JPH0568031B2 - - Google Patents
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- JPH0568031B2 JPH0568031B2 JP837283A JP837283A JPH0568031B2 JP H0568031 B2 JPH0568031 B2 JP H0568031B2 JP 837283 A JP837283 A JP 837283A JP 837283 A JP837283 A JP 837283A JP H0568031 B2 JPH0568031 B2 JP H0568031B2
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 33
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 claims description 16
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 11
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 2
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 2
- 229920000742 Cotton Polymers 0.000 description 1
- 101000742057 Homo sapiens Protein phosphatase 1F Proteins 0.000 description 1
- 102100038677 Protein phosphatase 1F Human genes 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 101150014310 fem-3 gene Proteins 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 230000000873 masking effect Effects 0.000 description 1
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/14—Digital recording or reproducing using self-clocking codes
- G11B20/1403—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels
- G11B20/1423—Code representation depending on subsequent bits, e.g. delay modulation, double density code, Miller code
- G11B20/1426—Code representation depending on subsequent bits, e.g. delay modulation, double density code, Miller code conversion to or from block codes or representations thereof
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
Description
産業上の利用分野
本発明は、データビツト４ビツトを符号語８ビ
ツトに変換した変調データを復調するデイジタル
復調方法に関するものである。 従来例の構成とその問題点 一般に、デイジタル磁気記録は多量の情報を経
済的に記録でき、それを長期的にかつ安定に保存
できるなどの特徴をもつている。そのための情報
信号の変調方式としてRZ（Return to Zero），
RB（Return To Bias），NRZ（Non−Return to
Zero），NRZI（Non−Return to ZeroI），FM
（Frequeucy Modulation），PE（Phase
Encoding），MFM（Modified Frequeucy
Modulation），M2FM（Modified MFM）などが
提案されてきた。最近ではこれら以外の新しい変
調方式も各種提案されている。例えば4/5
MNRZI，3PM（3Position Modulation），ZM
（Zero Modulation）などである。デイジタル磁
気記録においては、検出窓幅Twが大きく、最小
磁化反転間隔Tminが大きく、最大磁化反転間隔
Tmaxが小さく、綿ビツト密度の最高磁化反転密
度に対する比DR（Density Ratio）が大きく、
又、磁化反転間隔Tminと検出窓幅Twの積が大
きくセルフクロツキング可能な変調方式が望まし
いとされている。最近、よく用いられている変調
方式とては、MFMや3PMがある。第１図は各種
変調方式の比較である。 第１図中、ｍはデータビツト数、ｎは符号語ビ
ツト数とすると、 CODE RAE＝ｍ／ｎ T.MIN＝ｍ／ｎ（ｄ＋１）・Ｔ T.MAX＝ｍ／ｎ（Ｋ＋１）・Ｔ DRdata density／max.transition density ＝Tmin／Ｔ＝ｍ／ｎ（ｄ＋１） Tw＝ｍ／ｎ・Ｔ CLOCK RATE＝１／Tw であり、又、 ｄ：ビツト“１”とビツト“１”との間のビツ
ト“０”の最小個数、 Ｋ：ビツト“１”とビツト“１”との間のビツ
ト“０”の最大個数、 である。 第１図からも明らかなように、データ周期をＴ
とすると、MFMはTminがＴ、Tmaxが2T、DR
が１、Twが0.5T、TminX Tw＝0.5T2と全体的
にバランスのとれた変調方式であることが判る。
しかし、さらに高密度化を実現する場合はTmin
が大きい変調方式が望まれる。そこで提案された
ものが3PMである。この方式は第１図からも判
るように、Tw＝0.5T，DR＝1.5，Tmin×Tw＝
0.75T2とMFMより改善され、特にTminはMFM
のＴから1.5Tと大きくなつていることから高密
度化指向していることが判る。しかし、Tmaxが
MFMの2Tに対し、6Tと大きく後退した方式で
ある。これは記録信号を再生した場合、波形の中
心線、即ち、ベースライン変動が大きく表われる
ので、再生波形のコンパレータでパルス化する場
合、特別の工夫が必要となる。これを行なわない
と再生余裕度が小さくなり、復調エラーが発生す
る。再生波形を等化後積分する方式では、バルク
型ヘツドが微分特性を示すためその直流成分が失
われ、それを積分しても直流を再生することは不
可能である。したがつて、再生波形の上下のエン
ベロープから再生波形の中心線を検出し、それを
直流として利用する、いわゆるDC再生法なる方
法がよく用いられる。この積分方式では、積分型
のため低減通過−高域減衰特性により高周波雑音
には強い反面、前述の如くDC再生を必要とする
ことから、低減の雑音、例えばハムなどに大変弱
くなる欠点がある。又、再生波形を微分し、その
ピーク値を検出し、パルス化する微分方式では、
最大磁化反転間隔Tmaxが大きすぎると、微分特
性のため、6Tの間隔の途中で雑音による疑似ピ
ークが発生してしまう欠点がある。そこで、疑似
ピークを防止するため、6Tでの間隔の途中での
疑似ピークをマスキングし、本来のピーク値のみ
を検出するためのマスキングゲート発生回路が用
いられる。これは微分をする前の再生波形の振幅
の適当なレベルで波形をパルス化する方法が採ら
れる。しかし、この方法は再生波形の振幅に依存
するため、再生波形のレベルが一定である必要が
ある。そのため、AGC、即ち再生波形のレベル
を常に一定にする手法が不可欠である。又、最大
磁化反転間隔Tmaxが大きいとジツタに対し余裕
度が小さくなる。この様に、最大磁化反転間隔
Tmaxが大きいと種々の欠点が現われてくる。
又、3PM方式は３ビツトのデータビツトを６ビ
ツトの符号語に変換する方式のため種々の変復調
クロツクを作るために若干難かしい1/3分周器を
必要とすることや、又市販の汎用ロジツクで回路
を構成する場合は４ビツト単位の構成のものが多
いこと、又、デイジタルオーデイオなどでは、１
つのサンプリングデータが16ビツト即３の整数倍
でなく、４の整数倍で構成されることが多いこ
と、又、このことから変調信号を復調した場合、
ドロツプアウトやピークシフトによる復調エラー
が発生するが、その場合のエラー伝搬が４ビツト
単位の方が１データの区切り内で抑えられるなど
の点で４ビツト単位の変換方式の方が有利であ
る。 これらの理由から、本発明者によりセルフクロ
ツキングが可能で、しかも、Tminは1.5T、Tw
は0.5T、Tmin×Tw＝0.75T2と3PMの性能を維
持しながら、前述の如く3PMの欠点である
Tmax＝6Tを4.5Tと大巾に改善することでより
高密度化を実現できる４−８変換方式（FEM−
４）を提案した。本発明者は別の変調方式とし
て、3PM相当の性能を有するFEM−１（Four to
Eight Modulation−１）、最大磁化反転間隔
Tmaxを6Tから5.5Tと改善したFEM−２、さら
にTmaxを5Tと改善したFEM−３を提案した。 第２図に3PM方式の変換テーブルを示してあ
る。 次に、最大磁化反転間隔を6Tから4.5Tと改善
し、それ以外は3PMの性能を維持したFEM−４
について説明する。第３図はFEM−４の変換テ
ーブルである。この方式は４ビツトのデータを８
ビツトの符号語に変換して、その符号語の系列を
NRZIで変調するものである。符号語は、ビツト
“１”と次のビツト“１”との間に少なくとも２
つ以上のビツト“０”が入り、多くとも８個以下
となるように制限が加えられているのが特徴であ
る。FEM−４の第１の変調規則は第３図の４ビ
ツトのバイナリデータの次の２つの連続する組合
せの場合は時系列的に古い符号語の８ビツト目
P8をビツト“１”に反転し、さらに、これに続
く符号語の３ビツト目P3をビツト“１”に反転
させるものである。この連続する組合せバイナリ
データとしては、４ビツトのバイナリデータを16
進表示するものとすると、 “２”（No.３）→“０”（No.１） “３”（No.４）→“０”（No.１） “４”（No.５）→“０”（No.１） “８”（No.９）→“０”（No.１） “９”（No.10）→“０”（No.１） “15”（No.16）→“０”（No.１） “２”（No.３） →“１”（No.２） “３”（No.４） →“１”（No.５） “４”（No.５） →“１”（No.２） “９”（No.10） →“１”（No.２） である。 FEM−４の第２の変調規則は第３図の４ビツ
トのバイナリデータの次の２つの連続する組合せ
の場合は、時系列的に古いデータには第２の符号
語 P1P2P3P4P5P6P7P8 ０ １ ０ ０ １ ０ ０ １ を対応させるものである。この連続する組合せバ
イナリデータとしては “４”（No.５）→“２”（No.３） “４”（No.５）→“５”（No.６） である。 FEM−４の第３の変調規則は第３図の４ビツ
トのバイナリデータの次の３つの連続する組合せ
の場合は時系列的に真中の第２のデータ“０”
（No.１）に第２の符号語 P1P2P3P4P5P6P7P8 ０ ０ ０ ０ １ ０ ０ ０ を対応させるものである。この連続するバイナリ
データとしては “１”（No.２）→“０”（No.１） →“６”（No.７） →“９”（No.10） →“10”（No.11） →“14”（No.15） →“15”（No.16） “７”（No.８）→“０”（No.１） →“６”（No.７） →“９”（No.10） →“10”（No.11） →“14”（No.15） →“15”（No.16） “13”（No.14）→“０”（No.１） →“６”（No.７） →“９”（No.10） →“10”（No.11） →“14”（No.15） →“15”（No.16） “14”（No.15）→“０”（No.１） →“６”（No.７） →“９”（No.10） →“10”（No.11） →“14”（No.15） →“15”（No.16） である。 FEM−４の第４の変調規則は第３図の符号語
と符号語の連結部における符号語系列パターンの
時系列的に古い符号語の７ビツト目P7と８ビツ
ト目P8及びこれに続く符号語の１ビツト目P1が
“101”となる場合は前記P8をビツト“１”に反
転し、P7とP1をビツト“０”に反転させるもの
である。例えば第３図のバイナリデータ“５”No.
６に“６”No.７が連続する場合等である。これら
変調規則以外のデータは第３図の第１の符号語に
対応させる。これらFEM−４の第１〜第４の変
調規則の適用例における符号語の変化は次に示さ
れた通りである。
ツトに変換した変調データを復調するデイジタル
復調方法に関するものである。 従来例の構成とその問題点 一般に、デイジタル磁気記録は多量の情報を経
済的に記録でき、それを長期的にかつ安定に保存
できるなどの特徴をもつている。そのための情報
信号の変調方式としてRZ（Return to Zero），
RB（Return To Bias），NRZ（Non−Return to
Zero），NRZI（Non−Return to ZeroI），FM
（Frequeucy Modulation），PE（Phase
Encoding），MFM（Modified Frequeucy
Modulation），M2FM（Modified MFM）などが
提案されてきた。最近ではこれら以外の新しい変
調方式も各種提案されている。例えば4/5
MNRZI，3PM（3Position Modulation），ZM
（Zero Modulation）などである。デイジタル磁
気記録においては、検出窓幅Twが大きく、最小
磁化反転間隔Tminが大きく、最大磁化反転間隔
Tmaxが小さく、綿ビツト密度の最高磁化反転密
度に対する比DR（Density Ratio）が大きく、
又、磁化反転間隔Tminと検出窓幅Twの積が大
きくセルフクロツキング可能な変調方式が望まし
いとされている。最近、よく用いられている変調
方式とては、MFMや3PMがある。第１図は各種
変調方式の比較である。 第１図中、ｍはデータビツト数、ｎは符号語ビ
ツト数とすると、 CODE RAE＝ｍ／ｎ T.MIN＝ｍ／ｎ（ｄ＋１）・Ｔ T.MAX＝ｍ／ｎ（Ｋ＋１）・Ｔ DRdata density／max.transition density ＝Tmin／Ｔ＝ｍ／ｎ（ｄ＋１） Tw＝ｍ／ｎ・Ｔ CLOCK RATE＝１／Tw であり、又、 ｄ：ビツト“１”とビツト“１”との間のビツ
ト“０”の最小個数、 Ｋ：ビツト“１”とビツト“１”との間のビツ
ト“０”の最大個数、 である。 第１図からも明らかなように、データ周期をＴ
とすると、MFMはTminがＴ、Tmaxが2T、DR
が１、Twが0.5T、TminX Tw＝0.5T2と全体的
にバランスのとれた変調方式であることが判る。
しかし、さらに高密度化を実現する場合はTmin
が大きい変調方式が望まれる。そこで提案された
ものが3PMである。この方式は第１図からも判
るように、Tw＝0.5T，DR＝1.5，Tmin×Tw＝
0.75T2とMFMより改善され、特にTminはMFM
のＴから1.5Tと大きくなつていることから高密
度化指向していることが判る。しかし、Tmaxが
MFMの2Tに対し、6Tと大きく後退した方式で
ある。これは記録信号を再生した場合、波形の中
心線、即ち、ベースライン変動が大きく表われる
ので、再生波形のコンパレータでパルス化する場
合、特別の工夫が必要となる。これを行なわない
と再生余裕度が小さくなり、復調エラーが発生す
る。再生波形を等化後積分する方式では、バルク
型ヘツドが微分特性を示すためその直流成分が失
われ、それを積分しても直流を再生することは不
可能である。したがつて、再生波形の上下のエン
ベロープから再生波形の中心線を検出し、それを
直流として利用する、いわゆるDC再生法なる方
法がよく用いられる。この積分方式では、積分型
のため低減通過−高域減衰特性により高周波雑音
には強い反面、前述の如くDC再生を必要とする
ことから、低減の雑音、例えばハムなどに大変弱
くなる欠点がある。又、再生波形を微分し、その
ピーク値を検出し、パルス化する微分方式では、
最大磁化反転間隔Tmaxが大きすぎると、微分特
性のため、6Tの間隔の途中で雑音による疑似ピ
ークが発生してしまう欠点がある。そこで、疑似
ピークを防止するため、6Tでの間隔の途中での
疑似ピークをマスキングし、本来のピーク値のみ
を検出するためのマスキングゲート発生回路が用
いられる。これは微分をする前の再生波形の振幅
の適当なレベルで波形をパルス化する方法が採ら
れる。しかし、この方法は再生波形の振幅に依存
するため、再生波形のレベルが一定である必要が
ある。そのため、AGC、即ち再生波形のレベル
を常に一定にする手法が不可欠である。又、最大
磁化反転間隔Tmaxが大きいとジツタに対し余裕
度が小さくなる。この様に、最大磁化反転間隔
Tmaxが大きいと種々の欠点が現われてくる。
又、3PM方式は３ビツトのデータビツトを６ビ
ツトの符号語に変換する方式のため種々の変復調
クロツクを作るために若干難かしい1/3分周器を
必要とすることや、又市販の汎用ロジツクで回路
を構成する場合は４ビツト単位の構成のものが多
いこと、又、デイジタルオーデイオなどでは、１
つのサンプリングデータが16ビツト即３の整数倍
でなく、４の整数倍で構成されることが多いこ
と、又、このことから変調信号を復調した場合、
ドロツプアウトやピークシフトによる復調エラー
が発生するが、その場合のエラー伝搬が４ビツト
単位の方が１データの区切り内で抑えられるなど
の点で４ビツト単位の変換方式の方が有利であ
る。 これらの理由から、本発明者によりセルフクロ
ツキングが可能で、しかも、Tminは1.5T、Tw
は0.5T、Tmin×Tw＝0.75T2と3PMの性能を維
持しながら、前述の如く3PMの欠点である
Tmax＝6Tを4.5Tと大巾に改善することでより
高密度化を実現できる４−８変換方式（FEM−
４）を提案した。本発明者は別の変調方式とし
て、3PM相当の性能を有するFEM−１（Four to
Eight Modulation−１）、最大磁化反転間隔
Tmaxを6Tから5.5Tと改善したFEM−２、さら
にTmaxを5Tと改善したFEM−３を提案した。 第２図に3PM方式の変換テーブルを示してあ
る。 次に、最大磁化反転間隔を6Tから4.5Tと改善
し、それ以外は3PMの性能を維持したFEM−４
について説明する。第３図はFEM−４の変換テ
ーブルである。この方式は４ビツトのデータを８
ビツトの符号語に変換して、その符号語の系列を
NRZIで変調するものである。符号語は、ビツト
“１”と次のビツト“１”との間に少なくとも２
つ以上のビツト“０”が入り、多くとも８個以下
となるように制限が加えられているのが特徴であ
る。FEM−４の第１の変調規則は第３図の４ビ
ツトのバイナリデータの次の２つの連続する組合
せの場合は時系列的に古い符号語の８ビツト目
P8をビツト“１”に反転し、さらに、これに続
く符号語の３ビツト目P3をビツト“１”に反転
させるものである。この連続する組合せバイナリ
データとしては、４ビツトのバイナリデータを16
進表示するものとすると、 “２”（No.３）→“０”（No.１） “３”（No.４）→“０”（No.１） “４”（No.５）→“０”（No.１） “８”（No.９）→“０”（No.１） “９”（No.10）→“０”（No.１） “15”（No.16）→“０”（No.１） “２”（No.３） →“１”（No.２） “３”（No.４） →“１”（No.５） “４”（No.５） →“１”（No.２） “９”（No.10） →“１”（No.２） である。 FEM−４の第２の変調規則は第３図の４ビツ
トのバイナリデータの次の２つの連続する組合せ
の場合は、時系列的に古いデータには第２の符号
語 P1P2P3P4P5P6P7P8 ０ １ ０ ０ １ ０ ０ １ を対応させるものである。この連続する組合せバ
イナリデータとしては “４”（No.５）→“２”（No.３） “４”（No.５）→“５”（No.６） である。 FEM−４の第３の変調規則は第３図の４ビツ
トのバイナリデータの次の３つの連続する組合せ
の場合は時系列的に真中の第２のデータ“０”
（No.１）に第２の符号語 P1P2P3P4P5P6P7P8 ０ ０ ０ ０ １ ０ ０ ０ を対応させるものである。この連続するバイナリ
データとしては “１”（No.２）→“０”（No.１） →“６”（No.７） →“９”（No.10） →“10”（No.11） →“14”（No.15） →“15”（No.16） “７”（No.８）→“０”（No.１） →“６”（No.７） →“９”（No.10） →“10”（No.11） →“14”（No.15） →“15”（No.16） “13”（No.14）→“０”（No.１） →“６”（No.７） →“９”（No.10） →“10”（No.11） →“14”（No.15） →“15”（No.16） “14”（No.15）→“０”（No.１） →“６”（No.７） →“９”（No.10） →“10”（No.11） →“14”（No.15） →“15”（No.16） である。 FEM−４の第４の変調規則は第３図の符号語
と符号語の連結部における符号語系列パターンの
時系列的に古い符号語の７ビツト目P7と８ビツ
ト目P8及びこれに続く符号語の１ビツト目P1が
“101”となる場合は前記P8をビツト“１”に反
転し、P7とP1をビツト“０”に反転させるもの
である。例えば第３図のバイナリデータ“５”No.
６に“６”No.７が連続する場合等である。これら
変調規則以外のデータは第３図の第１の符号語に
対応させる。これらFEM−４の第１〜第４の変
調規則の適用例における符号語の変化は次に示さ
れた通りである。
【表】
【表】
FEM−４の最大磁化反転間隔Tmaxの発生例
としては、第３図の次のバイナリデータが連続し
た場合である。 “１”（No.２）→“０”（No.１） “３”（No.４）→“２”（No.３） “４”（No.５）→“３”（No.４） “７”（No.８）→“０”（No.１） “13”（No.14）→“０”（No.１） “14”（No.15）→“０”（No.１） “15”（No.16）→“１”（No.２） “８”（No.９）→“１”（No.２） ただし、これはFEM−４の第１〜４の変調規
則がこの順番に時系列的に適用された場合に限ら
れる。上記、最大磁化反転間隔Tmax＝4.5Tが発
生する場合の一例が次に示されている。 ４ビツト２進データ例 符号語系列
としては、第３図の次のバイナリデータが連続し
た場合である。 “１”（No.２）→“０”（No.１） “３”（No.４）→“２”（No.３） “４”（No.５）→“３”（No.４） “７”（No.８）→“０”（No.１） “13”（No.14）→“０”（No.１） “14”（No.15）→“０”（No.１） “15”（No.16）→“１”（No.２） “８”（No.９）→“１”（No.２） ただし、これはFEM−４の第１〜４の変調規
則がこの順番に時系列的に適用された場合に限ら
れる。上記、最大磁化反転間隔Tmax＝4.5Tが発
生する場合の一例が次に示されている。 ４ビツト２進データ例 符号語系列
【表】
この他にも、磁化反転間隔を1.5T〜4.5Tとす
ると４−８変換アルゴリズム、変換表は考えられ
るが、このような場合は復調した場合、元のバイ
ナリデータを再生することができなかつたり、２
つのバイナリデータに対応したりしてしまう。 第４図に市販されているField Programmable
Logic Array（FPLA）−82S100，82S153を使つ
たFEM−４の変調回路の一例を示す。この例で
は入力データを74LS164の８ビツトシフトレジス
タ１で４ビツト単位ごとに並列データ化し、次の
３個の74LS273の８ビツト遅延フリツプフロツプ
２，３，４で４ビツト単位の３時系列データを作
り、それらから第１〜第４の変調規則を適用する
ための時系列データの組合せを82S100のFPLA５
で検出する。この82S100のFPLA５は16個の入力
ポートI0〜I15，８個の出力ポートF0〜F7持ち、
それぞれの入力の多入力AND−ORゲート回路を
構成している。前記FPLA５で検出され変調規則
に見合つた検出信号出力F0，F1に対応し、
82S153のFPLA６でそれぞれに対応して８ビツト
の符号語を出力する。さらに前記検出信号出力
F2及びEX−ORゲート７，８は第１の変調規則
を達成するためのものである。ANDゲート９及
びEX−ORゲート１０〜１２は第４の変調規則
を達成するためのものである。74LS166の８ビツ
トシフトレジスタ１３は変換された符号語を直列
データ化するためのものである。最後の14の
74LS107は直列データ化された符号語をNPZI変
調するためのものである。又、17の74LS273は符
号語の時系列化を行なうためのものである。１
５，１６は検出制御信号のタイミング調整用であ
る。 第５図には各種変調方式の記録電流波形の比較
である。 発明の目的 本発明の目的は、１ビツトデータ周期をＴとし
て磁化反転間隔1.5T〜4.5Tを得るようにデータ
ビツト４ビツトを符号語８ビツトに変換した変調
データを復調するデイジタル復調方法を提供する
ことにある。 発明の構成 本発明のデイジタル復調方法は、１ビツトデー
タ周期をＴとして磁化反転間隔1.5T〜4.5Tを得
るようにデータビツト４ビツトを符号語８ビツト
に変換した変調データを復調するにあたり、８ビ
ツト単位の連続する符号語条列データと、あらか
じめ設定された符号語との各ビツト比較により、
あらかじめ設定された符号語と完全に一致した場
合に一致検出パルスを得、この一致検出パルスに
より前記時系よりの符号語系列データを所定の８
ビツト単位に区切ることを特長としている。 このようなFEM−４の変調方式による変調デ
ータを復調する場合はその第１〜４の変調規則に
対応して、復調アルゴリズムの順番が重要であ
る。この順番がくるうと元のバイナリデ〜タを復
調することができなくなる。そのため、まず、第
１の変調規則の適用された符号語の復調を行な
う。これは、何んらかの手段、例えばデイジタル
オーデイオ等で用いられる同期信号を復調前の変
調データ符号語系列から直接パターンマツチング
で検出し、これにより、連続する符号語列の中か
ら８ビツトの符号語の境界を検出し、各々符号語
を８ビツト単位に区切り、連続する符号語系列の
時系列的に古い符号語の８ビツト目P8と次の符
号語の３ビツト目P3が共にビツト“１”ならば
前記時系列的に古い符号語の８ビツト目P8と次
の符号語の３ビツト目P3を共にビツト“０”に
反転する。 次に、FEM−４の第２の変調規則で適用され
た符号語の復調を行なう。これは連続する変調さ
れた符号語系列の中から、パターンマツチングに
より、第３図のNo.５の第２の符号語を検出し、さ
らにこれに続く符号語が第３図のNo.３あるいはNo.
６の場合には前記No.５の第２の符号語に対して
は、第３図のNo.５のバイナリデータ“４”（0100）
を対応させ復調する。同じく、第３図のNo.５の第
２の符号語の後に次の８ビツトの符号語 P1P2P3P4P5P6P7P8 ０ ０ ０ １ ０ ０ ０ １ が続く場合もNo.５の第２の符号語に対しては第３
図のNo.５のバイナリデータ“４”（0100）を対応
させ復調する。これは第３図のNo.５のバイナリデ
ータの後にNo.７やNo.10，No.11，No.15，No.16のバイ
ナリデータが続くとFEM−４の第４の変調規則
によりNo.６の符号語の７ビツト目P7がビツト
“０”に、又８ビツト目P8がビツト“１”に反転
するからである。 次に、FEM−４の第４の変調規則を適用され
た符号語の復調を行なう。これは連続する符号語
系列の中から、符号語の８ビツト目P8がビツト
“１”の符号語を検出し、この符号後の７ビツト
目P7とこれに続く符号語の１ビツト目P1をビツ
ト“１”に反転し、さらに前記時系列的に古い符
号語の８ビツト目P8をビツト“０”に反転する。 次にFEM−４の第３の変調規則を適用された
符号語の復調を行なう。これは単に、連続する符
号語系列の中からパターンマツチングにより第３
図のNo.１の第２の符号語を検出し、これに対応し
て第３図のNo.１のバイナリデータ“０”（0000）
を復調する。 以上の結果、得られた符号語は第３図の第１の
符号語に対応する。従つて、それだれの第１の符
号語に対応して４ビツトのバイナリデータを復調
する。 実施例の説明 第６図は本発明のデイジタル復調方法を適用し
た復調回路の一例を示している。第６図において
入力信号はFEM−４の変調データをNRZI復調し
たものが印加される。２７はアドレツサブルラツ
チであり、遅延フリツプフロツプ２８と共に用い
られ入力データの並列化を行なうためのものであ
る。 遅延フリツプフロツプ２９は２つの符号語の時
系列的データを作るためのものである。２０は
ANDゲート、２１，２２はEX−ORゲートであ
り、これらは第１の変調規則の復調のために作用
するものである。第２の変調規則は次のバイナリ
データの組合せに対して行なわれる。即ち １ “４”（No.５）→“２”（No.３） ２ “４”（No.５）→“５”（No.６） この場合の符号語は、１の場合は 01001001‖00010000となるが、２の場合は
“５”（No.６）の後にどの符号が続くかによつて符
号語が変化する。符号語 10010010（No.７） 10010000（No.10） 10000010（No.11） 10000100（No.15） 10001000（No.16） 以外の符号語が後続する場合は 01001001‖00010010 前記符号語が後続する場合は 01001001‖00010010‖10… 01001001‖00010001‖00… となる。ところで、前記２の場合は第１の変調規
則は適用されないし、又、１，２の場合とも後続
する符号語ではなく時系列的に古い符号語を復調
すればよいので、時系列的に古い符号語の検出は
前記遅延フリツプフロツプ２９の７ビツト出力
P1′〜P7′と前記EX−ORゲート２２の出力P88′で
行ない、これに続く符号語は前記遅延フリツプフ
ロツプ２８の６ビツト出力P1〜P6で行なえばよ
いことになる。即ち、P8は無視してもさしつか
えない。 第３の変調規則の復調は次の符号語 00001000 そのものの検出であるのでP1′〜P6′及びEX−
ORゲート２４の出力P77′及びP88′で行えばよい。
P88′はこの場合は常にビツト“０”となるこのこ
とから無視してもさしつかえない。この場合は検
出ゲートが減り、回路の縮小化が計れる。 第４の変調規則の復調はEX−ORゲート２２，
２３で行なわれる。以上のようにして検出された
符号語に対し第３図のFEM−４の変換テーブル
から元の４ビツトバイナリデータの復調がFRLA
２５で行なわれる。復調されたデータは８ビツト
シフトレジスタ２６で直列データ化される。 発明の効果 以上、述べた如く本発明は、高密度記録に適し
た方式で、3PM方式の欠点である最高磁化反転
間隔Tmaxを6Tから4.5Tと大巾に改善しており、
このFEM−４の復調方式を実現するものである
る。ハードウエアとしても市販のFPLAと組合せ
ることで3PM方式と同程度で構成できる利点を
有するものである。
ると４−８変換アルゴリズム、変換表は考えられ
るが、このような場合は復調した場合、元のバイ
ナリデータを再生することができなかつたり、２
つのバイナリデータに対応したりしてしまう。 第４図に市販されているField Programmable
Logic Array（FPLA）−82S100，82S153を使つ
たFEM−４の変調回路の一例を示す。この例で
は入力データを74LS164の８ビツトシフトレジス
タ１で４ビツト単位ごとに並列データ化し、次の
３個の74LS273の８ビツト遅延フリツプフロツプ
２，３，４で４ビツト単位の３時系列データを作
り、それらから第１〜第４の変調規則を適用する
ための時系列データの組合せを82S100のFPLA５
で検出する。この82S100のFPLA５は16個の入力
ポートI0〜I15，８個の出力ポートF0〜F7持ち、
それぞれの入力の多入力AND−ORゲート回路を
構成している。前記FPLA５で検出され変調規則
に見合つた検出信号出力F0，F1に対応し、
82S153のFPLA６でそれぞれに対応して８ビツト
の符号語を出力する。さらに前記検出信号出力
F2及びEX−ORゲート７，８は第１の変調規則
を達成するためのものである。ANDゲート９及
びEX−ORゲート１０〜１２は第４の変調規則
を達成するためのものである。74LS166の８ビツ
トシフトレジスタ１３は変換された符号語を直列
データ化するためのものである。最後の14の
74LS107は直列データ化された符号語をNPZI変
調するためのものである。又、17の74LS273は符
号語の時系列化を行なうためのものである。１
５，１６は検出制御信号のタイミング調整用であ
る。 第５図には各種変調方式の記録電流波形の比較
である。 発明の目的 本発明の目的は、１ビツトデータ周期をＴとし
て磁化反転間隔1.5T〜4.5Tを得るようにデータ
ビツト４ビツトを符号語８ビツトに変換した変調
データを復調するデイジタル復調方法を提供する
ことにある。 発明の構成 本発明のデイジタル復調方法は、１ビツトデー
タ周期をＴとして磁化反転間隔1.5T〜4.5Tを得
るようにデータビツト４ビツトを符号語８ビツト
に変換した変調データを復調するにあたり、８ビ
ツト単位の連続する符号語条列データと、あらか
じめ設定された符号語との各ビツト比較により、
あらかじめ設定された符号語と完全に一致した場
合に一致検出パルスを得、この一致検出パルスに
より前記時系よりの符号語系列データを所定の８
ビツト単位に区切ることを特長としている。 このようなFEM−４の変調方式による変調デ
ータを復調する場合はその第１〜４の変調規則に
対応して、復調アルゴリズムの順番が重要であ
る。この順番がくるうと元のバイナリデ〜タを復
調することができなくなる。そのため、まず、第
１の変調規則の適用された符号語の復調を行な
う。これは、何んらかの手段、例えばデイジタル
オーデイオ等で用いられる同期信号を復調前の変
調データ符号語系列から直接パターンマツチング
で検出し、これにより、連続する符号語列の中か
ら８ビツトの符号語の境界を検出し、各々符号語
を８ビツト単位に区切り、連続する符号語系列の
時系列的に古い符号語の８ビツト目P8と次の符
号語の３ビツト目P3が共にビツト“１”ならば
前記時系列的に古い符号語の８ビツト目P8と次
の符号語の３ビツト目P3を共にビツト“０”に
反転する。 次に、FEM−４の第２の変調規則で適用され
た符号語の復調を行なう。これは連続する変調さ
れた符号語系列の中から、パターンマツチングに
より、第３図のNo.５の第２の符号語を検出し、さ
らにこれに続く符号語が第３図のNo.３あるいはNo.
６の場合には前記No.５の第２の符号語に対して
は、第３図のNo.５のバイナリデータ“４”（0100）
を対応させ復調する。同じく、第３図のNo.５の第
２の符号語の後に次の８ビツトの符号語 P1P2P3P4P5P6P7P8 ０ ０ ０ １ ０ ０ ０ １ が続く場合もNo.５の第２の符号語に対しては第３
図のNo.５のバイナリデータ“４”（0100）を対応
させ復調する。これは第３図のNo.５のバイナリデ
ータの後にNo.７やNo.10，No.11，No.15，No.16のバイ
ナリデータが続くとFEM−４の第４の変調規則
によりNo.６の符号語の７ビツト目P7がビツト
“０”に、又８ビツト目P8がビツト“１”に反転
するからである。 次に、FEM−４の第４の変調規則を適用され
た符号語の復調を行なう。これは連続する符号語
系列の中から、符号語の８ビツト目P8がビツト
“１”の符号語を検出し、この符号後の７ビツト
目P7とこれに続く符号語の１ビツト目P1をビツ
ト“１”に反転し、さらに前記時系列的に古い符
号語の８ビツト目P8をビツト“０”に反転する。 次にFEM−４の第３の変調規則を適用された
符号語の復調を行なう。これは単に、連続する符
号語系列の中からパターンマツチングにより第３
図のNo.１の第２の符号語を検出し、これに対応し
て第３図のNo.１のバイナリデータ“０”（0000）
を復調する。 以上の結果、得られた符号語は第３図の第１の
符号語に対応する。従つて、それだれの第１の符
号語に対応して４ビツトのバイナリデータを復調
する。 実施例の説明 第６図は本発明のデイジタル復調方法を適用し
た復調回路の一例を示している。第６図において
入力信号はFEM−４の変調データをNRZI復調し
たものが印加される。２７はアドレツサブルラツ
チであり、遅延フリツプフロツプ２８と共に用い
られ入力データの並列化を行なうためのものであ
る。 遅延フリツプフロツプ２９は２つの符号語の時
系列的データを作るためのものである。２０は
ANDゲート、２１，２２はEX−ORゲートであ
り、これらは第１の変調規則の復調のために作用
するものである。第２の変調規則は次のバイナリ
データの組合せに対して行なわれる。即ち １ “４”（No.５）→“２”（No.３） ２ “４”（No.５）→“５”（No.６） この場合の符号語は、１の場合は 01001001‖00010000となるが、２の場合は
“５”（No.６）の後にどの符号が続くかによつて符
号語が変化する。符号語 10010010（No.７） 10010000（No.10） 10000010（No.11） 10000100（No.15） 10001000（No.16） 以外の符号語が後続する場合は 01001001‖00010010 前記符号語が後続する場合は 01001001‖00010010‖10… 01001001‖00010001‖00… となる。ところで、前記２の場合は第１の変調規
則は適用されないし、又、１，２の場合とも後続
する符号語ではなく時系列的に古い符号語を復調
すればよいので、時系列的に古い符号語の検出は
前記遅延フリツプフロツプ２９の７ビツト出力
P1′〜P7′と前記EX−ORゲート２２の出力P88′で
行ない、これに続く符号語は前記遅延フリツプフ
ロツプ２８の６ビツト出力P1〜P6で行なえばよ
いことになる。即ち、P8は無視してもさしつか
えない。 第３の変調規則の復調は次の符号語 00001000 そのものの検出であるのでP1′〜P6′及びEX−
ORゲート２４の出力P77′及びP88′で行えばよい。
P88′はこの場合は常にビツト“０”となるこのこ
とから無視してもさしつかえない。この場合は検
出ゲートが減り、回路の縮小化が計れる。 第４の変調規則の復調はEX−ORゲート２２，
２３で行なわれる。以上のようにして検出された
符号語に対し第３図のFEM−４の変換テーブル
から元の４ビツトバイナリデータの復調がFRLA
２５で行なわれる。復調されたデータは８ビツト
シフトレジスタ２６で直列データ化される。 発明の効果 以上、述べた如く本発明は、高密度記録に適し
た方式で、3PM方式の欠点である最高磁化反転
間隔Tmaxを6Tから4.5Tと大巾に改善しており、
このFEM−４の復調方式を実現するものである
る。ハードウエアとしても市販のFPLAと組合せ
ることで3PM方式と同程度で構成できる利点を
有するものである。
第１図は各種変調方式の比較図、第２図は従来
の3PM変調方式の変換テーブル図、第３図は本
発明に関連したFEM−４の変調方式の変換テー
ブル図、第４図はFEM−４の変調回路の一例を
示すブロツク図、第５図は各種変調方式の記録電
流波形の比較図、第６図は本発明のFEM−４の
復調方法を適用した復調回路の一例を示すブロツ
ク図である。 ２７……アドレツサブルラツチ、２８，２９…
…遅延フリツプフロツプ、２０……ANDゲート、
２１，２２，２３，２４……EX−ORゲート、
２５……FRLA、２６……８ビツトシフトレジス
タ。
の3PM変調方式の変換テーブル図、第３図は本
発明に関連したFEM−４の変調方式の変換テー
ブル図、第４図はFEM−４の変調回路の一例を
示すブロツク図、第５図は各種変調方式の記録電
流波形の比較図、第６図は本発明のFEM−４の
復調方法を適用した復調回路の一例を示すブロツ
ク図である。 ２７……アドレツサブルラツチ、２８，２９…
…遅延フリツプフロツプ、２０……ANDゲート、
２１，２２，２３，２４……EX−ORゲート、
２５……FRLA、２６……８ビツトシフトレジス
タ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ １ビツトデータ周期をＴとして磁化反転間隔
1.5〜4.5Tを得るようにデータビツト４ビツトを
符号語８ビツトに変換した変調データを復調する
に際し、 再生データをNRZI復調した後、 ａ 直列データ化されている時系列の８ビツト単
位の連続する符号語系列データとあらかじめ設
定された符号語の各ビツト比較により、あらか
じめ設定された符号語と完全一致した場合に一
致検出パルスを得、この一致検出パルスにより
前記時系列の符号語系列データを所定の８ビツ
ト単位に区切る、 ｂ ８ビツト単位に区切つた符号語のうち、時系
列的に古い符号語の８ビツト目とこれに続く符
号語の３ビツト目が同時にビツト“１”の場合
に、時系列的に古い符号語の８ビツト目とこれ
に続く符号語の３ビツト目を共にビツト“０”
に反転する、 ｃ このビツト反転の後で時系列的に古い符号語
として01001001を検出し、これに続く符号語と
して00010000あるいは00010010あるいは
00010001が検出された場合に前記時系列的に古
い符号語として４ビツトバイナリデータ0100を
復調する、 ｄ この４ビツトバイナリデータ0100の復調の後
で時系列的に古い符号語の８ビツト目にビツト
“１”が検出された場合は時系列的に古い符号
語の８ビツト目をビツト“０”に反転し、さら
に時系列的に古い符号語の７ビツト目とこれに
続く符号語の１ビツト目をビツト“１”に反転
する、 ・このビツト反転の後で符号語00001000が検出さ
れた場合に４ビツトバイナリデータ0000を復調す
る、 ｆ この４ビツトバイナリデータ0000の復調の後
で符号語 １ 00000010を0000 ２ 00000100を0001 ３ 00010000を0010 ４ 00100000を0011 ５ 01000000を0100 ６ 00010010を0101 ７ 10010010を0110 ８ 00100100を0111 ９ 01001000を1000 10 10010000を1001 11 10000010を1010 12 00100010を1011 13 01000010を1100 14 01000100を1101 15 10000100を1110 16 10001000を1111 として４ビツトのバイナリデータに復調すること
特徴とするデイジタル復調方法。 ２ ４ビツトバイナリデータ0100の復調にあた
り、ビツト反転の後で時系列的に古い符号語とし
て、01001001を検出し、これに続く符号語のう
ち、次の７ビツト0001000あるいは0001001が検出
された場合に前記時系列的に古い符号語として４
ビツトバイナリデータ0100を復調することを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載のデイジタル復
調方法。 ３ 符号語 １ 00000010 ２ 00000100 ３ 00010000 ４ 00100000 ５ 01000000 ６ 00010010 ７ 10010010 ８ 00100100 ９ 01001000 10 10010000 11 10000010 12 00100010 13 01000010 14 01000100 15 10000100 16 10001000 の８ビツト目（右端）を無視して７ビツトの符号
語とし、これを下記の対応関係 １ 0000001を0000 ２ 0000010を0001 ３ 0001000を0010 ４ 0010000を0011 ５ 0100000を0100 ６ 0001001を0101 ７ 1001001を0110 ８ 0010010を0111 ９ 0100100を1000 10 1001000を1001 11 1000001を1010 12 0010001を1011 13 0100001を1100 14 0100010を1101 15 1000010を1110 16 1000100を1111 に対応させ復調することを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載のデイジタル復調方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP837283A JPS59135604A (ja) | 1983-01-20 | 1983-01-20 | デイジタル復調方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP837283A JPS59135604A (ja) | 1983-01-20 | 1983-01-20 | デイジタル復調方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59135604A JPS59135604A (ja) | 1984-08-03 |
| JPH0568031B2 true JPH0568031B2 (ja) | 1993-09-28 |
Family
ID=11691397
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP837283A Granted JPS59135604A (ja) | 1983-01-20 | 1983-01-20 | デイジタル復調方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59135604A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0691750A1 (en) | 1994-07-08 | 1996-01-10 | Victor Company Of Japan, Limited | Digital modulating/demodulating method and apparatus using same |
-
1983
- 1983-01-20 JP JP837283A patent/JPS59135604A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0691750A1 (en) | 1994-07-08 | 1996-01-10 | Victor Company Of Japan, Limited | Digital modulating/demodulating method and apparatus using same |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59135604A (ja) | 1984-08-03 |
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