JPH01143447A - 受信装置のタイミング獲得装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ、産業上の利用分野 本発明はデータ転送システム、またはデータ記録システ
ムの受信装置におけるタイミング獲得装置、より詳細に
言えば、部分応答信号方式％式％ システムにおける受信装置のタイミング獲得装置に関す
る。

Ｂ、従来の技術 部分応答（ｐａｒｔｉａｌ−ｒｅｓｐｏｎｓｅ　−Ｐ　
Ｒ）信号方式は、インターシンボルのインターフェース
を良好に処理することが出来ると同時に、与えられたチ
ャンネルの帯域幅をより効果的に利用することが出来る
。ＰＲシステムにおいては、インターフェースの制御を
量的に制御することが出来る０通信分野において、ＰＲ
信号方式は公知であり、これを受信装置に適用すること
が可能である０通信の分野におけるＰＲ信号方式はナイ
キスト速度で伝送することが出来、エラーの確率と帯域
幅との間で最適の兼合いを与えることが出来る。ＰＲ信
号方式はデータ伝送システム（例えばＰＣＭシステム）
に広く使用されており、そして将来、データ記録システ
ムに幅広い応用が見出されるであろうと考えられている
。

部分応答信号方式の原理の一般的な記載は、１９７５年
９月の通信に関するＩＥＥＥの会報（ＩＥＥＥ　Ｔｒａ
ｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏ
ｎｓ　）のＣ０Ｍ２３巻第９号の９２１頁乃至９３４頁
の「部分応答信号方式」（Ｐａｒｔｉａｌ−Ｒｅｓｐｏ
ｎｓｅ　Ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）と題するカパル（Ｐ、Ｋ
ａｂａｌ　）等の論文に記載されている。

ＰＲ信号方式を使ったデータ伝送システム、またはデー
タ記録システムの受信装置において、転送されたデータ
を回復するために最大浸度の信号行列の検出（Ｍａｘｉ
ｍｕｍ−１ｉｋｅｈｏｏｄ　５ｅｑｕｅｎｃｅｄｅｔｅ
ｃｔｉｏｎ　−Ｍ　Ｌ　Ｓ　Ｄ　）技術は幾つかの文献
で紹介されている０例えば、１９７２年５月の情報理論
に関するＩ　ＥＥＨの会報（ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃ
ｔｉｏｎｓ　ｏｎＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　Ｔｈｅｏｒ
ｙ　）のＩＴ−１８巻第３号の３６３頁乃至３７８頁の
フオーニイ（Ｇ、　ｌ）、ｐｏｒｎｅｙ　）の「インタ
ーシンボルのインターフェースの存在におけるデジタル
信号の最大浸度の信号行列の予測Ｊ　（Ｍａｘｉｍｕｍ
−Ｌｉｋｅｈｏｏｄ　５ｅｑｕｅｎｃｅ　Ｅｓｔｉｍａ
ｔｉｏｎｏｆ　Ｄｉｇｉｔａｌ　５ｅｑｕｅｎｃｅｓ　
ｉｎ　ｔｈｅ　Ｐｒｅｓｅｎｃｅ　ｏｆＩｎｔｅｒｓｙ
ｍｂｏｌ　Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ　）と題する文献や、１
９８６年の通信に関するＩＥＥＥの会報のＣ０Ｍ３４巻
の４５４頁乃至４６１頁のウッド（Ｒ，Ｌ、Ｗｏｏｄ　
）等の「磁気記録チャンネルに間するクラス■部分応答
のピタビ検出Ｊ　（Ｖｉｔｅｒｂｉ　Ｄｅｔｅｃｔｉｏ
ｎ　ｏｆＣ，１ａｓｓ　ｒＶ　Ｐａｒｔｉａｌ　Ｒｅ５
ｐｏｎｓｅ　ｏｎ　ａ　ＭａｇｎｅｔｉｃＲｅｃｏｒｄ
ｉｎ８Ｃｈａｎｎｅｌ　）と題する文献がある。

デジタルデータの受信装置の重要な動作の１つとして、
データ伝送チャンネル、またはデータ記録チャンネルに
よって送られた信号をサンプルするために正しいタイミ
ング位相を与えるための動作がある。受信の初期におい
て、このタイミング位相は受信信号のタイミングには関
係を持っていないが、それにも拘らず、データ転送シス
テムは同期状態に導入されなければならない、高速同期
の場合、予め決められた既知のトレーニング信号の行列
（Ｔｒａｉｎｔｎｇｓｅｑｕｅｎｃｅ　）　ｌｒ！：実
際のデータ信号の行列の前に転送し、または記録する。

タイミング位相の初期調節のため、即ちタイミング位相
を「獲得Ｊ　（Ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ　）するために
、最初に大きな位相の訂正が必要である。ひとたびタイ
ミング位相が獲得されれば、受信された信号の速度（ｒ
ａｔｅ　）と、受信装置の自由走行のサンプリング・ク
ロックの周波数との間の僅かな相違を補償するため、即
ち受信信号の位相に「追従」するために、サンブリンク
・クロックに僅かな訂正を必要とするだけである０通常
、受信装置のクロックは、可変周波数発振器（ｖａｒｉ
ａｂｌｅ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ
　−ＶＦＯ）によって与えられる。

最初のサンプリング位相が、所定のサンプリング時間の
間の中途の点において生じた時、タイミング位相の獲得
の期間で問題が生じる。この場合、タイミング位相を訂
正するメカニズムは、調節の方向を何度か反転し、そし
て、タイミング位相はこの不安定な平衡点の付近に、暫
時とどまることになる。このハングアップ（中途半端）
の状態は希にしか生じないけれども、このような状態が
発生した場合、この状態の下でもシステムが同期出来る
ように、トレーニング信号の行列の長さは、長くしてお
かなければならない、高速で、信頼性の高い同期を必要
とする場合には、このハングアップ状態は大きな問題で
ある。

１９７６年の通信に関するＩＥＥＥの会報ＣＯＭ２４巻
のミューラー（Ｋ、Ｍ、Ｍｕｅｌｌｅｒ　）等の「デジ
タル同期式受信装置におけるタイミングの回復」（Ｔｉ
ｍｉｎｇ　Ｒｅｃｏｖｅｒｙ　ｉｎ　Ｄｉｇｉｔａｌ　
５ｙｎｃｈｒｏｎｕｓＲｅｃｅｉｖｅｒｓ　）と題する
文献は、インターシンボルのインターフェースのないシ
ステムのためのシンクロナス・デジタルデータの受信装
置におけるタイミング位相を調節する方法が記載されて
いる。この文献はハングアップの問題を述べていないし
、その問題を解決する方法も記載していない。ハングア
ップの問題は例えば、１９７７年の通信に関するＩＥＥ
Ｅの会報Ｃ０Ｍ２５巻のガードナー（Ｆ。

Ｍ、Ｇａｒｄｎｅｒ　）の「位相ロック・ループにおけ
るハングアップＪ　（Ｈａｎｇｕｐ　ｉｎ　Ｐｈａｓｅ
−１ｏｃｋ　Ｌｏｏｐｓ　）と題する文献に記載されて
いる。然しながら、ハングアップを克服するために提案
されたこの方法は、相互に９０°の位相を持つように配
列された２つの位相検出器を必要とし、その結果、受信
装置が複雑になるという弱点を持っている。

Ｃ０発明が解決しようとする問題点 本発明の目的は、部分応答信号方式を用いたデータ伝送
システム、またはデータ記録システムにおいて、タイミ
ング獲得段階の間のハングアップ問題を回避する方法及
び装置を提供することにある。

本発明の他の目的は、あらゆる条件の下で、信頼性のあ
る同期を短時間のトレーニング信号の行列を用いて達成
することが出来るように、受信装置のサンプル時間を高
速で正確に初期設定することの出来るＰＲ信号システム
用のタイミング獲得方法及びその装置を提供することに
ある。

本発明の他の目的は、簡単に実施することの出来る上述
のタイミング方法及び装置を提供することにある。

Ｄ０問題点を解決するための手段 本発明の方法は、特別のトレーニング信号の行列と、サ
ンプリング位相を更新するために、タイミング傾斜値（
ｔｉｍｉｎｇ　ｇｒａｄｉｅｎｔ　）を発生することと
を用いることによって、上述の目的を達成する。

サンプリング位相τを更新するためのタイミング傾斜値
Δτは、今、受信した少なくとも１つの信号のサンプル
及び、それよりも以前に受信した少なくとも１つの信号
のサンプルと、再構成された以前のデータ・サンプルに
従属する少なくとも１つの再構成されたデータ・サンプ
ルとから発生される。これらの再構成されたデータ・サ
ンプルは、後続する最大浸度の信号行列の予測によって
得られだ実際の出力信号ａの行列とは異なっているとと
には注意を要する。

本発明の特定の実施例において、再構成される新しい各
データ・サンプルは、再構成された前のデータ・サンプ
ルのサイン、即ち符号に従属する少なくとも１つの閾値
ηを最初に選択し、そして次に、その選択された閾値η
と、いま受信した信号のサンプルとの間の関係に従属す
るデータ信号の公称振幅値（例えば＋２／−２、または
＋２１０／−２）の１つの値を選択することによって得
られる。

本発明は、任意の初期サンプリング位相のために、タイ
ミング位相調節の、選択された方向の反転を阻止するヒ
ステリシス効果を簡単な手段で導入して、ハングアップ
の問題を解決する０反転方法が使用されたとき、サンプ
リング位相を信頼性を以て調節するために必要なトレー
ニング信号の行列の長さは、従来の長さの僅か部分の−
である。

これは、部分信号方式を用いたシステムをより高速で、
より高い信頼性で動作する。

Ｅ、実施例 Ｅ１１本発明の原理 部分応答（ＰＲ）信号方式を使ったデータ伝送システム
、またはデータ記録システムのための最大浸度の信号行
列の検出（Ｍａｘｉｍｕｍ−１ｔｋｅｈｏｏｄｓｅｑｕ
ｅｎｃｅ−ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ−ＭＬＳＤ　）式の受信
装置において、受信フィルタの出力信号は、とタビ検出
器によって、更に処理するための信号速度でサンプルさ
れる。

本発明の受信装置における、タイミングの回復方法は、
受信信号が適宜の時間でサンプルされるように、サンプ
リング・クロックの位相を調節する。

これによって、通常、電圧制御発振器（ＶＣＯ）によっ
て与えられる自由走行サンプリンク・クロックの周波数
と、受信信号の速度との間の僅かな相違が補償される。

タイミング位相の初期の獲得を高速に行うために、ユー
ザのデータに先行するプリアンプル信号（ｐｒｅａｍｂ
ｌｅ　）の列が伝送され、そして特別のタイミング・プ
ロシージャが用いられる。

本発明によって、タイミング位相の新規な獲得プロシー
ジャは、種々のＰＲ信号方式に導入される。

この新規な位相獲得プロシージャは、プリアンプル信号
による初期獲得の時間間隔の間で、タイミング位相を信
頼性を以て更新し、本発明の代表的な例において、プリ
アンプル信号の行列は、従来の方法で必要とした長さの
僅か部分の−しか必要としない。

タイミング位相は閾値決定によって得られた再構成され
たデータ・サンプルと、受け取られたＰＲ信号のサンプ
ルから計算されたタイミング傾斜値によって更新される
０例えば閾値がゼロであるような、一定の閾値をこれら
の決定に使用することが出来る。然しながら、初期サン
プリングが所望のサンプリング時間の中途で生じたとき
、タイミング傾斜値はランダムにその記号を反転すると
とがめる。タイミング位相はこの不安定な平衡点におい
て、暫時ハングアップすることになる。このハングアッ
プ状態は、希にしか生じないが、高い信頼性で高速度の
獲得を必要とする場合には、大きな問題である。

本発明に従った新規なプロシージャにおいて、再構成さ
れた過去のデータ・サンプルに依存した閾値を決定する
ことによって、ヒステリシス効果が導入される。これは
、すべてのサンプリング位相の期間において、過去に選
ばれたタイミング位相調節の方向を逆転しないで、ハン
グアップ問題を回避する。

第１図は上述した部分応答信号方式を使ったデータ転送
システムのブロック図である。データ値ｌａ）の行列が
データ伝送チャンネル、またはデータ記録チャンネル１
３の人力線１１に印加される。

そのチャンネルの出力信号（ｕｔ）は受信装置の人力′
４ｓ１５に印加される。この受信装置の入力信号（ｕｔ
）は信号（ｖｔ）を供給するため、受信フィルター７で
先ず濾波され、それは、信号（ｙｔ）を得るために可変
利得増幅器１９に印加される。その出力信号（ｙｔ）は
Ａ／Ｄコンバータ２１でサンプルされて、受信された信
号サンプル１ｙｎ）を出力する。

最大浸度検出器２３において、データ値の行列（λ　）
が得られ、受信装置の出力！２５上に出力される。

ローカル・クロック発生器２７（可変周波数発振器を含
んでいる）はＡ／Ｄコンバータ２１にサンプリング・ク
ロックを与える。ローカル・クロックの位相及び利得を
調節するために、タイミング制御及び利得制御装置２９
が与えられる。この装置はその人力線３１に受信信号の
サンプルｌｙ　　ｔを受け取り、そして、出力線３５を
介して、ローカル・クロック発生器へタイミング制御信
号Δτ。

を与え、且つ出力線３７を介して可変利得増幅器へ利得
制御信号Δｇを与える。

本発明は初期の位相獲得だけを取り扱うので、以下の記
載は、タイミング制御信号Δτのみの発生に必要な受信
装置の部分とその機能だけについて細述する。

Ｅ２．部分応答信号方式 部分応答（ＰＲ）信号方式のシステムは第２Ａ図に示さ
れたようにモデル化することが出来る。

データ値１ａ）の行列が送信フィルタ、伝送媒体、また
は記録媒体及び帯域幅制限用受信フィルタを通って１／
Ｔの信号速度で送られる。

ＰＲ−１は「デューオパイナリＪ　（ｄｕｏｂｉｎａｒ
ｙ　）、即ち「クラス１」型のＰＲ信号方式を表わして
いる。この方法において１つの独立した入力信号ａ。

＝＋１に対して、送信フィルタと、伝送媒体または記録
媒体と、受け取りフィルタとから成るチャンネル全体の
応答は、次式によって与えられる。

即ち、 ｈ　ｔ　（ｔ　）　＝ｐ　（ｔ　）　＋　ｐ　（ｔ　　
Ｔ　）　　　　　　（１）上式において、 である。

パラメータケは超過帯域幅を表わしており、（１＋ζ）
／２Ｔ以上の周波数では、ｐ（ｔ）のスペクトルはゼロ
である。

また、「クラス２」として知られているＰＲ−１１のチ
ャンネル全体の応答は次式によって与えられる。

ｈＩｔ（ｔ）””ｐ（ｔ）　＋２ｐ（ｔ　　Ｔ）＋ｐ（
ｔ−２Ｔ）　　　　　　（３） Ｐ　Ｒ−ＩＩＩ、即ち「ダイコードＪ　（ｄｉｃｏｄｅ
　）のチャンネル全体の応答は次式よって与えられる。

ｈ■ｔｔ（ｔ　）＝ｐ　（ｔ　）　　ｐ　（ｔ　Ｔ）　
　　　　（４）ＰＲ−ＩＶ、即ち「変形デューオパイナ
リ」（ｍｏｄｉｆｉｅｄ　ｄｕｏｂｉｎａｒｙ　）即ち
「クラス４」のチャンネル全体の応答は次式によって与
えられる。

ｈ　　（ｔ）＝ｐ（ｔ）−ｐ（ｔ−２７）　　　　　（
５）■ そして、ＥＰＲ−ＩＶ、即ち「拡張ＰＲ−ｒＶＪ（ｅｘ
ｔｅｎｄｅｄ　ＰＲ−ＩＶ）のチャンネル全体の応答は
次式によって与えられる。

ｈＥ−■（ｔ）＝ｐ（ｔ）＋ｐ（ｔ−’ｒ）−ｐ（ｔ−
２Ｔ）−ｐ（ｔ−３Ｔ）　　　　（６）若し、信号１ａ
ｋ）が速度１／Ｔで転送されたならば、チャンネル全体
の出力は次式のようになる。

ｙ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋ｒ（ｔ）　　　　　　　　　　　
（７）上式において、信号部分ｘ（ｔ）は、 ｘ（ｔ　）＝ＬａｋｈＮ−ｋＴ）　　　　　（８）であ
る。

ｈ（ｔ）は式（１）と、（３）乃至（６）とによって与
えられる５つの応答のうちの１つに対応する。（７）式
において、ｒ（ｔ）はノイズ、即ち受信フィルタにより
制限される帯域を表わす。

時間ｎＴ十τでサンプルされた受信フィルタの出力は、
次式で表わされる。

ｙ（τ）＝ｙ（ｎＴ＋で）　　　　　　　　　（９）時
間ｎＴにおいて、データ信号は次式で表わされる。

ｘ　＝ｘ（ｎＴ）７Ｌｈ　ａ　　　　　　　（１０）ｎ
　　　　　　　　　　　　　　　　　ｍ　　ｎ″″ｍ上
式において、ｈ＝ｈ（ｍＴ）である、ここで考慮される
ＰＲの各方式に対して、データ信号は、である。

時間ｎＴにおけるデータ信号ｘ（ｔ）の傾斜値は次式に
よって与えられる。

Ｘ＝八へ　ａ　　　　　　　　　　（１２）ｍｎ−ｍ 上式において、 である。

ζ＝０（超過帯域幅はない）の場合において、上述の各
ＰＲチャンネルの応答の夫々の振幅スペクトルのグラフ
と、それらに対応するＰＲ信号システムの多項式とを第
２Ｂ図に示す、ＰＲ−１及びＰ　Ｒ−ＩＩのスペクトル
は、１／２Ｔのところでゼロになる低域濾過特性を持っ
ている。これらの方式は磁気光学式記録チャンネルのた
めに好適である。ＰＲ−ＩＶ及びＥＰＲ−ＩＶは直流及
び１／２Ｔにおいてスペクトルがゼロになる。これらは
磁気記録チャンネルのような基本帯域幅特性を持つチャ
ンネルに好適である。

Ｅ３．タイミング・プロシージャ 本発明のタイミング位相の調節方法は、不変分散エラー
Ｅ　ｌ　ｅ２（τ））を最少にするために、確率論的傾
斜値技術を適用することによって遂行される。ここで、 ｅ　（τ）＝ｙ　（τ）−ｘ（１４） ｎ　　　　　　　　　　　　ｎ　　　　　　　　　　　
　ｎは、エラー信号を表わし、そして、Ｘは受信装置 置によって作られたデータ信号ｘ　　（１０）式を参照
）の再構成された信号を表わしている。サンプリング位
相τに関して確率論的傾斜値は次式によって与えられる
。

これは受信信号の微分時間のサンプリングを必る。従っ
て、確率論的傾斜値の近似値は、が得られる。タイミン
グ獲得段階の期間において、適当なプリアンプル信号の
行列を受信することから得たサンプルｙ　（τ）から直
接にＸ及びｎ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　ｎ◇ ｘｔ’得る方法及びその装置は次項Ｅ４で説明する。

確率論的傾斜値の近似値は次式によってタイミング位相
τを更新するのに用いられる。

τｎ＋１＝τ。−αΔτ。−ΔＴｎ　　　　（１７）Δ
Ｔｎ＋１＝ΔＴｎ十ρΔτｎ　　　　　　（１８）これ
らの数式は第１Ｉ型（５ｅｃｏｎｄ−ｏｒｄｅｒ　ｔｙ
ｐｅ　ＩＩ　）のタイミング制御ループの動作を表わし
ている。

α及びρはループ利得である０期間ΔＴは受信信号と受
信装置用の自由走行発振器の周波数との間のすれを補償
する。獲得モードに対して、ループの利得α及びρは、
τ及びΔＴの最も早い収斂ｎ　　　　　　　　　ｎ を達成するように、または、不変分散エラーＥ（ｅ２（
τ））の急峻な減少を達成するように最適化される。

Ｅ４．ＰＲ−１１及びＰＲ−ｒＶの場合のサンプリタイ
ミング位相の初期の獲得のために、プリアンプル信号の
行列、即ち、 ｌ　ａ　）＝（、、、＋１．　＋１．−１．−１゜＋１
．　＋１．．．　）　　　　　　（１９）が用いられる
。このプリアンプル信号の行列を受信した結果の信号は
第３図に示されている。プリアンプル信号のスペクトル
は、±１／４Ｔ、±３／４Ｔ、±５／４Ｔ等々の周波数
においてラインを含んでいる。若し帯域幅がｌ　ｆ　ｌ
＜３／４Ｔ（超過帯域幅パラメータζ≦０．５に対応す
る）に制限されれば、データ信号ｘ（ｔ）は周波数１／
４Ｔの純粋な正弦波であり、そして、データ信号（１１
）及び傾斜値（１２）は次式で与えられる。

１τｌ＜Ｔ／２、（符号）（ｘ　　）＝（符号）［ｘ（
ｎＴ＋τ）］に対して、閾値をゼロにすることにより、
再構成された２レベルのサンプルｘｎ＝２（符号）［ｙ
　（τ）］を得る。然しながら、若しサンプリングが所
望の時間の間の中途で生じると、Ｑは信号の無い部分の
受信サンプル、即ちノイズだけの受信サンプルによって
決定され、そして、上述のハングアップが生じる。

ε〉０として、可変閾値ηを η＝ε（符号）（ｘｎ−２）　　　　　　　（２３）と
することにより、 再構成信号は、 ｑ＝２（符号）［ｙ　（τ）−η　］　　（２２）ｎ　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　ｎ　　　　　　
　　　　　　ｎであり、 これは、式（２０）に従った場合のように、最大浸度の
信号±ｘ＝壬；Ｃｎ−２を増加する。これはハングアッ
プ問題を除去するヒステリシス効果を導入する６式（２
１）が与えられたとすれば、再構成された傾斜値は次式
で与えられる。

ここで、タイミング傾斜値を計算することが出来る０分
散を少なくするために、２つの連続した確率論的傾斜値
（１６）の和を計算するのが有利である。この結果は次
式のようになる。

ここで、Ｘ　＝Ｘｎ−２は第１の等式の第２項に代入さ
れ、式（１４）は最後の等式を得るのに用いられた０式
（２４）にある定数π／２Ｔはループ利得α及びρに吸
収することが出来るので、との定数は消去される。

Ｐ　Ｒ−ＩＩまたはＰＲ−ｍＶ信号方式の場合において
、受信されたサンプルｙ　（τ）から、タイミング傾斜
値Δτ　を計算するための回路のブロック図を第４図に
示す。この回路は傾斜値発生部分４１と、サンプル再構
成部分４３とで構成されている。

傾斜値発生部分４１は２つの乗算器４５及び４７と、１
つの加算器４９を含んでいる。サンプル再構成部分４３
は２つの非直線性コンバータ５１及び５２を含んでいる
。受信されたサンプルｙ　（τ）はこの回路の入力線５
５に印加され、そして発生されたタイミング傾斜値Δτ
　は出力線５７で得られる。

信号線５９上の再構成されたデータ・サンプルＸ　を供
給するサンプルの再構成部分４３の動作は以下の通りで
ある。各再構成されたデータ・サンプルＸは、信号線６
３上に、再構成された前のデーり・サンプルｘｎ−２を
有効にするために、２つの遅延素子６１　（１）及び６
１（２）によって遅延される。上述の再構成された前の
データ・サンプルは、再構成された前のデータ・サンプ
ルの符号に依存して、＋εか、または−εの何れかを得
るために、コンバータ５１に印加され、これにより、式
（２３）に従って信号線６５上に閾値ηを発生する、コ
ンバータ５３はこの可変閾値ηを受け取す、そして、式
（２２）に従って＋２の値か、または−２の値の何れか
を、再構成されたデータ・サンプルＸ　としてその出力
線５９上に与える。

傾斜値の発生部分４１において、乗算器４５の演算動作
は受信されたサンプルｙ　（τ）と、遅延素子６１（１
）によって与えられた再構成された前のデータ・サンプ
ルｘｎ−１とに対して遂行され、そして、乗算器４７の
演算動作は遅延素子６７によって与えられた遅延された
受信サンプルｙｎ−１（τ）と、出力線５９上に与えら
れた現在の再構成されたデータ・サンプルｑ　とに対し
て遂行される、従って、第４図に示したように、式（２
５）の関係に従って出力線５７上にタイミング傾斜値Δ
τを得るために、これらの入力値は乗算器４５及び４７
と、加算器４９とによって処理される。

再構成サンプルＸ。及び×１の閾値を決める初期値ｑ−
２及びＸ　−ｔは任意に選択することが出来る。

Ｋ≧ζ プリアンプル信号の行列（１９）が伝送されたときの、
ＰＲ−１、Ｐ　Ｒ−ＩＩＩ及びＥＰＲ−ｒＶのデータ及
び受信信号を第５図に示す、ＰＲ−Ｉｔ及びＰＲ−ｒＶ
の場合のように、若し超過帯域幅パラメータがζに０．
５であり、且つ であれば、信号ｘ（ｔ）は、純粋な正弦波である。

上式において、ＰＲ−１及びＰ　Ｒ−ＩＩＩに対しては
Ａ＝１であり、ＥＰＲ−ｍＶに対してはＡ＝２である。

ここで、次式のように３レベルのサンプルを再構成する
。即ち、 上式において、閾値η及びη−は次式によってｎ　　　
　　　　ｎ 与えられる。

η軸ε（符号）にＣｎ−２）十δ。

η−＝ε（符号）（ｘｎ−２）−δ　　　　（２９）ε
及びδ〉０として、若しＸｎ−２＝壬２Ａまたは０が増
加されたならば、浸度は夫々妄＝±２Ａまたは０であり
、その結果、ハングアップ問題を回避するヒステリシス
効果を生じる。関係式（２７）は、再度Ｘが式（２４）
によって得られることを示している。

第２スロープはゼロなので、分散を減少させるために、
２Ｔによって、分離された２つの確率論的傾斜値（１６
）の和を計算するのが有利である。

その結果は、 ＝［−ｙ（τ）十ｙ　（τ）　］ｘｎ−１（３０）ｎ　
　　　ｎ−２ である、上式において、（１４）は最後の等式を得るの
に使われた。前と同様に、（２４）に含まれている定数
π／２Ｔはループ利得α及びρに吸収される。

ＰＲ−１％Ｐ　Ｒ−ＩＩＩまたはＥＰＲ−ＩＶ信号方式
の場合、受信されたサンプルｙ　（τ）から、タイミン
ク傾斜値Δτ　を計算するための回路のブロクり図を第
６図に示しである。第４図中の素子と同じ機能を持つ対
応した第６図の素子は、添付文字ｒＡＪを付けて（例え
ば４１Ａ）示しである。

この回路は傾斜値の発生部分４１Ａと、サンプルの再構
成部分４３Ａとを含んでいる。傾斜値の発生部分４１Ａ
は加算器７１と乗算器７３とを含んでいる。サンプル再
構成部分４３Ａは２つの非直線性のコンバータ５１Ａ及
び５３Ａを含んでいる。受信されたサンプルｙ　（τ）
はこの回路の入力線５５Ａに印加され、そして発生され
たタイミング傾斜値Δτ　は出力線５７Ａで得られる。

信号線５９Ａ上の再構成されたデータ・サンプルＱの演
算動作は以下の通りである。再構成された各データ・サ
ンプルＸは、信号ＩＪ！６３Ａ上の再構成された前のデ
ータ・サンプルｘｆ：有効にするために、２つの遅延素
子６１Ａ（１）及び６１Ａ（２＞によって遅延される。

上記の再構成された前のデータ・サンプルＸ　は、再構
成された前のデータ・すンブルの符号に従って、十εか
または−εの何れかを得るためにコンバータ５１Ａに印
加され、これにより、信号線６５Ａ上に基本的な閾値η
を発生する。２つの加算器７５及び７７はその基本閾値
に増分子δまたは−δを加算し、従って、関係式（２９
）に従って、２つの従属した閾値η及びη−を得る。コ
ンバータ５３Ａはこれら２つの可変閾値と受信サンプル
ｙ　（τ）とを受け取り、そして、式（２８）に従って
、３つの値＋２人、０または一２Ａの１つを再構成され
たデータ・サンプルＸとしてその出力線５９Ａに供給す
る。

傾斜値の発生部分において、加算器７１は、い、ま受信
した受信サンプルｙ　（τ）と、２つの直列的な遅延朱
子６７Ａ（１）及び６７Ａ（２）の出力から得られた前
の受信サンプルｙｎ−２（τ）とを加算し、そして乗算
器７３は、出力線５７Ａ上のタイミング傾斜値Δτを得
るために関係式（３０）に従って、加算器７１によって
供給された出力と、遅延素子６１Ａ（１）の出力で供給
される前の再構成されたデータ・サンプル）ｌＣｎ−１
とに乗算動作を行う。

再構成される信号Ｘ。及び×１のための閾値を決める初
期値Ｘ−２及びＸ−１は任意に選択することが出来る。

Ｅ６．実施例の総括 すべてのＰＲ信号方式に対して、超過帯域幅ζく０．５
を有するプリアンプル信号列（１９）は、受信フィルタ
の出力において、周波数１／４Ｔの純粋の正弦波を発生
する。再構成されたデータ・サンプルＸ　は閾値の決定
によって得られる。；ｃｎは、Ｃが一定数であれば、−
ＣＸ　　　によって、式（２４）で与えられる。Ｎ個の
確率論的傾斜値（１６）の和が、分散値を減少するため
に使われる。従って、一般の場合の傾斜値は、Ｎ個の受
信されたサンプルｙ　　、（τ）と、Ｎ個の再構成され
ｎ−ま たデータ・サンプルＸ　０、ｉ＝１．．．Ｎ−１とから
計算することが出来る。閾値の決定は、ハングアップ問
題を回避するヒステリシス効果を導入するために、再構
成された過去のデータ・サンプルＸ　０、ｔ＝１．．．
Ｎ−１に従属して行われる。

ｎ−を 信号方式全般の場合に当て嵌まるタイミング傾斜値Δτ
　を得るためのブロック図を第７図に示しである。第４
図及び第６図に示した素子と同じ機能を有する第７図の
素子は、添字ｒ１３Ｊを付した同じ参照数字（例えば４
１Ｂ）で示しである。

この配列は傾斜値の発生部分４１Ｂと、サンプルの再構
成部分４３Ｂとを含んでいる０両方の部分とも、受信サ
ンプルｙ　（τ）が印加される入力ｔｉ１５５Ｂに接続
されており、そして発生されたタイミング傾斜値Δτは
出力線５７Ｂに与えられる。

一連の遅延素子６１Ｂ（１）乃至６１Ｂ（Ｎ−１）が設
けられており、これにより、線５９Ｂ上の再構成された
サンプルの部分によって与えられた現在の再構成された
データ・サンプルから、以前に再構成された種々のデー
タ・サンプルＸｎ−１”　’×ｎ−１４１を得る。これ
らの以前に再構成されたデータ・サンプルは、傾斜値発
生部分４１Ｂと、サンプル再構成部分４３Ｂに供給され
、そしてこれらの部分によって選択的に使用することが
出来る。

遅延素子６７Ｂ（１）乃至６７Ｂ（Ｎ−１）の第２の列
は、現在の受信サンプルｙ　（τ）から、受信された前
のサンプルｙ　　（τ”　”　”　ｙｎ−Ｎ＋１（τ）
を得るために与えられ、そして、これらの以前の受信サ
ンプルは傾斜値発生部分４１Ｂに送られ、そこで選択的
に使用することが出来る。

Ｆ０発明の効果 上述したように、本発明に従って、部分信号方式を用い
たデータ伝送システム、またはデータ記録システムの受
信装置は、タイミングを獲得する位相にあるとき、ハン
グアップを回避し、より高速で、より信頼性を以て動作
する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を適用することの出来るデータ記録シス
テム、またはデータ伝送システムの模式的ブロック図、
第２Ａ図はＰＲ信号方式によるデータ転送システムの模
式的ブロック図、第２Ｂ図はＰＲ信号チャンネルの応答
の振幅スペクトルのグラフと、ＰＲ信号システムの多項
式とを示す図、第３図はプリアンプル転送の間のＰＲ−
ＩＩ及びＰＲ−ＩＶの受信信号を示す図、第４図はＰ　
Ｒ−ＩＩ及びＰＲ−ＩＶのタイミング傾斜値発生回路の
ブロック図、第５図はプリアンプル転送の間のＰＲ−１
、Ｐ　Ｒ−ＩＩＩ及びＥＰＲ−ｒＶの受信信号を示す図
、第６図はＰＲ−１、Ｐ　Ｒ−ＩＩＩ及びＥＰＩ’ｔ−
ＩＶのタイミング傾斜値発生回路のブロック図、第７図
はすべてのＰＲ信号方式の一般的なタイミング傾斜値発
生回路のブロック図である。 １３・・・・データ伝送チャンネルまたはデータ記録チ
ャンネル、１７・・・・受信フィルタ、１９・・・・可
変利得増幅器、２１・・・・Ａ／Ｄコンバータ、２３・
・・・最大浸度検出器、２７・・・・ローカル・クロッ
ク発生器、２９・・・・タイミング制御及び利得制御器
、４１・・・・傾斜値の発生部分、４３・・・・サンプ
ルの再構成部分、４５．４７・・・・乗算器、４９・・
・・加算器、５１．５３・・・・コンバータ、６１（１
）、６１（２）、６７・・・・遅延素子。 １／２Ｔ 第２Ｂ図 テ′−タ化号　　　　　　　ｘ（＋） ＰＲ−Ｉ　／　ＰＲ−ＩＩＩ　／　ＥＰＲ−ヮ　　　　
　　　　　第８図デ゛−クイ古号″　　　　　ｘ（ｔ） サシプ酪　　　　　　Ｘｎ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 部分応答（ＰＲ）信号として送信され又は記録されたデ
   ータのための受信装置において、＋１＋１−１−１＋１
   ＋１．．．の形式の既知のプリアンブルの送信から得ら
   れる信号が受信される時、サンプリング位相を初期的に
   獲得するために、タイミング傾斜値Δτ＿ｎを発生する
   ための装置であつて、 （ａ）送信されまたは記録されたＰＲ信号の受信された
   信号サンプルｙ＿ｎのための共通入力と、（ｂ）少なく
   とも１つの遅延段をもち、受信された現在の信号サンプ
   ルｙ＿ｎを受け取り、少なくとも１つの、前に受信され
   た信号サンプルｙ＿ｎ＿−＿ｉを与えるための第１の遅
   延手段と、 （ｃ）少なくとも２つの遅延段をもち、再構成された現
   在の信号サンプル■＿ｎを受け取り、少なくとも１つの
   、第１の前に再構成された信号サンプル■＿ｎ＿−＿ｊ
   を与えるための第２の遅延手段と、（ｄ）上記共通入力
   と上記第２の遅延手段に接続され、上記受信された現在
   の信号サンプルｙ＿ｎと、少なくとも１つの上記第１の
   前に再構成された信号サンプル■＿ｎ＿−＿ｊに応答し
   て上記再構成された現在の信号サンプル■＿ｎを発生す
   るための再構成手段と、（ｅ）上記共通入力と上記第１
   及び第２の遅延手段に接続され、上記受信された現在の
   信号サンプルと上記２つの遅延手段の出力に応答して上
   記タイミング傾斜値Δτ＿ｎを発生するためのタイミン
   グ傾斜値発生手段とを具備する、 受信装置のタイミング獲得装置。