JPH0591071A - オーソゴナル周波数分割多重方式の復調器 - Google Patents
オーソゴナル周波数分割多重方式の復調器Info
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- JPH0591071A JPH0591071A JP3248150A JP24815091A JPH0591071A JP H0591071 A JPH0591071 A JP H0591071A JP 3248150 A JP3248150 A JP 3248150A JP 24815091 A JP24815091 A JP 24815091A JP H0591071 A JPH0591071 A JP H0591071A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 搬送波発振器の周波数を受信を希望するチャ
ネルに応じて変更し、それによってクロック再生を確実
に行うようにすると共に、相関器で使用する周波数をチ
ャネル番号によらず一定とする。 【構成】 チャネル選択手段２０のチャネル識別信号Ｓ
２０を周波数変更手段３２に与えると、該手段３２で
は、発振器３１の周波数を制御して、受信を希望するチ
ャネルの受信搬送波のうち任意の一つの受信搬送波の周
波数に等しいかまたはほぼ等しくする。直交検波器１で
は、直交検波搬送波Ｓ３０に基づき、受信波ＩＮを直交
検波し、その直交検波信号Ｓ１をクロック再生回路３及
び相関器４へ与える。回路３は、Ｓ１からクロック周波
数を再生する。相関器４は、回路３の出力信号Ｓ３に基
づき、Ｓ１から希望する受信信号のみを取り出し、差動
化演算回路５へ送る。
ネルに応じて変更し、それによってクロック再生を確実
に行うようにすると共に、相関器で使用する周波数をチ
ャネル番号によらず一定とする。 【構成】 チャネル選択手段２０のチャネル識別信号Ｓ
２０を周波数変更手段３２に与えると、該手段３２で
は、発振器３１の周波数を制御して、受信を希望するチ
ャネルの受信搬送波のうち任意の一つの受信搬送波の周
波数に等しいかまたはほぼ等しくする。直交検波器１で
は、直交検波搬送波Ｓ３０に基づき、受信波ＩＮを直交
検波し、その直交検波信号Ｓ１をクロック再生回路３及
び相関器４へ与える。回路３は、Ｓ１からクロック周波
数を再生する。相関器４は、回路３の出力信号Ｓ３に基
づき、Ｓ１から希望する受信信号のみを取り出し、差動
化演算回路５へ送る。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、オーソゴナル周波数分
割多重方式（以下、ＯＦＤＭ方式という）を使用した通
信システムにおける復調器、特にその復調方式に関する
ものである。
割多重方式（以下、ＯＦＤＭ方式という）を使用した通
信システムにおける復調器、特にその復調方式に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の技術としては、例えば次
のような文献に記載されるものがあった。 文献；ＥＢＵ ＲＥＶＩＥＷ−ＴＥＣＨＩＣＡＬ、［22
4 ］（１９８７−８）（仏）Ｒ．Ｌａｓｓａｉｌｌｅ
ａｎｄ Ｍ．Ａｌａｒｄ著“プリンサプルズ オブ モ
ジュレ―ション アンド チャネル コ―ディングフォ
― ディジタル ブロ―ドカ―スティング フォ― モ
ウブァラズレシ―バ―ズ（Principles of modulation a
nd channel coding fordigital broadcasting for mobi
les recievers）”Ｐ．１６８−１９０ 前記文献に記載されているように、ＯＦＤＭ方式は、デ
ジタル音声ステレオ放送に使用することを目的として、
主として欧州で研究開発されている技術である。ＯＦＤ
Ｍ方式を用いた通信システムに使用する送信器側の変調
出力は、一般に次式（１）で表わされる。 但し、ｍｑ（ｔ）；ｑＴｓ−Δ／２≦ｔ＜（ｑ＋１）Ｔ
Ｓ−Δ／２の時刻ｔにおける変調出力 Ｔａ ； クロック周期（シンボル間隔） Δ ； ガードインターバルの時間 Ｔ ； Ｔ＝Ｔｓ−Δで求まる時間 ｑ ； 時刻をＴｓの間隔で数えたときのｑ番目の
時刻に相当 Φq,k ； ｋ番目のキャリアを直交位相変調（以下、
ＱＰＳＫという）したときの変調位相 Ａ ； 各ＱＰＳＫ変調波の振幅 ω０ ； 無線搬送波の角周波数 Ｎ ； ＯＦＤＭ方式のキャリアの数 一般にＯＦＤＭ方式では、例えば複数個（Ｌ）のデジタ
ル化されたプログラムを、各プログラムとも複数個（２
Ｍ）のシンボルに変換し、２つのシンボルを１組として
１つのキャリアをＱＰＳＫ変調し、それを全てのシンボ
ル組について行い、Ｍ×Ｌ個のＱＰＳＫ変調波を得てい
る。このとき、（１）式において、Ｎ＝ＭＬとなる。ま
た、１つのプログラムに対しては、（１）式のｋの値と
して、Ｌ間隔にＭ個のキャリアを割り当てている。
のような文献に記載されるものがあった。 文献；ＥＢＵ ＲＥＶＩＥＷ−ＴＥＣＨＩＣＡＬ、［22
4 ］（１９８７−８）（仏）Ｒ．Ｌａｓｓａｉｌｌｅ
ａｎｄ Ｍ．Ａｌａｒｄ著“プリンサプルズ オブ モ
ジュレ―ション アンド チャネル コ―ディングフォ
― ディジタル ブロ―ドカ―スティング フォ― モ
ウブァラズレシ―バ―ズ（Principles of modulation a
nd channel coding fordigital broadcasting for mobi
les recievers）”Ｐ．１６８−１９０ 前記文献に記載されているように、ＯＦＤＭ方式は、デ
ジタル音声ステレオ放送に使用することを目的として、
主として欧州で研究開発されている技術である。ＯＦＤ
Ｍ方式を用いた通信システムに使用する送信器側の変調
出力は、一般に次式（１）で表わされる。 但し、ｍｑ（ｔ）；ｑＴｓ−Δ／２≦ｔ＜（ｑ＋１）Ｔ
Ｓ−Δ／２の時刻ｔにおける変調出力 Ｔａ ； クロック周期（シンボル間隔） Δ ； ガードインターバルの時間 Ｔ ； Ｔ＝Ｔｓ−Δで求まる時間 ｑ ； 時刻をＴｓの間隔で数えたときのｑ番目の
時刻に相当 Φq,k ； ｋ番目のキャリアを直交位相変調（以下、
ＱＰＳＫという）したときの変調位相 Ａ ； 各ＱＰＳＫ変調波の振幅 ω０ ； 無線搬送波の角周波数 Ｎ ； ＯＦＤＭ方式のキャリアの数 一般にＯＦＤＭ方式では、例えば複数個（Ｌ）のデジタ
ル化されたプログラムを、各プログラムとも複数個（２
Ｍ）のシンボルに変換し、２つのシンボルを１組として
１つのキャリアをＱＰＳＫ変調し、それを全てのシンボ
ル組について行い、Ｍ×Ｌ個のＱＰＳＫ変調波を得てい
る。このとき、（１）式において、Ｎ＝ＭＬとなる。ま
た、１つのプログラムに対しては、（１）式のｋの値と
して、Ｌ間隔にＭ個のキャリアを割り当てている。
【０００３】一方、ＯＦＤＭ方式における復調器の復調
方式としては、同期検波方式、遅延検波方式等が考えら
れるが、ここでは、遅延検波方式について説明する。
方式としては、同期検波方式、遅延検波方式等が考えら
れるが、ここでは、遅延検波方式について説明する。
【０００４】図２は、従来のＯＦＤＭ方式における遅延
検波方式の復調器の一構成例を示す機能ブロック図であ
る。
検波方式の復調器の一構成例を示す機能ブロック図であ
る。
【０００５】この復調器は、受信波ＩＮを直交検波搬送
波Ｓ２で直交検波して同相検波成分Ｓ１ａ及び直交検波
成分Ｓ１ｂからなる直交検波信号Ｓ１を出力する直交検
波器１を有し、その入力側には、直交検波搬送波Ｓ２を
出力する搬送波発振器２が接続されている。直交検波器
１の出力側には、直交検波信号Ｓ１からクロック周波数
を再生するクロック再生回路（シンボル再生回路ともい
う）３と、該クロック再生回路３の出力信号Ｓ３に基づ
き直交検波信号Ｓ１から希望する受信信号のみを取り出
す相関器４とが、接続されている。
波Ｓ２で直交検波して同相検波成分Ｓ１ａ及び直交検波
成分Ｓ１ｂからなる直交検波信号Ｓ１を出力する直交検
波器１を有し、その入力側には、直交検波搬送波Ｓ２を
出力する搬送波発振器２が接続されている。直交検波器
１の出力側には、直交検波信号Ｓ１からクロック周波数
を再生するクロック再生回路（シンボル再生回路ともい
う）３と、該クロック再生回路３の出力信号Ｓ３に基づ
き直交検波信号Ｓ１から希望する受信信号のみを取り出
す相関器４とが、接続されている。
【０００６】相関器４の出力側には、その出力信号Ｓ４
の差動化演算を行う差動化演算回路５が接続され、さら
にその出力側に並列／直列変換器６が接続されている。
並列／直列変換器６は、差動化演算回路５の出力信号Ｓ
５を並列／直列変換して直列符号の出力信号Ｓ６を出力
する回路である。
の差動化演算を行う差動化演算回路５が接続され、さら
にその出力側に並列／直列変換器６が接続されている。
並列／直列変換器６は、差動化演算回路５の出力信号Ｓ
５を並列／直列変換して直列符号の出力信号Ｓ６を出力
する回路である。
【０００７】次に、図２の復調器の動作を説明する。図
示しない送信器から伝搬路を介して送られてきた受信波
ＩＮが、直交検波器１に入力する。この受信波ＩＮは、
通常、伝搬路によって歪みや伝搬遅延等を受けるが、こ
こでは説明を簡単にするため、それらの影響がないもの
とする。すると、この受信波ＩＮは、（１）式と同じ式
となる。搬送波発振器２で発振した直交検波搬送波Ｓ２
は、直交検波器１に入力される。直交検波器１で直交検
波を行うため、直交検波搬送波Ｓ２は直交する２つの信
号であるが、それをここでは次式（２）のような複素数
で表わす。 ｃｑ（ｔ）＝ｅ-j（ωct＋θc) ・・・（２） 但し、ｔ，ｑ；（１）式と同じ ωｃ ；直交検波搬送波の角周波数 θｃ ；受信波（１）式と直交検波搬送波の位相差 ここで、ωｃは、一般に、（１）式のｋの値としてｋ＝
０としたときの受信搬送波角周波数、即ち、ωｃと同じ
値が選ばれる。
示しない送信器から伝搬路を介して送られてきた受信波
ＩＮが、直交検波器１に入力する。この受信波ＩＮは、
通常、伝搬路によって歪みや伝搬遅延等を受けるが、こ
こでは説明を簡単にするため、それらの影響がないもの
とする。すると、この受信波ＩＮは、（１）式と同じ式
となる。搬送波発振器２で発振した直交検波搬送波Ｓ２
は、直交検波器１に入力される。直交検波器１で直交検
波を行うため、直交検波搬送波Ｓ２は直交する２つの信
号であるが、それをここでは次式（２）のような複素数
で表わす。 ｃｑ（ｔ）＝ｅ-j（ωct＋θc) ・・・（２） 但し、ｔ，ｑ；（１）式と同じ ωｃ ；直交検波搬送波の角周波数 θｃ ；受信波（１）式と直交検波搬送波の位相差 ここで、ωｃは、一般に、（１）式のｋの値としてｋ＝
０としたときの受信搬送波角周波数、即ち、ωｃと同じ
値が選ばれる。
【０００８】直交検波器１では、受信波ＩＮと直交検波
搬送波Ｓ２とを乗算する。即ち、（１）式と（２）式を
掛け合わせることにより、直交検波信号Ｓ１を出力す
る。ここで、ωｃはω０と同じとなるように制御されて
いるとすると、直交検波信号Ｓ１（＝Ｙｑ(t) ）は次式
（３）のようになる。 直交検波信号Ｙｑ（ｔ）は、通常Ｉチャネルと称する同
相検波成分Ｓ１ａと、通常Ｑチャネルと称する直交検波
成分Ｓ１ｂとからなり、その同相検波成分Ｓ１ａが
（３）式の実数部、直交検波成分Ｓ１ｂが（３）式の虚
数部に相当する。
搬送波Ｓ２とを乗算する。即ち、（１）式と（２）式を
掛け合わせることにより、直交検波信号Ｓ１を出力す
る。ここで、ωｃはω０と同じとなるように制御されて
いるとすると、直交検波信号Ｓ１（＝Ｙｑ(t) ）は次式
（３）のようになる。 直交検波信号Ｙｑ（ｔ）は、通常Ｉチャネルと称する同
相検波成分Ｓ１ａと、通常Ｑチャネルと称する直交検波
成分Ｓ１ｂとからなり、その同相検波成分Ｓ１ａが
（３）式の実数部、直交検波成分Ｓ１ｂが（３）式の虚
数部に相当する。
【０００９】クロック再生回路３では、（３）式に含ま
れるクロック周波数（シンボル周波数）１／Ｔｓを再生
し、そこから各キャリアの周波数ｋ／Ｔ（但し、ｋ＝
０，１，…，Ｎ−１）を作り、また相関器４の演算を行
う時間（タイミング）を作り、それらの出力信号Ｓ３を
相関器４へ供給する。
れるクロック周波数（シンボル周波数）１／Ｔｓを再生
し、そこから各キャリアの周波数ｋ／Ｔ（但し、ｋ＝
０，１，…，Ｎ−１）を作り、また相関器４の演算を行
う時間（タイミング）を作り、それらの出力信号Ｓ３を
相関器４へ供給する。
【００１０】相関器４は、（３）式で表される直交検波
信号Ｓ１（＝Ｙｑ（ｔ））から、特定の周波数成分のみ
を取り出すため、周波数ｓ／Ｔ（但し、ｓ；０，１，
…，Ｎ−１の整数）の信号を（３）式に掛け、それをｑ
番目のシンボルについては、時刻ｔ＝ｑＴｓからｔ＝ｑ
Ｔｓ＋Ｔの間積分する。すると、周波数の番号ｓにおけ
る相関器４の出力信号Ｓ４は、次式（４）となる。 この（４）式は、次の通りとなる。 そのため、ｋ＝ｓの変調成分のみが得られる。今、１受
信機が一つのプログラム（チャネル）を選択して復調す
ることを考えると、ｓの値として、Ｌ間隔にＭ個あれば
よい。従って、相関器４として、Ｍ個が必要となる。こ
れらの相関器４から、（５）式で表されるＭ個の出力信
号Ｓ４（＝Ｗｑ，ｓ）が、差動化演算回路５へ出力され
る。
信号Ｓ１（＝Ｙｑ（ｔ））から、特定の周波数成分のみ
を取り出すため、周波数ｓ／Ｔ（但し、ｓ；０，１，
…，Ｎ−１の整数）の信号を（３）式に掛け、それをｑ
番目のシンボルについては、時刻ｔ＝ｑＴｓからｔ＝ｑ
Ｔｓ＋Ｔの間積分する。すると、周波数の番号ｓにおけ
る相関器４の出力信号Ｓ４は、次式（４）となる。 この（４）式は、次の通りとなる。 そのため、ｋ＝ｓの変調成分のみが得られる。今、１受
信機が一つのプログラム（チャネル）を選択して復調す
ることを考えると、ｓの値として、Ｌ間隔にＭ個あれば
よい。従って、相関器４として、Ｍ個が必要となる。こ
れらの相関器４から、（５）式で表されるＭ個の出力信
号Ｓ４（＝Ｗｑ，ｓ）が、差動化演算回路５へ出力され
る。
【００１１】差動化演算回路５は、１シンボル前の相関
器出力と、現在の出力との差動化演算を行う。１シンボ
ル前の値をＷｑ- １，ｓとすると、 差動化出力信号Ｓ５をＤｑ，ｓとすると、 但し、Ｗ* ｑ- １，ｓ；Ｗｑ- １，ｓの共役複素数 従って、変調器において符号を差動化しておけば、
（６）式でその符号が復調されることがわかる。（６）
式で表されるＭ個の出力信号Ｓ５が得られるので、並列
／直列変換器６で、Ｍ個（実際には、Ｍ組の複素数）の
並列なシンボルを並列／直列変換することにより、変調
器へ入力した直列符号の出力信号Ｓ６が出力される。
器出力と、現在の出力との差動化演算を行う。１シンボ
ル前の値をＷｑ- １，ｓとすると、 差動化出力信号Ｓ５をＤｑ，ｓとすると、 但し、Ｗ* ｑ- １，ｓ；Ｗｑ- １，ｓの共役複素数 従って、変調器において符号を差動化しておけば、
（６）式でその符号が復調されることがわかる。（６）
式で表されるＭ個の出力信号Ｓ５が得られるので、並列
／直列変換器６で、Ｍ個（実際には、Ｍ組の複素数）の
並列なシンボルを並列／直列変換することにより、変調
器へ入力した直列符号の出力信号Ｓ６が出力される。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ＯＦＤＭ方式の復調器では、次のような課題があった。
前述した復調過程において、搬送波発振器２の角周波数
ωｃは受信搬送波の角周波数ωｏと等しいものに選択さ
れている。今、プログラムがＬ個あるとして、それに０
からＬ−１までの番号（チャネル番号）が付与されてい
るとする。受信機において、ｉ番目のプログラム（ｉチ
ャネル）を選択受信することを考える。このとき、ｉチ
ャネルに使用されている搬送波（キャリア）の番号Ｃ
は、Ｃ＝ｉ、Ｌ＋ｉ、２Ｌ＋ｉ、…、及び（Ｍ−１）Ｌ
＋ｉ ・・・（７） のＭ個である。
ＯＦＤＭ方式の復調器では、次のような課題があった。
前述した復調過程において、搬送波発振器２の角周波数
ωｃは受信搬送波の角周波数ωｏと等しいものに選択さ
れている。今、プログラムがＬ個あるとして、それに０
からＬ−１までの番号（チャネル番号）が付与されてい
るとする。受信機において、ｉ番目のプログラム（ｉチ
ャネル）を選択受信することを考える。このとき、ｉチ
ャネルに使用されている搬送波（キャリア）の番号Ｃ
は、Ｃ＝ｉ、Ｌ＋ｉ、２Ｌ＋ｉ、…、及び（Ｍ−１）Ｌ
＋ｉ ・・・（７） のＭ個である。
【００１３】従って、相関器４では、（４）式の演算を
行うためのｓの値として前記Ｍ個のＣの値を選択する。
即ち、（３）式で表される相関器４への入力信号から、
その周波数が、 ｉ／Ｔ、（Ｌ＋ｉ）／Ｔ、（２Ｌ＋ｉ）／Ｔ、…、
（（Ｍ−１）Ｌ＋ｉ）／Ｔ となる成分を該相関器４で取り出すこととなる。そのた
め、クロック再生回路３では、前記周波数を有する搬送
波を作る必要がある。搬送波を作るため、一般的には、
基本周波数１／Ｔを逓倍するとか、１／Ｔの整数倍の非
常に高い周波数から分周するとかして、前記Ｍ個の周波
数搬送波を作っている。ところが、チャネル番号ｉによ
って逓倍数あるいは分周数が異なるので、チャネル番号
によって、搬送波をつくる回路の構成が異なってくると
いう欠点がある。
行うためのｓの値として前記Ｍ個のＣの値を選択する。
即ち、（３）式で表される相関器４への入力信号から、
その周波数が、 ｉ／Ｔ、（Ｌ＋ｉ）／Ｔ、（２Ｌ＋ｉ）／Ｔ、…、
（（Ｍ−１）Ｌ＋ｉ）／Ｔ となる成分を該相関器４で取り出すこととなる。そのた
め、クロック再生回路３では、前記周波数を有する搬送
波を作る必要がある。搬送波を作るため、一般的には、
基本周波数１／Ｔを逓倍するとか、１／Ｔの整数倍の非
常に高い周波数から分周するとかして、前記Ｍ個の周波
数搬送波を作っている。ところが、チャネル番号ｉによ
って逓倍数あるいは分周数が異なるので、チャネル番号
によって、搬送波をつくる回路の構成が異なってくると
いう欠点がある。
【００１４】また、それ以上の欠点として、クロック再
生回路３におけるクロック再生の問題がある。クロック
再生は、一般的には、（３）式の直流成分（式でｋ＝０
としたときの成分）からクロック周波数の再生を行って
いるが、もし、０チャネル（ｋ＝０は、チャネル番号０
における最も周波数の低いものである）が送信されてい
ない場合、直流成分がないことになり、その信号を利用
しているクロックの再生ができなくなる。すると、ＯＦ
ＤＭ方式による他のチャネルを含めた全ての通信が不可
能となる。この欠陥を救済するため、プログラムの有無
にかかわらず、０チャネルを基準信号として常時送信し
ている必要がある。
生回路３におけるクロック再生の問題がある。クロック
再生は、一般的には、（３）式の直流成分（式でｋ＝０
としたときの成分）からクロック周波数の再生を行って
いるが、もし、０チャネル（ｋ＝０は、チャネル番号０
における最も周波数の低いものである）が送信されてい
ない場合、直流成分がないことになり、その信号を利用
しているクロックの再生ができなくなる。すると、ＯＦ
ＤＭ方式による他のチャネルを含めた全ての通信が不可
能となる。この欠陥を救済するため、プログラムの有無
にかかわらず、０チャネルを基準信号として常時送信し
ている必要がある。
【００１５】本発明は、前記従来技術が持っていた課題
として、チャネル番号毎にクロック再生回路の構成が異
なる点、及びプログラムの有無にかかわらず、０チャネ
ルを基準信号として常時送信する必要がある点について
解決したＯＦＤＭ方式の復調器を提供するものである。
として、チャネル番号毎にクロック再生回路の構成が異
なる点、及びプログラムの有無にかかわらず、０チャネ
ルを基準信号として常時送信する必要がある点について
解決したＯＦＤＭ方式の復調器を提供するものである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題を解
決するため、ＯＦＤＭ方式を用いた通信システムの受信
波中の受信搬送波にほぼ等しい周波数で発振する発振器
と、前記受信波を前記発振器の出力信号によって直交検
波する直交検波器と、前記直交検波器の出力信号からク
ロック周波数を再生するクロック再生回路と、前記直交
検波器の出力信号から希望する受信信号のみを取り出す
相関器と、前記相関器の出力信号を遅延検波あるいは差
動演算を行ってその検波結果あるいは演算結果を並列符
号の形で出力する差動化演算回路と、前記差動化演算回
路の出力信号を直列符号に変換する並列／直列変換器と
を備えたＯＦＤＭ方式の復調器において、次のような手
段を講じている。
決するため、ＯＦＤＭ方式を用いた通信システムの受信
波中の受信搬送波にほぼ等しい周波数で発振する発振器
と、前記受信波を前記発振器の出力信号によって直交検
波する直交検波器と、前記直交検波器の出力信号からク
ロック周波数を再生するクロック再生回路と、前記直交
検波器の出力信号から希望する受信信号のみを取り出す
相関器と、前記相関器の出力信号を遅延検波あるいは差
動演算を行ってその検波結果あるいは演算結果を並列符
号の形で出力する差動化演算回路と、前記差動化演算回
路の出力信号を直列符号に変換する並列／直列変換器と
を備えたＯＦＤＭ方式の復調器において、次のような手
段を講じている。
【００１７】即ち、受信を希望するチャネルに対応する
チヤネル識別信号をつくるチャネル選択手段と、前記チ
ャネル識別信号に基づき前記発振器の出力信号の周波数
を制御して、受信を希望するチャネルの受信搬送波のう
ち任意の一つの受信搬送波の周波数に等しいかほぼ等し
くする周波数変更手段とを、設けている。
チヤネル識別信号をつくるチャネル選択手段と、前記チ
ャネル識別信号に基づき前記発振器の出力信号の周波数
を制御して、受信を希望するチャネルの受信搬送波のう
ち任意の一つの受信搬送波の周波数に等しいかほぼ等し
くする周波数変更手段とを、設けている。
【００１８】
【作用】本発明によれば、以上のようにＯＦＤＭ方式の
復調器を構成したので、チャネル選択手段によってチャ
ネル識別信号を周波数変更手段に与えれば、該周波数変
更手段では、該チャネル識別信号に応じて発振器の周波
数を変更し、直交検波搬送波を直交検波器へ与える。直
交検波器では、直交検波搬送波に基づき受信波を直交検
波し、その直交検波出力をクロック再生回路及び相関器
へ供給する。クロック再生回路では、直交検波器の出力
信号からクロック周波数を再生し、タイミング信号等を
作って相関器へ供給する。
復調器を構成したので、チャネル選択手段によってチャ
ネル識別信号を周波数変更手段に与えれば、該周波数変
更手段では、該チャネル識別信号に応じて発振器の周波
数を変更し、直交検波搬送波を直交検波器へ与える。直
交検波器では、直交検波搬送波に基づき受信波を直交検
波し、その直交検波出力をクロック再生回路及び相関器
へ供給する。クロック再生回路では、直交検波器の出力
信号からクロック周波数を再生し、タイミング信号等を
作って相関器へ供給する。
【００１９】相関器では、クロック再生回路の出力信号
に基づき、直交検波器の出力信号から、希望する受信信
号のみを取り出して差動化演算回路へ出力する。このよ
うに、チャネル選択手段及び周波数変更手段により、発
振器の周波数を受信を希望するチャネルに応じて変更
し、クロック再生を確実に行わせると共に、相関器で使
用する周波数をチャネル番号によらず一定にする。従っ
て、前記課題を解決できるのである。
に基づき、直交検波器の出力信号から、希望する受信信
号のみを取り出して差動化演算回路へ出力する。このよ
うに、チャネル選択手段及び周波数変更手段により、発
振器の周波数を受信を希望するチャネルに応じて変更
し、クロック再生を確実に行わせると共に、相関器で使
用する周波数をチャネル番号によらず一定にする。従っ
て、前記課題を解決できるのである。
【００２０】
【実施例】図１は、本発明の実施例を示すもので、ＯＦ
ＤＭ方式を用いた通信システムにおける遅延検波方式の
復調器の機能ブロック図であり、従来の図２中の要素と
共通の要素には共通の符号が付されている。
ＤＭ方式を用いた通信システムにおける遅延検波方式の
復調器の機能ブロック図であり、従来の図２中の要素と
共通の要素には共通の符号が付されている。
【００２１】この復調器では、チャネル識別信号Ｓ２０
を出力するチャネル選択手段２０が設けられ、さらに図
２の搬送波発振器２に代えて、周波数変更可能な搬送波
発振器３０が設けられている。
を出力するチャネル選択手段２０が設けられ、さらに図
２の搬送波発振器２に代えて、周波数変更可能な搬送波
発振器３０が設けられている。
【００２２】チャネル選択手段２０は、受信を希望する
チャネルに搬送波発振器３０の周波数を合わせるため
に、チャネル番号等のチャネル識別信号Ｓ２０を生成し
てそれを搬送波発振器３０へ与える機能を有している。
搬送波発振器３０は、一定の周波数で発振する発振器３
１と、チャネル識別信号Ｓ２０に基づき発振器３１の発
振周波数を該チャネル識別信号Ｓ２０に対応する周波数
に変更して直交検波搬送波Ｓ３０を直交検波器１へ与え
る周波数変更手段３２とを、有している。この搬送波発
振器３０は、周波数シンセサイザ等を用いて構成されて
いる。
チャネルに搬送波発振器３０の周波数を合わせるため
に、チャネル番号等のチャネル識別信号Ｓ２０を生成し
てそれを搬送波発振器３０へ与える機能を有している。
搬送波発振器３０は、一定の周波数で発振する発振器３
１と、チャネル識別信号Ｓ２０に基づき発振器３１の発
振周波数を該チャネル識別信号Ｓ２０に対応する周波数
に変更して直交検波搬送波Ｓ３０を直交検波器１へ与え
る周波数変更手段３２とを、有している。この搬送波発
振器３０は、周波数シンセサイザ等を用いて構成されて
いる。
【００２３】次に、チャネル選択手段２０及び周波数変
更手段３２により、搬送波発振器３０の周波数を希望す
るチャネルに応じて変更したときの復調動作について説
明する。
更手段３２により、搬送波発振器３０の周波数を希望す
るチャネルに応じて変更したときの復調動作について説
明する。
【００２４】チャネル選択手段２０及び周波数変更手段
３２により、例えば搬送波発振器３０の周波数を、受信
を希望するｉチャネルの最低周波数に設定する。そのた
め、チャネル選択手段２０から出力されるチャネル識別
信号Ｓ２０により、周波数変更手段３２を制御して該搬
送波発振器３０の角周波数ωｃを次式（８）の値に設定
する。 ωｃ＝ω０＋２πｉ／Ｔ ・・・（８） すると、直交検波器１は、搬送波発振器３０から出力さ
れる直交検波搬送波Ｓ３０に基づき、受信波ＩＮを直交
検波し、（１）式と（２）式に従い、次式のような直交
検波信号Ｓ１（＝Ｙｄ（ｔ））をクロック再生回路３及
び相関器４へ出力する。 ここで、ｐ＝ｋ−ｉとおくと、 この（９）式は（３）式と全く同じ形であり、単にΣの
下限と上限がｉだけ下にずれたものである。
３２により、例えば搬送波発振器３０の周波数を、受信
を希望するｉチャネルの最低周波数に設定する。そのた
め、チャネル選択手段２０から出力されるチャネル識別
信号Ｓ２０により、周波数変更手段３２を制御して該搬
送波発振器３０の角周波数ωｃを次式（８）の値に設定
する。 ωｃ＝ω０＋２πｉ／Ｔ ・・・（８） すると、直交検波器１は、搬送波発振器３０から出力さ
れる直交検波搬送波Ｓ３０に基づき、受信波ＩＮを直交
検波し、（１）式と（２）式に従い、次式のような直交
検波信号Ｓ１（＝Ｙｄ（ｔ））をクロック再生回路３及
び相関器４へ出力する。 ここで、ｐ＝ｋ−ｉとおくと、 この（９）式は（３）式と全く同じ形であり、単にΣの
下限と上限がｉだけ下にずれたものである。
【００２５】クロック再生回路３では、（９）式の信号
の直流成分に含まれるクロック周波数１／Ｔｓを再生
し、そこから各キャリアの周波数ｓ／Ｔ（但し、ｓ＝
０，Ｌ，…，（Ｍ−１）Ｌ）を作り、また相関器４の演
算を行う時間（タイミング）を作り、それらの出力信号
Ｓ３を相関器４へ供給する。
の直流成分に含まれるクロック周波数１／Ｔｓを再生
し、そこから各キャリアの周波数ｓ／Ｔ（但し、ｓ＝
０，Ｌ，…，（Ｍ−１）Ｌ）を作り、また相関器４の演
算を行う時間（タイミング）を作り、それらの出力信号
Ｓ３を相関器４へ供給する。
【００２６】相関器４は、直交検波信号Ｓ１（＝Ｙｑ
（ｔ））から特定の周波数成分のみを取り出すため、次
式（10）に従い、そのＹｑ（ｔ）の相関演算を行う。 この（10）式を計算すると、次式（11）式のようにな
る。 ここで、ｓの値として、 ｓ＝０、Ｌ、２Ｌ、…、（Ｍ−１）Ｌ ・・・（12） のＭ個が使用される。すると、Φq,s+1 としては、 Φq,i 、Φq,L+i 、Φq,2L+i、…、Φq,(M-1)L+i となる。Φの右側の添え字は、（７）式のＣの値と全く
同じであることがわかる。
（ｔ））から特定の周波数成分のみを取り出すため、次
式（10）に従い、そのＹｑ（ｔ）の相関演算を行う。 この（10）式を計算すると、次式（11）式のようにな
る。 ここで、ｓの値として、 ｓ＝０、Ｌ、２Ｌ、…、（Ｍ−１）Ｌ ・・・（12） のＭ個が使用される。すると、Φq,s+1 としては、 Φq,i 、Φq,L+i 、Φq,2L+i、…、Φq,(M-1)L+i となる。Φの右側の添え字は、（７）式のＣの値と全く
同じであることがわかる。
【００２７】相関器４では、（11）式の信号Ｗｑ，ｓを
Ｍ組、出力信号Ｓ４として差動化演算回路５へ出力す
る。差動化演算回路５は、従来の復調器と同様、（６）
式に従い、相関器４の出力信号Ｓ４を差動演算する。こ
の差動化演算回路５の出力信号Ｓ５は、並列／直列変換
器６により、直列符号の出力信号Ｓ６に変換されて出力
される。従って、（11）式及び（12）式により、１チャ
ネルに相当する変調波の位相が並列／直列変換器６から
出力されることになる。
Ｍ組、出力信号Ｓ４として差動化演算回路５へ出力す
る。差動化演算回路５は、従来の復調器と同様、（６）
式に従い、相関器４の出力信号Ｓ４を差動演算する。こ
の差動化演算回路５の出力信号Ｓ５は、並列／直列変換
器６により、直列符号の出力信号Ｓ６に変換されて出力
される。従って、（11）式及び（12）式により、１チャ
ネルに相当する変調波の位相が並列／直列変換器６から
出力されることになる。
【００２８】本実施例では、相関器４に必要な搬送波の
周波数が、基本周波数１／Ｔに（12）式のｓの値を掛け
たものとなり、受信チャネル番号によらず一定となる。
また、（９）式のｐ＝０の成分が直流成分となり、この
成分をクロック再生回路３でクロック再生に利用するこ
とになるが、この直流成分は受信を希望するチャネルの
最低周波数成分であり、必ず存在するため、クロック再
生を確実に行うことができる。もし、直流成分がなけれ
ば、そのチャネルは送信されていないものであり、受信
する意味もない。
周波数が、基本周波数１／Ｔに（12）式のｓの値を掛け
たものとなり、受信チャネル番号によらず一定となる。
また、（９）式のｐ＝０の成分が直流成分となり、この
成分をクロック再生回路３でクロック再生に利用するこ
とになるが、この直流成分は受信を希望するチャネルの
最低周波数成分であり、必ず存在するため、クロック再
生を確実に行うことができる。もし、直流成分がなけれ
ば、そのチャネルは送信されていないものであり、受信
する意味もない。
【００２９】なお、以上の説明では、搬送波発振器３０
の角周波数ωｃとして、受信を希望するチャネルの最低
の角周波数に一致させることとしたが、その必要はな
く、受信を希望するチャネルのＭ個の角周波数のうち、
任意にどれか一つを選択することによっても上記と同様
の復調が可能である。
の角周波数ωｃとして、受信を希望するチャネルの最低
の角周波数に一致させることとしたが、その必要はな
く、受信を希望するチャネルのＭ個の角周波数のうち、
任意にどれか一つを選択することによっても上記と同様
の復調が可能である。
【００３０】本実施例では、次のような利点を有してい
る。本実施例では、チャネル選択手段２０及び周波数変
更手段３２により、搬送波発振器３０の周波数を受信を
希望する周波数の一つに一致させることにより、復調し
ている。そのため、従来のように相関器４に使用する信
号の周波数を受信希望するチャネル番号に応じて変更さ
せる必要がなくなり、機器構成の統一を図ることが可能
であり、機器の量産化設計に有効となる。さらに、受信
を希望する信号の一つを直交検波出力の直流分とするた
め、クロック再生回路３によるクロック再生のために受
信を希望するチャネルとは別に、従来のように基準信号
を常時送信している必要がなくなり、すべてのプログラ
ムについて、それぞれのプログラムの送信を必要とする
ときにのみ送信すればよいので、効率のよいＯＦＤＭ方
式の通信が可能となる。
る。本実施例では、チャネル選択手段２０及び周波数変
更手段３２により、搬送波発振器３０の周波数を受信を
希望する周波数の一つに一致させることにより、復調し
ている。そのため、従来のように相関器４に使用する信
号の周波数を受信希望するチャネル番号に応じて変更さ
せる必要がなくなり、機器構成の統一を図ることが可能
であり、機器の量産化設計に有効となる。さらに、受信
を希望する信号の一つを直交検波出力の直流分とするた
め、クロック再生回路３によるクロック再生のために受
信を希望するチャネルとは別に、従来のように基準信号
を常時送信している必要がなくなり、すべてのプログラ
ムについて、それぞれのプログラムの送信を必要とする
ときにのみ送信すればよいので、効率のよいＯＦＤＭ方
式の通信が可能となる。
【００３１】なお、本発明は上記実施例に限定されず、
種々の変形が可能である。その変形例としては、例えば
次のようなものがある。
種々の変形が可能である。その変形例としては、例えば
次のようなものがある。
【００３２】上記実施例では遅延検波方式の復調器につ
いて説明したが、同期検波方式等といった他の方式の復
調器にも上記実施例を適用できる。例えば、同期検波方
式においては、（９）式のθｃがｎπ／２（但し、ｎは
０、１、２、３のうちで、同期が取れたところで一定の
値）となるだけであり、上記実施例と同様な復調が可能
となる。
いて説明したが、同期検波方式等といった他の方式の復
調器にも上記実施例を適用できる。例えば、同期検波方
式においては、（９）式のθｃがｎπ／２（但し、ｎは
０、１、２、３のうちで、同期が取れたところで一定の
値）となるだけであり、上記実施例と同様な復調が可能
となる。
【００３３】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、ＯＦＤＭ方式の復調器において、チャネル選択手
段及び周波数変更手段により、搬送波発振器の周波数を
受信を希望する周波数の一つに一致させることにより、
復調するようにしている。そのため、従来のように相関
器に使用する信号の周波数を受信希望するチャネル番号
に応じて変更させる必要がなくなり、機器構成の統一を
図ってその機器の量産化設計の向上が図れる。しかも、
受信を希望する信号の一つを直交検波出力の直流分とす
るため、クロック再生回路のクロック再生のために受信
を希望するチャネルとは別に基準信号を常時送信する必
要がなくなり、すべてのプログラムについて、それぞれ
のプログラムの送信を必要とするときにのみ送信を行え
ばよいので、効率のよいＯＦＤＭ方式の通信が可能とな
る。
れば、ＯＦＤＭ方式の復調器において、チャネル選択手
段及び周波数変更手段により、搬送波発振器の周波数を
受信を希望する周波数の一つに一致させることにより、
復調するようにしている。そのため、従来のように相関
器に使用する信号の周波数を受信希望するチャネル番号
に応じて変更させる必要がなくなり、機器構成の統一を
図ってその機器の量産化設計の向上が図れる。しかも、
受信を希望する信号の一つを直交検波出力の直流分とす
るため、クロック再生回路のクロック再生のために受信
を希望するチャネルとは別に基準信号を常時送信する必
要がなくなり、すべてのプログラムについて、それぞれ
のプログラムの送信を必要とするときにのみ送信を行え
ばよいので、効率のよいＯＦＤＭ方式の通信が可能とな
る。
【図１】本発明の実施例を示すＯＦＤＭ方式の復調器の
機能ブロック図である。
機能ブロック図である。
【図２】従来のＯＦＤＭ方式の復調器の機能ブロック図
である。
である。
１ 直交検波器 ３ クロック再生回路 ４ 相関器 ５ 差動化演算回路 ６ 並列／直列変換器 ２０ チャネル選択手段 ３０ 搬送波発振器 ３１ 発振器 ３２ 周波数変更手段
Claims (1)
- 【請求項１】 オーソゴナル周波数分割多重方式を用い
た通信システムの受信波中の受信搬送波にほぼ等しい周
波数で発振する発振器と、前記受信波を前記発振器の出
力信号によって直交検波する直交検波器と、前記直交検
波器の出力信号からクロック周波数を再生するクロック
再生回路と、前記直交検波器の出力信号から希望する受
信信号のみを取り出す相関器と、前記相関器の出力信号
を遅延検波あるいは差動演算を行ってその検波結果ある
いは演算結果を並列符号の形で出力する差動化演算回路
と、前記差動化演算回路の出力信号を直列符号に変換す
る並列／直列変換器とを備えたオ―ソゴナル周波数分割
多重方式の復調器において受信を希望するチャネルに対
応するチヤネル識別信号をつくるチャネル選択手段と、 前記チャネル識別信号に基づき前記発振器の出力信号の
周波数を制御して、受信を希望するチャネルの受信搬送
波のうち任意の一つの受信搬送波の周波数に等しいかほ
ぼ等しくする周波数変更手段とを、 設けたことを特徴とするオ―ソゴナル周波数分割多重方
式の復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3248150A JPH0591071A (ja) | 1991-09-27 | 1991-09-27 | オーソゴナル周波数分割多重方式の復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3248150A JPH0591071A (ja) | 1991-09-27 | 1991-09-27 | オーソゴナル周波数分割多重方式の復調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0591071A true JPH0591071A (ja) | 1993-04-09 |
Family
ID=17173966
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3248150A Withdrawn JPH0591071A (ja) | 1991-09-27 | 1991-09-27 | オーソゴナル周波数分割多重方式の復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0591071A (ja) |
-
1991
- 1991-09-27 JP JP3248150A patent/JPH0591071A/ja not_active Withdrawn
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19981203 |