,34,35……
電圧源、16,36……抵抗、17,37,63,64
……容量、19,39,69……入力端子、18,3
8,65……電圧比較器、66,67……インピーダン
ス素子
例の回路図および動作波形図,第3図,第4図(a),(b)
はそれぞれ本発明の第2の実施例の回路図および動作波
形図,第5図(a),(b),(c)はそれぞれ本発明の実施例
に使用可能な電圧源の例を示す回路図,第6図は従来例
の回路図である。 11,12,31,32,61,62……ソースフォロ
ワー回路、13……P型MOSトランジスタ、33……
N型MOSトランジスタ、14,15,34,35……
電圧源、16,36……抵抗、17,37,63,64
……容量、19,39,69……入力端子、18,3
8,65……電圧比較器、66,67……インピーダン
ス素子
Claims (1)
- 【請求項1】第1および第2のソースフォロワ回路と、
少なくとも1個の付加MOSトランジスタと、前記第1
のソースフォロワ回路の入力に接続された第1の電圧源
と、前記付加MOSトランジスタのゲートと前記第2の
ソースフォロワの入力に接続された第2の電圧源と、前
記付加MOSトランジスタのソースと前記第1のソース
フォロワ回路の出力との間に接続された抵抗素子と、前
記抵抗素子と前記付加MOSトランジスタのソースとの
接続点に接続された信号入力端子と、前記付加MOSト
ランジスタのソースと前記抵抗素子との接続点および前
記第2のソースフォロワ回路の出力に入力部がそれぞれ
接続された電圧比較器とを有し、前記信号入力端子に容
量を介して入力信号を供給することを特徴とする信号検
出回路。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60001167A JPH0611102B2 (ja) | 1985-01-08 | 1985-01-08 | 信号検出回路 |
DE8686100155T DE3674418D1 (de) | 1985-01-08 | 1986-01-08 | Signalerkennungsschaltung. |
EP86100155A EP0188221B1 (en) | 1985-01-08 | 1986-01-08 | Signal detecting circuit |
US06/817,201 US4672238A (en) | 1985-01-08 | 1986-01-08 | Signal detecting circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60001167A JPH0611102B2 (ja) | 1985-01-08 | 1985-01-08 | 信号検出回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61159815A JPS61159815A (ja) | 1986-07-19 |
JPH0611102B2 true JPH0611102B2 (ja) | 1994-02-09 |
Family
ID=11493878
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
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