JPH0578223B2

JPH0578223B2 -

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Publication number: JPH0578223B2
Application number: JP21266388A
Authority: JP
Inventors: Baanaado Dorubo Furansoo; Ugaabotsuku Gotsutofuritsuto
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1987-11-13
Filing date: 1988-08-29
Publication date: 1993-10-28
Also published as: EP0316459B1; EP0316459A1; JPH01143447A; DE3778549D1; US4890299A

Description

【発明の詳細な説明】Ａ産業上の利用分野本発明はデータ転送システム、またはデータ記
録システムの受信装置におけるタイミング獲得装
置、より詳細に言えば、部分応答信号方式
（Partial−Response signaling）を使つた上述の
システムにおける受信装置のタイミング獲得装置
に関する。

Ｂ従来の技術部分応答（partial response−PR）信号方式
は、インターシンボルのインターフエースを良好
に処理することが出来ると同時に、与えられたチ
ヤンネルの帯域幅をより効果的に利用することが
出来る。PRシステムにおいては、インターフエ
ースの制御を量的に制御することが出来る。通信
分野において、PR信号方式は公知であり、これ
を受信装置に適用することが可能である。通信の
分野におけるPR信号方式はナイキスト速度で伝
送することが出来、エラーの確率と帯域幅との間
で最適の兼合いを与えることが出来る。PR信号
方式はデータ伝送システム（例えばPCMシステ
ム）に広く使用されており、そして将来、データ
記録システムに幅広い応用が見出されるであろう
と考えられている。

部分応答信号方式の原理の一般的な記載は、
1975年９月の通信に関するIEEEの会報（IEEE
Transactions on Communications）のCOM23
巻第９号の921頁乃至934頁の「部分応答信号方
式」（Partial−Pesponse Signaling）と題するカ
バル（P.Kabal）等の論文に記載されている。

PR信号方式を使つたデータ伝送システム、ま
たはデータ記録システムの受信装置において、転
送されたデータを回復するために最大優度の信号
行列の検出（Maximum−likehood sequence
detection−MLSD）技術は幾つかの文献で紹介
されている。例えば、1972年５月の情報理論に関
するIEEEの会報（IEEE Transactions on
Information Theory）のIT−18巻第３号の363
頁乃至378頁のフオーニイ（G.D.Forney）の「イ
ンターシンボルのインターフエースの存在におけ
るデジタル信号の最大優度の信号行列の予測」
（Maximum−Likehood Sequence Estimation
of Digital Sequences in the Presence of
Intersymbol Interface）と題する文型や、1986
年の通信に関するIEEEの会報のCOM34巻の454
頁乃至461頁のウツド（R.L.Wood）等の「磁気
記録チヤンネルに関するクラス部分応答のビタ
ビ検出」（Viterbi Detection of Class
Partial Response on ａ Magnetic Recording
Channel）と題する文献がある。

デジタルデータの受信装置の重要な動作の１つ
として、データ伝送チヤンネル、またはデータ記
録チヤンネルによつて送られた信号をサンプルす
るために正しいタイミング位相を与えるための動
作がある。受信の初期において、このタイミング
位相は受信信号のタイミングには関係を持つてい
ないが、それにも拘らず、データ転送システムは
同期状態に導入されなければならない。高速同期
の場合、予め決められた既知のトレーニング信号
の行列（Training sequence）を実際のデータ信
号の行列の前に転送し、または記録する。タイミ
ング位相の初期調節のため、即ちタイミング位相
を「獲得」（Acquisition）するために、最初に大
きな位相の訂正が必要である。ひとたびタイミン
グ位相が獲得されれば、受信された信号の速度
（rate）と、受信装置の自由走行のサンプリン
グ・クロツクの周波数との間の僅かな相違を補償
するため、即ち受信信号の位相に「追従」するた
めに、サンプリング・クロツクに僅かな訂正を必
要とするだけである。通常、受信装置のクロツク
は、可変周波数発振器（variable frequency
oscillator−VFO）によつて与えられる。

最初のサンプリング位相が、所定のサンプリン
グ時間の間に中途の点において生じた時、タイミ
ング位相の獲得の期間で問題が生じる。この場
合、タイミング位相を訂正するメカニズムは、調
節の方向を何度か反転し、そして、タイミング位
相はこの不安定な平衡点の付近に、暫時とどまる
ことになる。このハングアツプ（中途半端）の状
態は希にしか生じないけれども、このような状態
が発生した場合、この状態の下でもシステムが同
期出来るように、トレーニング信号の行列の長さ
は、長くしておかなければならない。高速で、信
頼性の高い同期を必要とする場合には、このハン
グアツプ状態は大きな問題である。

1976年の通信に関するIEEEの会報COM24巻の
ミユーラー（K.M.Mueller）等の「デジタル同期
式受信装置におけるタイミングの回復」（Timing
Recovery in Digital Synchronus Receivers）
と題する文献は、インターシンボルのインターフ
エースのないシステムのためのシンクロナス・デ
ジタルデータの受信装置におけるタイミング位相
を調節する方法が記載されている。この文献はハ
ングアツプの問題を述べていないし、その問題を
解決する方法も記載していない。ハングアツプの
問題は例えば、1977年の通信に関するIEEEの会
報COM25巻のガードナー（F.M.Gardner）の
「位相ロツク・ループにおけるハングアツプ」
（Hangup in Phase−lock Loops）と題する文
献に記載されている。然しながら、ハングアツプ
を克服するために提案されたこの方法は、相互に
90°の位相を持つように配列された２つの位相検
出器を必要とし、その結果、受信装置が複雑にな
るという弱点を持つている。

Ｃ発明が解決しようとする問題点本発明の目的は、部分応答信号方式を用いたデ
ータ伝送システム、またはデータ記録システムに
おいて、タイミング獲得段階の間のハングアツプ
問題を回避する方法及び装置を提供することにあ
る。

本発明の他の目的は、あらゆる条件の下で、信
頼性のある同期を短時間のトレーニング信号の行
列を用いて達成することが出来るように、受信装
置のサンプル時間を高速で正確に初期設定するこ
との出来るPR信号システム用のタイミング獲得
方法及びその装置を提供することにある。

本発明の他の目的は、簡単に実施することの出
来る上述のタイミング方法及び装置を提供するこ
とにある。

Ｄ問題点を解決するための手段本発明の方法は、特別のトレーニング信号の行
列と、サンプリング位相を更新するために、タイ
ミング傾斜値（timing gradient）を発生するこ
とを用いることによつて、上述の目的を達成す
る。サンプリング位相τを更新するためのタイミ
ング傾斜値Δτは、今、受信した少なくとも１つ
の信号のサンプル及び、それよりも以前に受信し
た少なくとも１つの信号のサンプルと、再構成さ
れた以前のデータ・サンプルに従属する少なくと
も１つの再構成されたデータ・サンプルとから発
生される。これらの再構成されたデータ・サンプ
ルは、後続する最大優度の信号行列の予測によつ
て得られた実際の出力信号a^_oの行列とは異なつて
いることには注意を要する。

本発明の特定の実施例において、再構成される
新しい各データ・サンプルは、再構成された前の
データ・サンプルのサイン、即ち符号に従属する
少なくとも１つの闘値ηを最初に選択し、そして
次に、その選択された闘値ηと、いま受信した信
号のサンプルとの間の関係に従属するデータ信号
の公称振幅値（例えば＋２／−２、または＋２／
０／−２）の１つの値を選択することによつて得
られる。

本発明は、任意の初期アンプリング位相のため
に、タイミング位相調節の、選択された方向の反
転を阻止するヒステリシス効果を簡単な手段で導
入して、ハングアツプの問題を解決する。反転方
法が使用されたとき、サンプリング位相を信頼性
を以て調節するために必要なトレーニング信号の
行列の長さは、従来の長さの僅か三分の一であ
る。これは、部分信号方式を用いたシステムをよ
り高速で、より高い信頼性で動作する。

Ｅ実施例 E1 本発明の原理部分応答（PR）信号方式を使つたデータ伝送
システム、またはデータ記録システムのための最
大優度の信号行列の検出（Maximum likehood
sequence−detection−MLSD）式の受信装置に
おいて、受信フイルタの出力信号は、ビタビ検出
器によつて、更に処理するための信号速度でサン
プルされる。本発明の受信装置における、タイミ
ングの回復方法は、受信信号が適宜の時間でサン
プルされるように、サンプリング・クロツクの位
相を調節する。これによつて、通常、電圧制御発
振器（VCO）によつて与えられる自由走行サン
プリング・クロツクの周波数と、受信信号の速度
との間の僅かな相違が補償される。タイミング位
相の初期の獲得を高速に行うために、ユーザのデ
ータに先行するプリアンブル信号（preamble）
の列が伝送され、そして特別のタイミング・プロ
シージヤが用いられる。

本発明によつて、タイミング位相の新規な獲得
プロシージヤは、種々のPR信号方式に導入され
る。この新規な位相獲得プロシージヤは、プリア
ンブル信号による初期獲得の時間間隔の間で、タ
イミング位相を信頼性を以て更新し、本発明の代
表的な例において、プリアンブル信号の行列は、
従来の方法で必要とした長さの僅か三分の一しか
必要としない。

タイミング位相は闘値決定によつて得られた再
構成されたデータ・サンプルと、受け取られた
PR信号のサンプルから計算されたタイミング傾
斜値によつて更新される。例えば闘値がゼロであ
るような、一定の闘値をこれらの決定に使用する
ことが出来る。然しながら、初期サンプリングが
所望のサンプリング時間の中途で生じたとき、タ
イミング傾斜値はランダムにその信号を反転する
ことがある。タイミング位相はこの不安定な平衡
点において、暫時ハングアツプすることになる。
このハングアツプ状態は、希にしか生じないが、
高い信頼性で高速度の獲得を必要とする場合に
は、大きな問題である。

本発明に従つた新規なプロシージヤにおいて、
再構成された過去のデータ・サンプルに依存した
闘値を決定することによつて、ヒステリシス効果
が導入される。これは、すべてのサンプリング位
相の期間において、過去に選ばれたタイミング位
相調節の方向を逆転しないで、ハングアツプ問題
を回避する。

第１図は上述した部分応答信号方式を使つたデ
ータ転送システムのブロツク図である。データ値
｛a_o｝の行列がデータ伝送チヤンネル、またはデ
ータ記録チヤンネル１３の入力線１１に印加され
る。そのチヤンネルの出力信号（ut）は受信装置
の入力線１５に印加される。この受信装置の入力
信号（ut）は信号（vt）を供給するため、受信フ
イルタ１７で先ず濾波され、それは、信号（yt）
を得るために可変利得増幅器１９に印加される。
その出力信号（yt）はＡ／Ｄコンバータ２１でサ
ンプルされて、受信された信号サンプル｛yn｝
を出力する。最大優度検出器２３において、デー
タ値の行列｛a^_o｝が得られ、受信装置の出力線２
５上に出力される。

ローカル・クロツク発生器２７（可変周波数発
振器を含んでいる）はＡ／Ｄコンバータ２１にサ
ンプリング・クロツクを与える。ローカル・クロ
ツクの位相及び利得を調節するために、タイミン
グ制御及び利得制御装置２９が与えられる。この
装置はその入力線３１に受信信号のサンプル
｛y_o｝を受け取り、そして、出力線３５を介して、
ローカル・クロツク発生器へタイミング制御信号
Δτ_oを与え、且つ出力線３７を介して可変利得増
幅器へ利得制御信号Δgを与える。

本発明は初期の位相獲得だけを取り扱うので、
以下の記載は、タイミング制御信号Δτのみの発
生に必要な受信装置の部分とその機能だけについ
て細述する。

E2 部分応答信号方式部分応答（PR）信号方式のシステムは第２Ａ
図に示されたようにモデル化することが出来る。
データ値｛a_o｝の行列が送信フイルタ、伝送媒
体、または記録媒体及び帯域幅制限用受信フイル
タを通つて１／Ｔの信号速度で送られる。

PR−は、「デユーオバイナリ」
（duobinary）、即ち「クラス１」型のPR信号方
式を表わしている。この方法において１つの独立
した入力信号a₀＝＋１に対して、送信フイルタ
と、伝送媒体または記録媒体と、受け取りフイル
タとから成るチヤンネル全体の応答は、次式によ
つて与えられる。

即ち、 h_I（ｔ）＝ｐ（ｔ）＋ｐ（ｔ−Ｔ） (1) 上式において、ｐ（ｔ）＝sin（πt／Ｔ）／πt／Ｔ・cos（ζπt／
Ｔ）／１−4ζ²t²／T²(2) である。

パラメータζは超過帯域幅を表わしており、
（１＋ζ）／2T以上の周波数では、ｐ（ｔ）のス
ペクトルはゼロである。

また、「クラス２」として知られているPR−
のチヤンネル全体の応答は次式によつて与えれ
る。

h〓（ｔ）＝ｐ（ｔ）＋2p（ｔ−Ｔ）＋ｐ（ｔ−2T） (3) PR−、即ち「ダイコード」（dicode）のチヤ
ンネル全体の応答は次式よつて与えられる。

h〓（ｔ）＝ｐ（ｔ）−ｐ（ｔ−Ｔ） (4) PR−、即ち「変形デユーオバイナリ」（modified duobinary）即ち「クラス４」の
チヤンネル全体の応答は次式によつて与えられ
る。

h〓（ｔ）＝ｐ（ｔ）−ｐ（ｔ−2T） (5) そして、EPR−、即ち「拡張PR−」（extended PR−）のチヤンネル全体の応
答は次式によつて与えられる。

h_E-〓（ｔ）＝ｐ（ｔ）＋ｐ（ｔ−Ｔ） −ｐ（ｔ−2T）−ｐ（ｔ−3T） (6) 若し、信号｛a_K｝が速度１／Ｔで転送されたな
らば、チヤンネル全体の出力は次式のようにな
る。

ｙ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋ｒ（ｔ） (7) 上式において、信号部分ｘ（ｔ）は、ｘ（ｔ）＝〓^k a_kｈ（ｔ−kT） (8) である。

ｈ（ｔ）は式(1)と、(3)及至(6)とによつて与えら
れる５つの応答のうちの１つに対応する。(7)式に
おいて、ｒ（ｔ）はノイズ、即ち受信フイルタに
より制限される帯域を表わす。時間nT＋τでサ
ンプルされた受信フイルタの出力は、次式で表わ
される。

y_o（τ）＝ｙ（nT＋τ） (9) 時間nTにおいて、データ信号は次式で表わさ
れる。

x_o＝ｘ（nT）＝〓^m h_na_o-n (10) 上式において、h_n＝ｈ（mT）である。ここで
考慮されるPRの各方式に対して、データ信号は、 x_o＝a_o＋a_o-1 a_o＋2a_o-1＋a_o-2 a_o−a_o-1 a_o−a_o-2 a_o＋a_o-1−a_o-2−a_o-3PR− PR− PR− PR− EPR− (11) である。

時間nTにおけるデータ信号ｘ（ｔ）の傾斜値は
次式によつて与えられる。

ｘ・_o＝〓^m ｈ・_na_o-n (12) 上式において、ｈ・_n＝dh（ｔ）／dt｜ｔ＝mT (13) である。

ζ＝０（超過帯域幅はない）の場合において、
上述の各PRチヤンネルの応答の夫々の振幅スペ
クトルのグラフと、それらに対応するPR信号シ
ステムの多項式とを第２Ｂ図に示す。PR−及
びPR−のスペクトルは、１／2Tのところでゼ
ロになる低域濾過特性を持つている。これらの方
式は磁気光学式記録チヤンネルのために好適であ
る。PR−及びEPR−は直流及び１／2Tにお
いてスペクトルがゼロになる。これらは磁気記録
チヤンネルのような基本帯域幅特性を持つチヤン
ネルに好適である。

E3 タイミング・プロシージヤ本発明のタイミング位相の調節方法は、不変分
散エラーＥ｛e² _o（τ）｝を最少にするために、確率
論的傾斜値技術を適用することによつて遂行され
る。ここで、 e_o（τ）＝y_o（τ）−x^_o (14) は、エラー信号を表わし、そして、x^_oは受信装
置によつて作られたデータ信号x_o(10)式を参照）の
再構成された信号を表わしている。サンプリング
位相τに関して確率論的傾斜値は次式によつて与
えられる。

１／２ de²／_o（τ）／dτ＝e_o（τ）ｙ・_o（τ）(1
5) これは受信信号の微分時間のサンプリングを必
要とする。ｙ・_o（τ）の代りに、傾斜（12）の再
構成された信号x_oを使うと簡単化することが出来
る。従つて、確率論的傾斜値の近似値は、 Δτ_o＝e_o（τ）x_o＝［y_o（τ）−x^_o］x_o(16) が得られる。タイミング獲得段階の期間におい
て、適当なプリアンブル信号の行列を受信するこ
とから得たサンプルy_o（τ）から直接にx^_o及びx_o
を得る方法及びその装置は次項E4で説明する。

確率論的傾斜値の近似値は次式によつてタイミ
ング位相τを更新するのに用いられる。

τ_o+1＝τ_o−αΔτ_o−ΔT_o (17) ΔT_o+1＝ΔT_o＋ρΔτ_o (18) これらの数式は第型（second−order−type
）のタイミング制御ループの動作を表わして
いる。α及びρはループ利得である。期間ΔT_oは
受信信号と受信装置用の自由走行発振器の周波数
との間のずれを補償する。獲得モードに対して、
ループの利得α及びρは、τ_o及びΔT_oの最も早い
収斂を達成するように、または、不変分散エラー
Ｅ｛e² _o（τ）｝の急峻な減少を達成するように最適
化される。

E4 PR−及びPR−の場合のサンプリング
位相のタイミング傾斜値を得ることタイミング位相の初期の獲得のために、プリア
ンブル信号の行列、即ち、｛a_o｝＝｛……＋１，＋１，−１，−１，＋１，＋１……｝ (19) が用いられる。このプリアンブル信号の行列を
受信した結果の信号は第３図に示されている。プ
リアンブル信号のスペクトルは、±１／4T、±
３／4T、±５／4T等々の周波数においてライン
を含んでいる。若し帯域幅が｜ｆ｜＜３／4T（超
過帯域幅パラメータζ0.5に対応する）に制限
されれば、データ信号ｘ（ｔ）は周波数１／4Tの
純粋な正弦波であり、そして、データ信号（11）
及び傾斜値（12）は次式で与えられる。

x_o＝2a_o-1＝……−２，＋２，＋２， −２，−２，＋２，……PR− 2a_o＝……＋２，＋２，−２， −２，＋２，＋２，……PR− (20) ｘ・_o＝（−π／Ｔ）a_o-2 PR− （−π／Ｔ）a_o-1 PR−＝−（π／2T）x_o-1 (21) ｜τ｜＜Ｔ／２、（符号）（x_o）＝（符号）［ｘ
（nT＋τ）］に対して、闘値をゼロにすることに
より、再構成された２レベルのサンプルx^_o＝２
（符号）［y_o（τ）］を得る。然しながら、若しサン
プリングが所望の時間の間の中途で生じると、x^_o
は信号の無い部分の受信サンプル、即ちノイズだ
けの受信サンプルによつて決定され、そして、上
述のハングアツプが生じる。

ε＞０として、可変闘値η_oを η_o＝ε（符号）（x^_o-2） (23) とすることにより、再構成信号は、 x^_o＝２（符号）［y_o（τ）−η_o］ (22) であり、これは、式（20）に従つた場合のように、最大
優度の信号±x^_o＝x^_o-2を増加する。これはハング
アツプ問題を除去するヒステリシス効果を導入す
る。式（21）が与えられたとすれば、再構成され
た傾斜値は次式で与えられる。

x_o＝−（π／2T）x^_o-1 (24) ここで、タイミング傾斜値を計算することが出
来る。分散を少なくするために、２つの連続した
確率論的傾斜値（16）の和を計算するのが有利で
ある。この結果は次式のようになる。

Δτ_o＝−e_o（τ）x^_o-1＋e_o-1（τ）x^_o ＝−y_o（τ）x^_o-1＋y_o-1（τ）x^_o (25) ここで、x^_o＝−x^_o-2は第１の等式の第２項に代
入され、式（14）は最後の等式を得るのに用いら
れた。式（24）にある定数π／2Tはループ利得
α及びρに吸収することが出来るので、この定数
は消去される。

PR−またはPR−信号方式の場合におい
て、受信されたサンプルy_o（τ）から、タイミン
グ傾斜値Δτ_oを計算するための回路のブロツク図
を第４図に示す。この回路は傾斜値発生部分４１
と、サンプル再構成部分４３とで構成されてい
る。傾斜値発生部分４１は２つの乗算器４５及び
４７と、１つの加算器４９を含んでいる。サンプ
ル再構成部分４３は２つの非直線性コンバータ５
１及び５２を含んでいる。受信されたサンプルy_o
（τ）はこの回路の入力線５５に印加され、そし
て発生されたタイミング傾斜値Δτ_oで出力線５７
で得られる。

信号線５９上の再構成されたデータ・サンプル
x^_oを供給するサンプルの再構成部分４３の動作は
以下の通りである。各再構成されたデータ・サン
プルX^_oは、信号線６３上に、再構成された前の
データ・サンプルx^_o-2を有効にするために、２つ
の遅延素子６１，１及び６１，２によつて遅延さ
れる。上述の再構成された前のデータ・サンプル
は、再構成された前のデータ・サンプルの符号に
依存して、＋εか、または−εの何れかを得るた
めに、コンバータ５１に印加され、これにより、
式（23）に従つて信号線６５上に闘値η_oを発生す
る。コンバータ５３はこの可変闘値η_oを受け取
り、そして、式（22）に従つて＋２の値か、また
は−２の値の何れかを、再構成されたデータ・サ
ンプルx^_oとしてその出力線５９上に与える。

傾斜値の発生部分４１において、乗算器４５の
演算動作は受信されたサンプルy_o（τ）と、遅延
素子６１，１によつて与えられた再構成された前
のデータ・サンプルx^_o-1とに対して遂行され、そ
して、乗算器４７の演算動作は遅延素子６７によ
つて与えられた遅延された受信サンプルy_o-1（τ）
と、出力線５９上に与えられた現在の再構成され
たデータ・サンプルx^_oとに対して遂行される。従
つて、第４図に示したように、式（25）の関係に
従つて出力線５７上にタイミング傾斜値Δτ_oを得
るために、これらの入力値は乗算器４５及び４７
と、加算器４９とによつて処理される。

再構成サンプルx^₀及びx^₁の闘値を決める初期値
x^_-2及びx^_-1は任意に選択することが出来る。

E5 PR−，PR−及びEPR−の場合のサ
ンプリング位相のタイミング傾斜値を得ることプリアンブル信号の行列（19）が伝送されたと
きの、PR−，PR−及びEPR−のデータ及
び受信信号を第５図に示す。PR−及びPR−
の場合のように、若し超過帯域幅パラメータがζ
0.5であり、且つ x_o＝Ａ（a_o＋a_o-1）＝……、Ｏ、＋2A Ｏ、−2A、…… PR−，EPR− Ａ（a_o−a_o-1）＝……＋2A，Ｏ， −2A，Ｏ、…… PR−
(26) ｘ・_o＝−（Aπ／2T）（a_o-1＋a_o-2） PR−，EPR− −（Aπ／2T）（a_o-1＋a_o-2） PR−＝−（π／2T）x_o-1
(27) であれば、信号ｘ（ｔ）は、純粋な正弦波である。

上式において、PR−及びPR−に対しては
Ａ＝１であり、EPR−に対してはＡ＝２であ
る。ここで、次式のように３レベルのサンプルを
再構成する。即ち、 x^_o＝η⁺ _oy_o（τ）に対して＋2A η^- _o＜y_o（τ）＜η⁺ _oに対して０ y_o（τ）η^- _oに対して −2A (28) 上式において、闘値η⁺ _o及びη^- _oは次式によつて
与えられる。

η⁺ _o＝ε（符号）（x^_o-2）＋δ， η^- _o＝ε（符号）（x^_o-2）−δ (29) ε及びδ＞０として、若しx^_o-2＝^-/+2Aまたは
０が増加されたならば、優度は夫々x^＝±2Aまた
は０であり、その結果、ハングアツプ問題を回避
するヒステリシス効果を生じる。関係式（27）
は、再度x_oが式（24）によつて得られることを示
している。

第２スロープはゼロなので、分散を減少させる
ために、2Tによつて、分離された２つの確率論
的傾斜値（16）の和を計算するのが有利である。

その結果は、 Δτ_o＝［−e_o（τ・）＋e_o-2（τ）］x^_o-1 ＝［−y_o（τ）＋y_o-2（τ）］x^_o-1 (30) である。上式において、（14）は最後の等式を得
るのに使われた。前と同様に、（24）に含まれて
いる定数π／2Tはループ利得α及びρに吸収さ
れる。

PR−，PR−またはEPR−信号方式の場
合、受信されたサンプルy_o（τ）から、タイミン
グ傾斜値Δτ_oを計算するための回路のブロツク図
を第６図に示してある。第４図中の素子と同じ機
能を持つ対応した第６図の素子は、添付文字
「Ａ」を付けて（例えば４１Ａ）示してある。

この回路は傾斜値の発生部分４１Ａと、サンプ
ルの再構成部分４３Ａとを含んでいる。傾斜値の
発生部分４１Ａは加算器７１と乗算器７３とを含
んでいる。サンプル再構成部分４３Ａは２つの非
直線性のコンバータ５１Ａ及び５３Ａを含んでい
る。受信されたサンプルy_o（τ）はこの回路の入
力線５５Ａに印加され、そして発生されたタイミ
ング傾斜値Δτ_oは出力線５７Ａで得られる。信号
線５９Ａ上の再構成されたデータ・サンプルx^_oの
演算動作は以下の通りである。再構成された各デ
ータ・サンプルx^_oは、信号線６３Ａ上の再構成さ
れた前のデータ・サンプルx^_oを有効にするため
に、２つの遅延素子６１Ａ，１及び６１Ａ，２に
よつて遅延される。上記の再構成された前のデー
タ・サンプルx^_oは、再構成された前のデータ・サ
ンプルの符号に従つて、＋εかまたは−εの何れ
かを得るためにコンバータ５１Ａに印加され、こ
れにより、信号線６５Ａ上に基本的な闘値η_oを発
生する。２つの加算器７５及び７７はその基本闘
値に増分＋δまたは−δを加算し、従つて、関係
式（29）に従つて、２つの従属した闘値η⁺ _o及び
η^- _oを得る。コンバータ５３Ａはこれら２つの可
変闘値と受信サンプルy_o（τ）とを受け取り、そ
して、式（28）に従つて、３つの値＋2A，０ま
たは−2Aの１つを再構成されたデータ・サンプ
ルx^_oとしてその出力線５９Ａに供給する。

傾斜値の発生部分において、加算器７１は、い
ま受信した受信サンプルy_o（τ）と、２つの直列
的な遅延素子６７Ａ，１及び６７Ａ，２の出力か
ら得られた前の受信サンプルy_o-2（τ）とを加算
し、そして乗算器７３は、出力線５７Ａ上のタイ
ミング傾斜値Δτ_oを得るために関係式（30）に従
つて、加算器７１によつて供給された出力と、遅
延素子６１Ａ，１の出力で供給される前の再構成
されたデータ・サンプルx^_o-1とに乗算動作を行
う。

再構成される信号x^₀及びx^₁のための闘値を決め
る初期値x^_-2及びx^_-1は任意に選択することが出来
る。

E6 実施例の総括すべてのPR信号方式に対して、超過帯域幅ζ
0.5を有するプリアンブル信号列（19）は、受
信フイルタの出力において、周波数１／4Tの純
粋の正弦波を発生する。再構成されたデータ・サ
ンプルx^_oは闘値の決定によつて得られる。ｘ・_oは、
ｃが一定数であれば、−cx^_o-1によつて、式（24）
で与えられる。Ｎ個の確率論的傾斜値（16）の和
が、分散値を減少するために使われる。従つて、
一般の場合の傾斜値は、Ｎ個の受信されたアンプ
ルy_o-i（τ）と、Ｎ個の再構成されたデータ・サ
ンプルx^_o-i，ｉ＝１……Ｎ−１とから計算するこ
とが出来る。闘値の決定は、ハングアツプ問題を
回避するヒステリシス効果を導入するために、再
構成された過去のデータ・サンプルx^_o-i，ｉ＝１
……Ｎ−１に従属して行われる。

信号方式全般の場合に当て嵌まるタイミング傾
斜値Δτ_oを得るためのブロツク図を第７図に示し
てある。第４図及び第６図に示した素子と同じ機
能を有する第７図の素子は、添字「Ｂ」を付した
同じ参照数字（例えば４１Ｂ）で示してある。

この配列は傾斜値の発生部分４１Ｂと、サンプ
ルの再構成部分４３Ｂとを含んでいる。両方の部
分とも、受信サンプルy_o（τ）が印加される入力
線５５Ｂに接続されており、そして発生されたタ
イミング傾斜値Δτ_oは出力線５７Ｂに与えられ
る。一連の遅延素子６１Ｂ，１乃至６１Ｂ（Ｎ−
１）が設けられており、これにより、線５９Ｂ上
の再構成されたサンプルの部分によつて与えられ
た現在の再構成されたデータ・サンプルから、以
前に再構成された種々のデータ・サンプルx^_o-1…
…x^_o-N+1を得る。これらの以前に再構成されたデ
ータ・サンプルは、傾斜値発生部分４１Ｂと、サ
ンプル再構成部分４３Ｂに供給され、そしてこれ
らの部分によつて選択的に使用することが出来
る。遅延素子６７Ｂ，１乃至６７Ｂ（Ｎ−１）の
第２の列は、現在の受信サンプルy_o（τ）から、
受信された前のサンプルy_o-1（τ）……y_o-N+1
（τ）を得るために与えられ、そして、これらの
以前の受信サンプルは傾斜値発生部分４１Ｂに送
られ、そこで選択的に使用することが出来る。

Ｆ発明の効果上述したように、本発明に従つて、部分信号方
式を用いたデータ伝送システム、またはデータ記
録システムの受信装置は、タイミングを獲得する
位相にあるとき、ハングアツプを回避し、より高
速で、より信頼性を以て動作する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を適用することの出来るデータ
記録システム、またはデータ伝送システムの模式
的ブロツク図、第２Ａ図はPR信号方式によるデ
ータ転送システムの模式的ブロツク図、第２Ｂ図
はPR信号チヤンネルの応答の振幅スペクトルの
グラフと、PR信号システムの多項式とを示す図、
第３図はプリアンブル転送の間のPR−及びPR
−の受信信号を示す図、第４図はPR−及び
PR−のタイミング傾斜値発生回路のブロツク
図、第５図はプリアンブル転送の間のPR−，
PR−及びEPR−の受信信号を示す図、第６
図はPR−，PR−及びEPR−のタイミング
傾斜値発生回路のブロツク図、第７図はすべての
PR信号方式の一般的なタイミング傾斜値発生回
路のブロツク図である。１３……データ伝送チヤンネルまたはデータ記
録チヤンネル、１７……受信フイルタ、１９……
可変利得増幅器、２１……Ａ／Ｄコンバータ、２
３……最大優度検出器、２７……ローカル・クロ
ツク発生器、２９……タイミング制御及び利得制
御器、４１……傾斜値の発生部分、４３……サン
プルの再構成部分、４５，４７……乗算器、４９
……加算器、５１，５３……コンバータ、６１，
１，６１，２，６７……遅延素子。

Claims

【特許請求の範囲】１部分応答（PR）信号として送信され又は記
録されたデータのための受信装置において、＋１
＋１−１−１＋１＋１……の形式の既知のプリア
ンブルの送信から得られる信号が受信される時、
サンプリング位相を初期的に獲得するために、タ
イミング傾斜値Δτ_oを発生するための装置であつ
て、 (a) 送信されまたは記録されたPR信号の受信さ
れた信号サンプルy_oのための共通入力と、 (b) 少なくとも１つの遅延段をもち、受信された
現在の信号サンプルy_oを受け取り、少なくとも
１つの、前に受信された信号サンプルy_o-iを与
えるための第１の遅延手段と、 (c) 少なくとも２つの遅延段をもち、再構成され
た現在の信号サンプルX^_oを受け取り、少なく
とも１つの、第１の前に再構成された信号サン
プルX^_o-jを与えるための第２の遅延手段と、 (d) 上記共通入力と上記第２の遅延手段に接続さ
れ、上記受信された現在の信号サンプルy_oと、
少なくとも１つの上記第１の前に再構成された
信号サンプルX^_o-jに応答して上記再構成された
現在の信号サンプルX^_oを発生するための再構
成手段と、 (e) 上記共通入力と上記第１及び第２の遅延手段
に接続され、上記受信された現在の信号サンプ
ルと上記２つの遅延手段の出力に応答して上記
タイミング傾斜値Δτ_oを発生するためのタイミ
ング傾斜値発生手段とを具備する、受信装置のタイミング獲得装置。