JPH0575348A - 位相同期受信回路 - Google Patents
位相同期受信回路Info
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- JPH0575348A JPH0575348A JP3232735A JP23273591A JPH0575348A JP H0575348 A JPH0575348 A JP H0575348A JP 3232735 A JP3232735 A JP 3232735A JP 23273591 A JP23273591 A JP 23273591A JP H0575348 A JPH0575348 A JP H0575348A
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- Japan
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- signal
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- agc
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】入力信号の同期捕捉前後におけるＡＧＣ回路の
位相不連続による同期はずれを簡単な回路で防止する。 【構成】ＡＧＣ回路３によってＡＧＣ制御される入力信
号ａは、これと位相同期した位相同期発振器（１２，１
３，１４，１５）の出力信号を局部発振信号ｉとする位
相同期受信器（位相検波器１２）によって位相同期受信
され、出力信号ｃとされる。乗算器５は、ＡＧＣ回路３
通過後の入力信号、および入力信号ａの同期捕捉時には
この信号とは９０°位相差とされる局部発振信号ｉとを
入力とする。乗算器５出力の一方を受けるローパスフィ
ルタ６の出力ｎと乗算器５出力の他方を受けて整流する
ビート信号検波器７の出力は、直流加算器８により直流
加算されてＡＧＣ回路３のＡＧＣ制御信号ｑとされる。
位相不連続による同期はずれを簡単な回路で防止する。 【構成】ＡＧＣ回路３によってＡＧＣ制御される入力信
号ａは、これと位相同期した位相同期発振器（１２，１
３，１４，１５）の出力信号を局部発振信号ｉとする位
相同期受信器（位相検波器１２）によって位相同期受信
され、出力信号ｃとされる。乗算器５は、ＡＧＣ回路３
通過後の入力信号、および入力信号ａの同期捕捉時には
この信号とは９０°位相差とされる局部発振信号ｉとを
入力とする。乗算器５出力の一方を受けるローパスフィ
ルタ６の出力ｎと乗算器５出力の他方を受けて整流する
ビート信号検波器７の出力は、直流加算器８により直流
加算されてＡＧＣ回路３のＡＧＣ制御信号ｑとされる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、主として人工衛星搭載
用通信機器の位相同期受信回路に関し、特に簡素な構成
でコヒーレント及びノンコヒーレント動作するＡＧＣ回
路を有する位相同期受信回路に関する。
用通信機器の位相同期受信回路に関し、特に簡素な構成
でコヒーレント及びノンコヒーレント動作するＡＧＣ回
路を有する位相同期受信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】位相同期受信回路の基本原理図を図２に
示す。位相検波器１２は、入力端子１に入力された入力
信号ａとＶＣＯ（電圧制御発振器）１５の出力信号
（ｂ）の位相を比較し、両者の位相差に対応した電圧Ｃ
を出力する。この位相差電圧Ｃは、ループフィルタ１３
を通り、ＶＣＯ１５の制御信号ｄとしてＶＣＯ１５へ入
力される。ＶＣＯ１５へ印加された制御信号ｄは、入力
信号ａとＶＣＯ１５の出力信号ｂの位相差を減少させる
方向へＶＣＯ１５の出力周波数を制御する。なお、位相
検波器１２の出力電圧Ｃがこの位相同期受信回路の出力
とされる。またＶＣＯ１５の出力信号ｂは、位相検波器
１２，ローパスフィルタ１３，ＶＣＯ１５からなる位相
同期発振器の出力信号でもある。
示す。位相検波器１２は、入力端子１に入力された入力
信号ａとＶＣＯ（電圧制御発振器）１５の出力信号
（ｂ）の位相を比較し、両者の位相差に対応した電圧Ｃ
を出力する。この位相差電圧Ｃは、ループフィルタ１３
を通り、ＶＣＯ１５の制御信号ｄとしてＶＣＯ１５へ入
力される。ＶＣＯ１５へ印加された制御信号ｄは、入力
信号ａとＶＣＯ１５の出力信号ｂの位相差を減少させる
方向へＶＣＯ１５の出力周波数を制御する。なお、位相
検波器１２の出力電圧Ｃがこの位相同期受信回路の出力
とされる。またＶＣＯ１５の出力信号ｂは、位相検波器
１２，ローパスフィルタ１３，ＶＣＯ１５からなる位相
同期発振器の出力信号でもある。
【０００３】以上、位相同期受信回路の基本原理を説明
したが、上記の位相検波器１２は入力信号ａの振幅によ
って、位相同期受信回路の重要な特性である検波感度が
変化し、所期の特性が得られない為、通常、入力端子１
と位相検波器１２との間にＡＧＣ回路を接続すること
で、位相検波器１２の入力信号ａの振幅を一定に保つ様
にしている。
したが、上記の位相検波器１２は入力信号ａの振幅によ
って、位相同期受信回路の重要な特性である検波感度が
変化し、所期の特性が得られない為、通常、入力端子１
と位相検波器１２との間にＡＧＣ回路を接続すること
で、位相検波器１２の入力信号ａの振幅を一定に保つ様
にしている。
【０００４】図３は上述の考慮を払った人工衛星搭載用
通信機器に使用される位相同期受信回路の一つである、
コヒーレントＡＧＣ回路を有する位相同期受信回路のブ
ロック図である。
通信機器に使用される位相同期受信回路の一つである、
コヒーレントＡＧＣ回路を有する位相同期受信回路のブ
ロック図である。
【０００５】この位相同期受信回路の入力端子１に入力
した周波数ｆ１の入力信号ａは、ＶＣＯ１５が出力する
周波数ｆ０の出力信号ｂがＮてい倍器９によってＮてい
倍された信号ｅを局部発振信号とする乗算器２に入力さ
れ、中間周波数信号（ＩＦ）ｆに変換されたあと、可変
増幅回路あるいは可変減衰回路であるＡＧＣ回路（ＡＧ
Ｃ）に入力される。そしてＡＧＣ回路３の出力ｇの一つ
は増幅器１０を介して信号ｈとして位相検波器１２に入
力される。位相検波器１２の局部発振信号ｉはＶＣＯ１
５の出力信号ｂがＭてい倍器１４によってＭてい倍され
た信号である。この位相同期受信回路が位相同期されて
いるときには、位相検波器１２に入力される中間周波数
信号ｈの周波数（ｆ１−Ｎｆ０）と局部発振信号ｉの周
波数Ｍｆ０とは一致している。位相検波器１２の出力信
号Ｃが、やはりこの位相同期受信回路の出力信号とされ
る。ＡＧＣ回路３の出力ｇの他の一つは増幅器４を介し
て乗算器５に入力され、乗算器５には、この位相受信回
路が位相同期しているときには、Ｍてい倍器１４からの
出力信号ｉが位相器１１をへて増幅器４からの入力とは
９０°の位相差で入力される。ＶＣＯ１５は、位相検波
器１５のその出力に接続されたローパスフィルタ１３、
およびＭてい倍器１４のループで位相同期発振器を構成
している。また、ＡＧＣ回路３と、増幅器４と、乗算器
５と、乗算器５に接続され出力ｎをＡＧＣ回路３の制御
信号とするローパスフィルタ６とでコヒーレントＡＧＣ
回路を構成している。
した周波数ｆ１の入力信号ａは、ＶＣＯ１５が出力する
周波数ｆ０の出力信号ｂがＮてい倍器９によってＮてい
倍された信号ｅを局部発振信号とする乗算器２に入力さ
れ、中間周波数信号（ＩＦ）ｆに変換されたあと、可変
増幅回路あるいは可変減衰回路であるＡＧＣ回路（ＡＧ
Ｃ）に入力される。そしてＡＧＣ回路３の出力ｇの一つ
は増幅器１０を介して信号ｈとして位相検波器１２に入
力される。位相検波器１２の局部発振信号ｉはＶＣＯ１
５の出力信号ｂがＭてい倍器１４によってＭてい倍され
た信号である。この位相同期受信回路が位相同期されて
いるときには、位相検波器１２に入力される中間周波数
信号ｈの周波数（ｆ１−Ｎｆ０）と局部発振信号ｉの周
波数Ｍｆ０とは一致している。位相検波器１２の出力信
号Ｃが、やはりこの位相同期受信回路の出力信号とされ
る。ＡＧＣ回路３の出力ｇの他の一つは増幅器４を介し
て乗算器５に入力され、乗算器５には、この位相受信回
路が位相同期しているときには、Ｍてい倍器１４からの
出力信号ｉが位相器１１をへて増幅器４からの入力とは
９０°の位相差で入力される。ＶＣＯ１５は、位相検波
器１５のその出力に接続されたローパスフィルタ１３、
およびＭてい倍器１４のループで位相同期発振器を構成
している。また、ＡＧＣ回路３と、増幅器４と、乗算器
５と、乗算器５に接続され出力ｎをＡＧＣ回路３の制御
信号とするローパスフィルタ６とでコヒーレントＡＧＣ
回路を構成している。
【０００６】位相同期発振器の位相検波器１２へ入力さ
れる中間周波数信号ｈと局部発振信号ｉの周波数および
位相が一致する入力信号ａの同期捕捉後、コヒーレント
ＡＧＣ回路が作動し、位相検波器１２の入力信号ｈの振
幅が一定に保持される。
れる中間周波数信号ｈと局部発振信号ｉの周波数および
位相が一致する入力信号ａの同期捕捉後、コヒーレント
ＡＧＣ回路が作動し、位相検波器１２の入力信号ｈの振
幅が一定に保持される。
【０００７】図４は、図３のコヒーレントＡＧＣ回路に
加えて、さらにノンコヒーレントＡＧＣ回路を付加した
位相同期受信回路のブロック図である。この回路は図３
の回路に加えて、ＡＧＣ回路３の出力のＩＦ信号ｇのレ
ベルに対応するＤＣ電圧を生成し、ＡＧＣ制御電圧ｋと
してＡＧＣ回路３にフィードバックする。この回路が入
力信号ａの同期捕捉を行う前は、このノンコヒーレント
ＡＧＣ回路が作動し、同期捕捉後は、同期捕捉を検出す
るスレシホルド検出器（ＤＥＴ）１９の制御により、切
換スイッチ１８によって、図３と同様のコヒーレントＡ
ＧＣ回路に切り換わる。
加えて、さらにノンコヒーレントＡＧＣ回路を付加した
位相同期受信回路のブロック図である。この回路は図３
の回路に加えて、ＡＧＣ回路３の出力のＩＦ信号ｇのレ
ベルに対応するＤＣ電圧を生成し、ＡＧＣ制御電圧ｋと
してＡＧＣ回路３にフィードバックする。この回路が入
力信号ａの同期捕捉を行う前は、このノンコヒーレント
ＡＧＣ回路が作動し、同期捕捉後は、同期捕捉を検出す
るスレシホルド検出器（ＤＥＴ）１９の制御により、切
換スイッチ１８によって、図３と同様のコヒーレントＡ
ＧＣ回路に切り換わる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】この従来の図３で示さ
れる位相同期受信回路では、コヒーレントＡＧＣ動作の
みである為、入力信号レベルが大きい場合、同期捕捉時
に於てはＡＧＣが動作していないので、位相検波器の前
段の増幅器の入力レベルが大きくなり、この増幅器が飽
和状態となる。この結果、同期捕捉前と後に於けるこの
増幅器の入出力の位相差が大きくなり、同期捕捉後ＡＧ
Ｃが作動し、位相検波器への入力ＩＦレベルが下がる
と、位相不連続を生じ、位相同期が外れるという問題点
があった。
れる位相同期受信回路では、コヒーレントＡＧＣ動作の
みである為、入力信号レベルが大きい場合、同期捕捉時
に於てはＡＧＣが動作していないので、位相検波器の前
段の増幅器の入力レベルが大きくなり、この増幅器が飽
和状態となる。この結果、同期捕捉前と後に於けるこの
増幅器の入出力の位相差が大きくなり、同期捕捉後ＡＧ
Ｃが作動し、位相検波器への入力ＩＦレベルが下がる
と、位相不連続を生じ、位相同期が外れるという問題点
があった。
【０００９】また、図４で示される従来例は、ノンコヒ
ーレントＡＧＣ回路を付加しているので、同期捕捉前に
於ける前述の増幅器の過大入力を防いでいる。しかし、
ＩＦ周波数帯の電力分波器、電力検波器、及びノンコヒ
ーレント、ノンコヒーレントのＡＧＣ信号の切換器、更
に同期捕捉検出用のスレシホールド検出器等の回路が必
要となり、回路全体の規模が大型となるという問題点が
あった。
ーレントＡＧＣ回路を付加しているので、同期捕捉前に
於ける前述の増幅器の過大入力を防いでいる。しかし、
ＩＦ周波数帯の電力分波器、電力検波器、及びノンコヒ
ーレント、ノンコヒーレントのＡＧＣ信号の切換器、更
に同期捕捉検出用のスレシホールド検出器等の回路が必
要となり、回路全体の規模が大型となるという問題点が
あった。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の位相同期受信回
路は、ＡＧＣ回路によってＡＧＣ制御された入力信号
を、前記入力信号に位相同期した位相同期発振器の出力
信号を局部発振信号とする位相同期受信器によって位相
同期受信する位相同期受信回路において、前記ＡＧＣ回
路通過後の入力信号および前記入力信号の同期捕捉時に
は前記ＡＧＣ回路通過後の入力信号とは９０°位相差と
される前記局部発振信号とを入力とする乗算器と、前記
乗算器出力の分岐された一方を受けるローパスフィルタ
と、前記乗算器出力の分岐された他方を受けて整流する
ビート信号検波器と、前記ローパスフィルタ出力と前記
ビート信号検出器出力とを加算して前記ＡＧＣ回路のＡ
ＧＣ制御信号とする直流加算器とを有している。
路は、ＡＧＣ回路によってＡＧＣ制御された入力信号
を、前記入力信号に位相同期した位相同期発振器の出力
信号を局部発振信号とする位相同期受信器によって位相
同期受信する位相同期受信回路において、前記ＡＧＣ回
路通過後の入力信号および前記入力信号の同期捕捉時に
は前記ＡＧＣ回路通過後の入力信号とは９０°位相差と
される前記局部発振信号とを入力とする乗算器と、前記
乗算器出力の分岐された一方を受けるローパスフィルタ
と、前記乗算器出力の分岐された他方を受けて整流する
ビート信号検波器と、前記ローパスフィルタ出力と前記
ビート信号検出器出力とを加算して前記ＡＧＣ回路のＡ
ＧＣ制御信号とする直流加算器とを有している。
【００１１】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。図１は本発明による位相同期受信回路の一実施例の
ブロック図である。
る。図１は本発明による位相同期受信回路の一実施例の
ブロック図である。
【００１２】この位相同期受信回路は、図３の従来例に
加えて、乗算器５の出力ｍを分岐してビート信号検波器
７を接続し、この出力ｐと、乗算器５の出力の他方に接
続されているローパスフィルタ６の出力ｎとを、直流加
算器８によって直流加算し、加算出力ｑをＡＧＣ回路３
に入力している。
加えて、乗算器５の出力ｍを分岐してビート信号検波器
７を接続し、この出力ｐと、乗算器５の出力の他方に接
続されているローパスフィルタ６の出力ｎとを、直流加
算器８によって直流加算し、加算出力ｑをＡＧＣ回路３
に入力している。
【００１３】入力信号ａの同期捕捉前に於いては、乗算
器５のＲＦ入力端子及びＬＯ入力端子の位相差は９０°
に等しくなく、位相差に応じた正弦波のビート信号がＩ
Ｆ端子から出力される。このビート信号（出力信号ｍ）
はローパスフィルタ６とビート信号検波器７に入力され
る。ローパスフイルタ６では入力信号ｍの周波数が高域
遮断周波数以上の場合、出力電圧ｎはＯＶである。一
方、ビート信号検波器７では、入力された正弦波が半波
整流或いは全波整流された電圧ｐが出力される。これ等
の出力電圧ｎ，ｐが直流加算器８によって加算されるの
で、同期捕捉前にはビート信号検波器７の出力電圧ｐの
みが、ＡＧＣ回路３に加わることになり、即ち、ノンコ
ヒーレントＡＧＣが作動することになる。
器５のＲＦ入力端子及びＬＯ入力端子の位相差は９０°
に等しくなく、位相差に応じた正弦波のビート信号がＩ
Ｆ端子から出力される。このビート信号（出力信号ｍ）
はローパスフィルタ６とビート信号検波器７に入力され
る。ローパスフイルタ６では入力信号ｍの周波数が高域
遮断周波数以上の場合、出力電圧ｎはＯＶである。一
方、ビート信号検波器７では、入力された正弦波が半波
整流或いは全波整流された電圧ｐが出力される。これ等
の出力電圧ｎ，ｐが直流加算器８によって加算されるの
で、同期捕捉前にはビート信号検波器７の出力電圧ｐの
みが、ＡＧＣ回路３に加わることになり、即ち、ノンコ
ヒーレントＡＧＣが作動することになる。
【００１４】次に、同期捕捉過程及び同期捕捉後に於い
ては、乗算器５のＲＦ入力端子及びＬＯ入力端子の位相
差は９０°に漸近し、同期捕捉後、この位相差は９０°
に一致する。従って、乗算器５のＩＦ端子の出力ｍはビ
ート信号の周波数が次第に小さくなると共に脈流とな
り、同期捕捉後、ＩＦ信号ｍのレベルに応じた直流とな
る。即ち乗算器５は、同期捕捉後は振幅検波器として動
作する。この乗算器５の出力信号ｍが、ローパスフィル
タ６及びビート信号検波器７に入力されると、同期捕捉
過程においてビート信号検波器７の出力ｐは次第にＯＶ
に漸近してゆき、一方、ローパスフィルタ６の出力ｎは
直流電圧が増加し、同期捕捉後は入力信号ａのレベルに
応じた一定の直流電圧となる。これ等の出力電圧ｎ，ｐ
が直流加算器８によって加算されるので、同期捕捉過程
においてＡＧＣ回路３に加わるＡＧＣ電圧ｑはローパス
フィルタ６の出力電圧ｎのほうが徐々に支配的となり、
同期捕捉後はローパスフィルタ６の出力電圧のみがＡＧ
Ｃ回路３に加わることになる。即ち、コヒーレントＡＧ
Ｃが作動することになる。
ては、乗算器５のＲＦ入力端子及びＬＯ入力端子の位相
差は９０°に漸近し、同期捕捉後、この位相差は９０°
に一致する。従って、乗算器５のＩＦ端子の出力ｍはビ
ート信号の周波数が次第に小さくなると共に脈流とな
り、同期捕捉後、ＩＦ信号ｍのレベルに応じた直流とな
る。即ち乗算器５は、同期捕捉後は振幅検波器として動
作する。この乗算器５の出力信号ｍが、ローパスフィル
タ６及びビート信号検波器７に入力されると、同期捕捉
過程においてビート信号検波器７の出力ｐは次第にＯＶ
に漸近してゆき、一方、ローパスフィルタ６の出力ｎは
直流電圧が増加し、同期捕捉後は入力信号ａのレベルに
応じた一定の直流電圧となる。これ等の出力電圧ｎ，ｐ
が直流加算器８によって加算されるので、同期捕捉過程
においてＡＧＣ回路３に加わるＡＧＣ電圧ｑはローパス
フィルタ６の出力電圧ｎのほうが徐々に支配的となり、
同期捕捉後はローパスフィルタ６の出力電圧のみがＡＧ
Ｃ回路３に加わることになる。即ち、コヒーレントＡＧ
Ｃが作動することになる。
【００１５】
【発明の効果】以上説明した様に本発明は、ＡＧＣ回路
の乗算器出力にビート信号検波器をワイヤードＯＲのよ
うな簡素な方法で接続し、コヒーレントＡＧＣ回路のロ
ーパスフィルタの出力信号と上記ビート信号検波器の出
力信号を、複雑な構成の切換器及びスレシホールド検波
器を使用することなく、簡素な直流加算器で加算し、こ
の加算された出力信号をＡＧＣ回路に加えることによっ
て、コヒーレント及びノンコヒーレントのＡＧＣ動作を
させている。
の乗算器出力にビート信号検波器をワイヤードＯＲのよ
うな簡素な方法で接続し、コヒーレントＡＧＣ回路のロ
ーパスフィルタの出力信号と上記ビート信号検波器の出
力信号を、複雑な構成の切換器及びスレシホールド検波
器を使用することなく、簡素な直流加算器で加算し、こ
の加算された出力信号をＡＧＣ回路に加えることによっ
て、コヒーレント及びノンコヒーレントのＡＧＣ動作を
させている。
【００１６】従って、本発明の位相同期受信回路は、従
来の課題であった入力レベルが大きい場合、同期捕捉の
際に位相不連続を生じ、位相同期が外れることを、回路
規模を大きくすることなく防ぐという効果がある。
来の課題であった入力レベルが大きい場合、同期捕捉の
際に位相不連続を生じ、位相同期が外れることを、回路
規模を大きくすることなく防ぐという効果がある。
【図１】本発明の一実施例のブロック図である。
【図２】位相同期受信回路の基本原理図である。
【図３】第１の従来例のブロック図である。
【図４】第２の従来例のブロック図である。
１ 入力端子 ２ 乗算器 ３ ＡＧＣ回路（ＡＧＣ） ４ 増幅器 ５ 乗算器 ６ ローパスフィルタ ７ ビート信号検波器 ８ 直流加算器 ９ Ｎてい倍器 １０ 増幅器 １１ 位相器 １２ 位相検波器 １３ ローパスフィルタ １４ Ｍてい倍器 １５ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） １６ 検波器 １７ ローパスフィルタ １８ 切換スイッチ １９ スレシホールド検出器
Claims (1)
- 【請求項１】 ＡＧＣ回路によってＡＧＣ制御された入
力信号を、前記入力信号に位相同期した位相同期発振器
の出力信号を局部発振信号とする位相同期受信器によっ
て位相同期受信する位相同期受信回路において、前記Ａ
ＧＣ回路通過後の入力信号および前記入力信号の同期捕
捉時には前記ＡＧＣ回路通過後の入力信号とは９０°位
相差とされる前記局部発振信号とを入力とする乗算器
と、前記乗算器出力の分岐された一方を受けるローパス
フィルタと、前記乗算器出力の分岐された他方を受けて
整流するビート信号検波器と、前記ローパスフィルタ出
力と前記ビート信号検出器出力とを加算して前記ＡＧＣ
回路のＡＧＣ制御信号とする直流加算器とを有すること
を特徴とする位相同期受信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3232735A JP3024297B2 (ja) | 1991-09-12 | 1991-09-12 | 位相同期受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3232735A JP3024297B2 (ja) | 1991-09-12 | 1991-09-12 | 位相同期受信回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0575348A true JPH0575348A (ja) | 1993-03-26 |
| JP3024297B2 JP3024297B2 (ja) | 2000-03-21 |
Family
ID=16943955
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3232735A Expired - Lifetime JP3024297B2 (ja) | 1991-09-12 | 1991-09-12 | 位相同期受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3024297B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07170176A (ja) * | 1993-09-29 | 1995-07-04 | Sgs Thomson Microelectron Ltd | Ｐｌｌ回路の同調周波数をセットアップする装置およびその方法 |
| WO1996033554A1 (fr) * | 1995-04-20 | 1996-10-24 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Appareil de radio |
| WO1999030416A1 (en) * | 1997-12-09 | 1999-06-17 | Philsar Electronics Inc. | An amplifier for continuous high gain, narrowband signal amplification |
-
1991
- 1991-09-12 JP JP3232735A patent/JP3024297B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07170176A (ja) * | 1993-09-29 | 1995-07-04 | Sgs Thomson Microelectron Ltd | Ｐｌｌ回路の同調周波数をセットアップする装置およびその方法 |
| WO1996033554A1 (fr) * | 1995-04-20 | 1996-10-24 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Appareil de radio |
| WO1999030416A1 (en) * | 1997-12-09 | 1999-06-17 | Philsar Electronics Inc. | An amplifier for continuous high gain, narrowband signal amplification |
| US6057735A (en) * | 1997-12-09 | 2000-05-02 | Philsar Semiconductor Inc. | Amplifier for continuous high gain, narrowband signal amplification |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3024297B2 (ja) | 2000-03-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19991221 |