JPH0584976B2

JPH0584976B2 -

Info

Publication number: JPH0584976B2
Application number: JP60172497A
Authority: JP
Inventors: Koji Kito
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1985-08-07
Filing date: 1985-08-07
Publication date: 1993-12-03
Also published as: JPS6234467A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明は、投写形カラーデイスプレイ等におけ
る高圧発生回路、更に詳しくは、デイスプレイ用
受像管のアノード電圧として、水平偏向出力回路
で、走査の帰線期間に発生するフライバツクパル
ス電圧を昇圧整流して高電圧を発生する高圧発生
回路に関するものである。

〔発明の背景〕

投写形カラーデイスプレイ等においては、一般
に、高輝度化を達成するために、大出力を発生す
る上述のような高圧発生回路が必要となる。

従来、この様な大出力を発生する高圧発生回路
としては、例えば、特開昭56−149178号公報に記
載されている様に、フライバツクトランスを２個
設け、２個のフライバツクトランスの出力電流を
平衡させる制御回路を持つものが知られている。

ところで、一般に、この様な大出力を発生する
高圧発生回路を投写形カラーデイスプレイ等にお
いて用いた場合、その高圧発生回路に接続される
高圧負荷は広い範囲に渡つて変化することにな
る。従つて、例えば、その高圧負荷が増加した場
合を考えてみると、高圧発生回路の電源、即ち、
内部にあるフライバツクトランスの１次側に接続
されている電源からは、その分に相当する電力が
増加してその高圧負荷に供給される。一方、その
増加分に相当する電力は、高圧発生回路内にある
高圧出力トランジスタのコレクタ電流に、電流加
算という形であらわれる。即ち、今例えば、その
コレクタ電流がｘアンペアであり、高圧負荷が増
加して、電源がその増加分の電力を供給するため
に電源からΔxアンペア電流（電源電流）が流れ
出たとすると、その電源からの電流が前述のコレ
クタ電流に加算され、そのコレクタ電流の値はｘ
＋Δxアンペアとなる。この様に、高圧負荷の増
加はコレクタ電流の増加をもたらすことになる。
従つて、前述した如く、一般に、大出力を発生す
る高圧発生回路では、接続された高圧負荷が広い
範囲に渡つて変動するのであるから、内部にある
高圧出力トランジスタのコレクタ電流の変化幅も
大きくなる。

又、一方、この様な高圧発生回路では、前述の
高圧出力トランジスタにおける損失というものが
問題となる。一般に、高圧出力トランジスタにお
ける損失は、コレクタ電流の値と順方向ベース電
流の値とに深くかかわりがあり、即ち、コレクタ
電流の各値に対して、その損失が最低となる順方
向ベース電流の値を求めて見ると、その関係には
或る比例関係を有していることがわかる。

ところで、従来の高圧発生回路を見てみると、
その高圧出力トランジスタの順方向ベース電流の
値は固定的であり、即ち、高圧負荷の変動に対し
て常に一定となつている。従つて、その順方向ベ
ース電流の値というのは、例えば、高圧負荷が最
大となる時に損失が最小となるような値に設定し
たりしている。

しかしながら、上述した様に、大出力を発生す
る高圧発生回路では、高圧出力トランジスタのコ
レクタ電流は大幅に変化する為、常に損失が最低
の状態にあるとは限らず、例えば、順方向ベース
電流の値を上記の如くして設定した場合には、コ
レクタ電流の値が小さくなればなる程、高圧出力
トランジスタでの損失は大きくなることになる。
しかも、この様に損失が大きくなると、その損失
分は熱となつてあらわれ、この様なトランジスタ
の場合、その熱によつて熱暴走を起こし、破壊に
至ることがある。

従つて、この様に回路動作の安定性が保証でき
ないことから、偏向・高圧一体形回路の場合、従
来では、高圧出力トランジスタの損失が増加する
領域を除いた、或る限られた範囲内でしか回路は
実現できず、高圧供給能力をフルに発揮すること
ができなかつた。

なお、投写形カラーデイスプレイ等において
は、高圧発生回路は、偏向回路とは別回路として
設けられる場合もあるが、上記した如く、偏向回
路と一体となつて、偏向・高圧一体形回路とし
て、設けられる場合もある。

以上の様に従来の高圧発生回路では、高圧負荷
の広い範囲での変動に対し、高圧出力トランジス
タにおける損失を常時低損失に維持することはで
きず、従つて、それにより高圧発生回路全体の効
率を低減させてしまうことになり、常に高効率で
動作させることはできないという問題があつた。
また、上記した損失分は熱となつてあらわれるた
め、その発熱によつて回路動作が不安定になると
いう問題もあつた。

尚、前述した既提案例においても、以上の様な
点については、何ら配慮されてはいなかつた。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記した従来技術の問題点を
解決し、高圧負荷が広範囲に渡つて変動する場合
でも、回路全体として常に高効率で動作を行うこ
とができ、回路動作の安定性も高い高圧発生回路
を提供することにある。

〔発明の概要〕

上記した目的を達成する為に、本発明では、電
源から出力される電源電流の変化、またはフライ
バツクトランスの２次側から出力される高圧出力
電流（ビーム電流）の変化、または高圧出力トラ
ンジスタのエミツタ電流の変化から高圧負荷の負
荷変動を検出し、その変動に追従して高圧出力ト
ランジスタの順方向ベース電流を制御することに
より、負荷変動にかかわらず高圧出力トランジス
タの損失を低損失状態に維持するようにしたもの
である。

〔発明の実施例〕

以下、図を参照して本発明の実施例を説明す
る。

第１図は、本発明における高圧発生回路の第１
の実施例を示す回路図である。

第１図において、１はスイツチングパルス入力
端子、２は高圧ドライブトランジスタ、３は正電
源端子、４はドライブトランス、５はダイオー
ド、６は制御トランジスタ、７は高圧出力トラン
ジスタ、８ダンパーダイオード、９は共振コンデ
ンサ、１０はフライバツクトランス、１１は高圧
整流ダイオード、１２は高圧出力端子、１３，１
４はそれぞれ正電源端子、１５は負電源端子、１
６は演算増幅器、１７，１８，１９，２０，２
１，２２，２４，２５，２６はそれぞれ抵抗器、
２３は可変抵抗器、２７はコンデンサ、である。

次に、第２図，第３図，第４図を参照しながら
第１図の動作を説明する。

第１図において、スイツチングパルス入力端子
１に周期T_Hのスイツチングパルス（通常は水平
周期パルス）が入力されると、高圧ドライブトラ
ンジスタ２はスイツチング動作し、ドライブトラ
ンス４の１次側にパルス電圧が誘起され、２次側
にパルス電圧が伝送される。このパルス電圧は制
御トランジスタ６を介して高圧出力トランジスタ
７のベースに加えられ、それにより高圧出力トラ
ンジスタ７はスイツチング動作し、フライバツク
トランス１０の１次側にパルス電流が流れ、２次
側に高電圧が誘起される。整流ダイオード１１に
よりこの高電圧を整流し高圧出力端子１２に直流
高圧電圧が出力される。

第２図ａ，ｂは、第１図における高圧出力トラ
ンジスタのベース電流I_Bとコレクタ電流I_Cのそれ
ぞれ波形を示す波形図である。

入力端子１に入力されるスイツチングパルスが
時刻t₁で立上つたとすると、第２図ａに示す様
に、高圧出力トランジスタ７のベース電流I_Bとし
て順方向に電流が流れる。この時のベース電流の
値をI_B1（以下、順方向ベース電流と呼ぶ）とす
る。また、これにより第２図ｂに示す様に高圧出
力トランジスタ７のコレクタ電流I_Cも流れ始める
が、コレクタにはフライバツクトランス１０、即
ち、負荷としてコイルが接続されているので、そ
の電流量は徐々にしか増加しない。次に、時刻t₂
において、スイツチングパルスが立下ると、ベー
ス電流I_Bは急激に減少し逆方向に流れるようにな
る。この間、コレクタ電流I_Cの方は引き続き徐々
に増加しつづけるが、時刻t₃には増加が止まり急
激に減少をし始め、時刻t₄においてその値はゼロ
になる。この時の時刻t₂からt₃までの時間が一般
に呼ばれる蓄積時間であり、時刻t₃からt₄までの
時間が一般に呼ばれる降下時間である。ここで、
時刻t₃の時のベース電流の値をI_B2とし、またこの
時にピークとなるコレクタ電流の値をI_CP（以下、
ピークコレクタ電流を呼ぶ）とする。

第３図は、高圧出力トランジスタのピークコレ
クタ電流I_CPを変えた場合において、その高圧出
力トランジスタの損失が最小となる（即ち、高圧
発生回路全体の効率が最大となる）ような順方向
ベース電流I_B1をプロツトしたグラフである。

また、第４図はビーム電流（第１図の高圧出力
端子１２から出力される電流）I_bに対するピーク
コレクタ電流I_CP，順方向ベース電流I_B1及び高圧
発生回路全体の効率のηの関係を示すグラフであ
り、(a)は従来におけるもので、(b)は本発明におけ
るものである。第４図において、実線はピークコ
レクタ電流I_CPの変化、一点鎖線は順方向ベース
電流I_B1の変化、破線は効率ηの変化をそれぞれ
示す。

前述した如く、一般に高圧発生回路では、第４
図ａ又はｂの３１に示す様にピークコレクタ電流
I_CPは、高圧負荷に供給される電力（以下、高圧
負荷電力と呼ぶ）、すなわちビーム電流I_bの増加
と共に単調に増加する。一方、第３図の３０に示
す様に、高圧発生回路全体の効率ηが最大となる
順方向ベース電流I_B1は、ピークコレクタ電流I_CP
の増加に比例して増加する。

しかし、前述した様に、従来の高圧発生回路で
は、順方向ベース電流I_B1は第４図ａの３２に示
す様に高圧負荷電力の変化すなわちビーム電流I_b
の変化にかかわらず一定であるので、通常はその
順方向ベース電流I_B1を、前述した通りビーム電
流I_bが最大（即ち、高圧負荷が最大）となる時に
効率ηが最大（即ち、損失が最小）となる様に設
定している。従つて、第４図ａの３３に示す様に
ビーム電流I_bの少ない領域では著しく効率ηが悪
化することになる。しかも、このことは、投写形
カラーデイスプレイ等に用いられる高圧発生回
路、即ち、接続される高圧負荷の負荷変動幅が大
きい（ビーム電流の変化範囲の大きい）高圧発生
回路において、特に問題となる。また、前述した
通り、効率ηの低下、即ち、高圧出力トランジス
タ７での損失の増加は、その回路素子の発熱によ
る回路動作の不安定原因となるので、偏向・高圧
一体形回路の場合、従来では、効率ηの低下する
領域を除いた或る限られた範囲内でしか回路は実
現できず、高圧供給能力をフルに発揮することが
できなかつた。

そこで、本実施例では、後述する様な動作によ
つて、第４図ｂの３２′に示す様に順方向ベース
電流I_B1を高圧負荷電力すなわちビーム電流I_bの変
化に追従して変化させることにより、第４図ｂの
３３′に示す様にビーム電流I_bの少ない領域でも
効率ηを高め得るようにしている。即ち、前述し
た通り、ピークコレクタ電流I_CPは第４図ｂの３
１に示す様にビーム電流I_bの増加と共に単調に増
加するのであるから、順方向ベース電流I_B1もそ
れに伴うように増加するようにしてやれば、第３
図に示した様な比例関係が成立することになり、
効率ηを高めることができる。

順方向ベース電流I_B1を高圧負荷の変化に追従
させるために、本実施例では、第１図に示す様
に、端子１３の先に接続されている高圧発生回路
の電源（図示せず）から供給される電源電流を、
抵抗器２４により電圧として検出し、その両端の
電圧を抵抗器２２，２５，２６、可変抵抗器２３
によりそれぞれ適当な電圧に分圧し、その分圧電
圧の差電圧を演算増幅器１６により増幅し、その
出力電圧を、高圧出力トランジスタ７のベースに
設けられたコモンエミツタ形制御トランジスタ６
のベースに加える構成となつている。

高圧負荷電力が増加すると、電源からの電源電
流が増加し、それにより演算増幅器１６の非反転
端子の電圧が低下するので、制御トランジスタ６
のベース電圧が低下し、制御トランジスタ６のコ
レクタ電流すなわち高圧出力トランジスタ７の順
方向ベース電流が増加する。また、高圧負荷電力
が減少した時は、この逆の動作により順方向ベー
ス電流が減少する。

尚、可変抵抗器２３は、高圧負荷電力が最小で
ある場合の順方向ベース電流を設定するために設
けている。

第５図は本発明の第２の実施例における要部を
示す回路図であり、第１図に示す実施例と比較し
て、制御トランジスタ６のコレクタ・エミツタ間
に抵抗器３４が設けられている点が異つている。

第５図に示す実施例の動作は、抵抗器３４を流
れる電流を、高圧負荷電力が最小である場合の順
方向ベース電流に設定し、高圧負荷電力が増加し
た時に必要な順方向ベース電流の増加分を制御ト
ランジスタ６のコレクタ電流として制御するもの
で、その他の動作は第１図に示す実施例の場合と
同様である。

第６図は本発明の第３の実施例を示す回路図で
あり、第１図に示す実施例と比較して、高圧負荷
変動の検出を、フライバツクトランス１０の２次
側の低圧側に設けた抵抗器３５によりビーム電流
I_bの検出として行つている点が異つている。

第６図に示す実施例の動作では、高圧負荷電力
つまりビーム電流I_bが増加すると、抵抗器３５の
非接地側電圧が低下し、それにより演算増幅器１
６の非反転端子電圧が低下して、制御トランジス
タ６のベース電圧を低下させ、順方向ベース電流
を増加させる。その他の動作は第１図に示す実施
例の場合と同様である。尚、負電源端子３７に適
当な負電圧を与え、可変抵抗器３８を調整すれ
ば、高圧負荷電力が最小である場合の順方向ベー
ス電流を設定することができる。

第７図は本発明の第４の実施例を示す回路図で
あり、第１図に示す実施例と比較して、高圧負荷
変動の検出を、高圧出力トランジスタ７のエミツ
タ側に設けたカレント・トランス３９、及びその
２次側の出力電圧を整流・平滑する整流ダイオー
ド４０，コンデンサ４１とにより、エミツタ電流
の検出として行つている点が異つている。

第７図に示す実施例の動作では、先ず、高圧負
荷電力が増加すると、高圧出力トランジスタ７の
エミツタ電流が増加するため、カレント・トラン
ス３９の２次側の出力電圧が上昇し、それにより
整流ダイオード４０及びコンデンサ４１によつて
整流・平滑された電圧も上昇する。そして、それ
によつて演算増幅器１６の反転端子電圧が上昇し
て、制御トランジスタ７のベース電位を低下さ
せ、順方向ベース電流を増加させる。その他の動
作は第１図に示す実施例の場合と同様である。
尚、正電源端子４２に適当な正電圧を与え、可変
抵抗器４３を調整すれば高圧負荷電力が最小であ
る場合の順方向ベース電流を設定することができ
る。

第８図は本発明の第５の実施例を示す回路図で
あり、第１図に示す実施例と比較して、制御トラ
ンジスタ６がフオトカプラ４４に変わつている点
が異つている。

第８図に示す実施例の動作では、先ず、高圧負
荷電力が増加すると、第１図に示す実施例の動作
で説明したと同様に、電源からの電源電流が増加
する。ここで、本実施例では、第１図の実施例と
異なり、演算増幅器１６の非反転端子側を基準電
圧としているため、電源電流の増加により演算増
幅器１６の反転端子の電圧が低下し、抵抗器４５
を介して流れるフオトカプラ４４への１次側入力
電流が増加して、２次側の光伝導素子（たとえば
CdS）の抵抗値を低下させ、順方向ベース電流を
増加させる。その他の動作は第１図に示す実施例
と同様である。

なお、以上の実施例においては、高圧発生回路
を偏向回路とは別回路として設ける場合を例とし
て挙げたが、本発明はこれに限るものではなく、
高圧発生回路を偏向回路と一体化し、偏向・高圧
一体形回路として設けても良い。

〔発明の効果〕

以上説明した様に、本発明によれば、高圧負荷
の負荷変動に追従して高圧出力トランジスタの順
方向ベース電流を制御するようにすることによ
り、高圧負荷が広範囲に渡つて変動するような場
合でも、高圧出力トランジスタでの損失を低損失
に維持でき、回路全体としても高効率で動作でき
るという効果がある。しかも、高圧出力トランジ
スタにおいて、損失が低いということは、発熱に
よる熱暴走も起きる必配がなく、回路動作の安定
性が高くなるという効果がある。

従つて、例えば、偏向・高圧一体形回路の様な
場合では、上記の如く回路動作の安定性が保証で
きることから広い範囲に渡つての回路の実現が可
能となり、高圧供給能力をフルに発揮することが
でき、経済性の向上にもつながる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明における高圧発生回路の第１の
実施例を示す回路図、第２図ａ，ｂは第１図の高
圧出力トランジスタのベース電流とコレクタ電流
のそれぞれ波形を示す波形図、第３図は高圧発生
回路の効率が最大となるための高圧出力トランジ
スタのピークコレクタ電流と順方向ベース電流と
の関係を示すグラフ、第４図はビーム電流に対す
るピークコレクタ電流，順方向ベース電流，及び
効率の関係を従来と本発明とで対比して示したグ
ラフ、第５図乃至第８図はそれぞれ本発明の第２
乃至第５の実施例を示す回路図、である。符号の説明、１……スイツチングパルス入力端
子、２……高圧ドライブトランジスタ、３……正
電源端子、４……ドライブトランス、５……ダイ
オード、６……制御トランジスタ、７……高圧出
力トランジスタ、８……ダンパーダイオード、９
……共振コンデンサ、１０……フライバツクトラ
ンス、１１……高圧整流ダイオード、１２……高
圧出力端子、１３，１４……正電源端子、１５…
…負電源端子、１６……演算増幅器、１７，１
８，１９，２０，２１，２２，２４，２５，２６
……抵抗器、２３……可変抵抗器、２７……コン
デンサ、３４，３５……抵抗器、３６……コンデ
ンサ、３７……負電源端子、３８……可変抵抗
器、３９……カレント・トランス、４０……整流
ダイオード、４１……コンデンサ、４２……正電
源端子、４３……可変抵抗器、４４……フオトカ
プラ、４５……抵抗器。

Claims

【特許請求の範囲】１高圧出力トランジスタまたは水平偏向高圧出
力トランジスタ（以下、単にトランジスタとい
う）と、該トランジスタのコレクタにそれぞれの
一端が接続されるダンパーダイオード及び共振コ
ンデンサと、前記トランジスタのコレクタにその
１次側が接続されるフライバツクトランスと、を
備えて成り、前記トランジスタをスイツチングさ
せることにより、少なくとも、前記フライバツク
トランスの２次側から高電圧を出力する高圧発生
回路において、前記トランジスタのコレクタ電流の振幅の変動
を検出するコレクタ電流変動検出手段と、該検出
手段からの変動検出出力に応じて前記トランジス
タのベース電流の振幅を制御するベース電流制御
手段と、を設け、前記トランジスタのコレクタ電
流の振幅の変動にかかわらず、前記トランジスタ
のコレクタ電流の振幅とベース電流の振幅との比
を一定にして、前記トランジスタにおける損失を
低損失状態に維持するようにしたことを特徴とす
る高圧発生回路。２特許請求の範囲第１項に記載の高圧発生回路
において、前記コレクタ電流変動検出手段は、前
記フライバツクトランスの１次側と電源端子との
間に設けた電流検出抵抗と、該電流検出抵抗の両
端電位差を増幅する演算増幅器と、から成り、該
増幅器からの出力電圧を前記変動検出出力とした
ことを特徴とする高圧発生回路。３特許請求の範囲第１項に記載の高圧発生回路
において、前記ベース電流制御手段は、前記トラ
ンジスタのベースに、そのコレクタが接続され、
前記コレクタ電流変動検出手段の出力に、そのベ
ースが接続されたコモンエミツタ形制御トランジ
スタから成ることを特徴とする高圧発生回路。４特許請求の範囲第１項に記載の高圧発生回路
において、前記コレクタ電流変動検出手段は、前
記フライバツクトランスの２次側の低圧側端子と
アースとの間に設けられたビーム電流検出抵抗
と、該ビーム電流検出抵抗の両端間電圧と予め設
定された基準電圧との電位差を増幅する演算増幅
器と、から成り、該増幅器からの出力電圧を前記
変動検出出力としたことを特徴とする高圧発生回
路。５特許請求の範囲第１項に記載の高圧発生回路
において、前記コレクタ電流変動検出手段は、前
記トランジスタのエミツタとアースとの間に設け
られたカレント・トランスと、該カレント・トラ
ンスの出力電圧を整流・平滑するダイオード及び
コンデンサと、該コンデンサの両端間電圧と予め
設定された基準電圧との電位差を増幅する演算増
幅器と、から成り、該増幅器からの出力電圧を前
記変動検出出力としたことを特徴とする高圧発生
回路。６特許請求の範囲第１項に記載の高圧発生回路
において、前記ベース電流制御手段は、前記トラ
ンジスタのベースに直列に、その２次側が接続さ
れ、前記コレクタ電流変動検出手段の出力に、そ
の１次側が接続されたフオトカプラから成ること
を特徴とする高圧発生回路。７特許請求の範囲第３項に記載の高圧発生回路
において、前記コモンエミツタ形制御トランジス
タのコレクタ・エミツタ間に抵抗器を設けたこと
を特徴とする高圧発生回路。