JPH0241213B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はデイジタル変復調方式に係り、特に
3PM（３ポジシヨン・モジユレーシヨン）の変調
方式と同等のデータ密度であつて、かつ、最大反
転間隔が3PM方式のそれよりも短い変調方式及
びそれによる被変調データを復調する方式に関す
る。

従来技術とその問題点 “１”、“０”の２値のデイジタルデータを磁気
テープや磁気デイスク等の記録媒体に記録し、こ
れを再生するデイジタル信号磁気記録再生装置で
は、データ転送速度の向上や記憶容量の増加など
の面において、記録媒体の単位面積当りのデータ
記録密度が密接に関係しており、この記録密度を
高めることが従来より要求されている。記録媒体
上のデータ記録密度は、データの各ビツトの
“１”と“０”を記録ヘツドの記録電流とどのよ
うに対応させるかによつて影響されるため、２値
のデイジタルデータを一定の符号化規則に則つて
変調してから記録ヘツドに供給することにより記
録密度を高めることが従来より行なわれているこ
とは周知の通りである。このデイジタル変調方式
は従来より例えばNRZ（ノン・リターン・ツウ・
ゼロ）、NRZI（ノン・リターン・ツウ・ゼロ・イ
ンバーテツド）、PE（フエーズ・エンコーデイン
グ）、MFM（モデイフアイド・フリケンシイ・モ
ジユレーシヨン）、バイフエーズ・マーク変調、
GCR（グループ・コーデツド・レコーデイング）、
更には3PMなど各種知られている。

記録密度を高めるには、磁化の最小反転間隔が
長く、最大反転間隔が短い変調方式であることが
望ましく、またデータを検出するための判定窓
（検出窓）が大きくとれる変調方式が望ましい。
上記の各種変調方式のうち、3PM方式は従来一
般に使用されているMFM方式に比し、検出窓幅
（TW）が同等で、しかも最小反転間隔（Tmin）
及びデータのデンシテイレシオ（DR）が夫々1.5
倍であるという利点を有する反面、最大反転間隔
（Tmax）が３倍であり、セルフクロツクを行な
う場合、必ずしも適していないという不利な面が
ある。

また、3PM方式は３ビツトのデータワードを
６ビツトのコードワードに所定の符号化規則に則
つて変換する、所謂３−６変換方式であり、最終
的に得られる６ビツトのコードワードは隣接する
「１」（反転位置）の間に「０」（非反転位置）が
少なくとも２個存在するような変調方式であり、
バイト単位で処理することが多いデイジタルシス
テムでは、システム設計に大きな制約をもたらす
という問題点もある。

そこで、本発明は従来の３−６変換や、４ビツ
トのデータワードを８ビツトのコードワードに変
換する４−８変換などのように、データ単位に符
号変換をするのではなく、１ビツトのデータワー
ドを２ビツトのコードワードに変換する（これを
以下１−２変換と呼ぶ）ことにより、上記の問題
点を解決したデイジタル変復調方式を提供するこ
とを目的とする。

問題点を解決するための手段 本発明は第１及び第２の値からなる２値符号の
原データがビツト周期Ｔで順次に入来され、原デ
ータのビツトが第２の値から該第１の値に変化す
る場合は原データの第１の値のビツト周期内の第
１の基準点で反転し、原データが第１の値で３ビ
ツト連続する場合は３ビツトに続く次のビツトの
ビツト周期内の第２の基準点で反転させるか、又
は３ビツトに続く２ビツト目のビツト周期内の第
１の基準点で反転し、原データが第１の値で2n
ビツト（ただし、ｎは自然数）連続する場合は連
続する第１の値の２ビツト目毎のビツト周期内の
第２の基準点で反転し、原データが第１の値で
2n＋３ビツト連続する場合は連続する第１の値
の２ビツト目毎のビツト周期内の第２の基準点で
反転し、かつ、連続する第１の値の最終ビツトを
含めた手前の５ビツトに関しては優先して３ビツ
ト目とそれに続く２ビツト目の夫々においてビツ
ト周期内の第２の基準点で反転し、原データが第
１の値から第２の値に変化してその後引続いて第
２の値のビツトが連続する場合は最初の第１の値
のビツトのビツト周期内の第１の基準点位置より
2.5T離れた第１の位置と、連続する第２の値の
ビツトの後の最初の第１の値のビツトのビツト周
期内の第１の基準点位置よりも手前に1.5T離れ
た第２の位置の夫々において優先して反転すると
共に第１及び第２の位置の間に第２の値のビツト
が３ビツト以上連続するときのみその間では3T
毎のビツトの各ビツト周期内の第２の基準点で反
転する被変調データを生成し、入来した被変調デ
ータの連続する一定ビツト数のデータと所定の論
理式との論理演算を行なつて得た信号とクロツク
信号とに基づいてもとの前記原データの復調信号
を出力するよう構成したものであり、以下図面と
共にその一実施例について説明する。

実施例 第１図は本発明方式の変調系の一実施例のブロ
ツク系統図を示す。同図中、入力端子１に入来し
た２値のデイジタルデータ（原データ）は、８ビ
ツトのシフトレジスタ２に直列に供給され、ここ
で入力端子３よりのクロツク信号を1/2分周器４
を通して得たパルスに同期して順次にシフトされ
る。シフトレジスタ２の８ビツトの出力端子より
並列に出力された原データはPAL（プログラマブ
ル・アレイ・ロジツク）５に供給され、ここで後
述するシフトレジスタ７よりの３ビツトのデータ
M_-3、M_-5、M_-6と共に後述する所定の論理式に
基づいて演算処理が行なわれて、１−２変換が行
なわれる。ここで、PAL５に並列に入力される
シフトレジスタ２よりの８ビツトのデータを
D_-3、D_-2、D_-1、D₀、D₁、D₂、D₃及びD₄で示す
ものとし、またデータD_-3、D_-2、D_-1は変換すべ
き１ビツトのデータD₀に対して時間的に先行し
てシフトレジスタ２に供給された過去のデータで
あり、他方、データD₁、D₂、D₃及びD₄はD₀に対
して時間的に後行してシフトレジスタ２に供給さ
れる未来のデータであるものとする。PAL５は
上記の入力データに基づいて、計２ビツトのデー
タM₀、M₁を出力する。

データM₀、M₁はシフトレジスタ６に供給さ
れ、ここで入力端子３よりのクロツク信号に基づ
いて並直列に変換された後６ビツトのシフトレジ
スタ７及びフリツプフロツプ８にシリアルに供給
される。シフトレジスタ７は上記データM₀に対
して入力端子３よりのクロツク信号の３周期分、
５周期分及び６周期分夫々時間的に先行して一時
記憶していたデータM_-3、M_-5及びM_-6の３ビツ
トのデータをPAL５に供給する。これにより、
PAL５は入力端子１よりの原データのビツト周
期（データビツト転送速度の逆数で、１スロツト
又は１ビツトセル）をＴとすると、シフトレジス
タ２よりの前記データD₀の前半の期間Ｔ／２で
はM₀で示すデータに、かつ、後半の期間Ｔ／２
ではM₁で示すデータに次式で示される論理式に
従つて変換して出力するわけであるが、M₀、M₁
は（１、０）、（０、１）、（０、０）の３通りの値
に変換される。ここで、 M₀＝_-1×D₀ (1) M₁＝D_-1×D₀（_-2×_-1＋D_-3×D_-2×₁＋D₁×D₂×
₃＋_-2×D₂×D₃×D₄＋M_-3 ×D₂×D₃×D₄）₀×₁（_-3×D_-2×_-1＋M_-5×
_-2×_-1＋M_-6×D_-3×D_-2×D_-1）(2) である。

従つて、原データ系列が「01」であるときに
は、D_-1＝０、D₁＝１であるから、(1)式及び(2)式
よりM₀＝１、M₁＝０となり、よつてこのときの
シフトレジスタ６の出力信号波形は第３図Ａに示
す如く、データD₀の１ビツトがM₀＝１、M₁＝０
の２ビツトのコードワードに変換された波形とな
る。同様に第３図Ｂ〜Ｏの夫々は、信号波形の上
部に示す原データ系列符号が入来したときのシフ
トレジスタ６の出力信号、すなわち１−２変換さ
れた被変調データ波形を示す。なお、実際は１ビ
ツト遅延された形で被変調データ系列がシフトレ
ジスタ６より出力されるが、解りやすくするため
D₀に対応してM₀、M₁の出来を対比させている。

第３図Ａ，Ｈからわかるように、原データの各
ビツトの値が“０”から“１”に変化する場合、
“０”と“１”のビツト周期の境界を基準点とし
て反転され、原データの値“１”が同図Ｃ，Ｄに
示すように３ビツト連続する場合は３ビツトの次
のビツトのビツト周期の中央を基準点として反転
されるか、又は３ビツトに続く１ビツト目と２ビ
ツト目の境界を基準点として反転される。また第
３図Ｂ，Ｅに示す如く、原データの値“１”が
2nビツト（ただし、ｎは自然数）連続する場合、
連続する“１”のビツトの２ビツト目毎の中央で
反転され、第３図Ｆ，Ｇに示す如く、原データの
値“１”が（2n＋３）ビツト連続する場合も連
続する“１”のビツトの２ビツト目毎の中央で反
転され、かつ、連続する“１”の最終ビツトを含
めた手前の５ビツトに関しては３ビツト目とそれ
に続く２ビツト目の夫々においてビツト周期の中
央で反転される。

また、原データが“１”から“０”に変化して
その後引続いて“０”のビツトが連続する場合
は、第３図Ｉ〜Ｏに示す如く、最初の“１”のビ
ツトの反転位置（立上り位置）より2.5T以上離
れた位置から、連続する“０”のビツトの後の最
初の“１”のビツトの反転位置（立上り位置）よ
りも手前に1.5T以上離れた位置までの間に“０”
のビツトが３ビツト以上連続するときにのみ、そ
の間では3T毎に反転する被変調データが得られ
る。

シフトレジスタ６の出力被変調データは前記し
た如くシフトレジスタ７に供給される一方、フリ
ツプフロツプ８に供給され、ここで例えば立上り
のエツジでこれをトリガーする。従つて、フリツ
プフロツプ８に例えば第４図Ａ（第３図Ｄと同一）
に示す被変調データが入来したときはその出力信
号は同図Ｂに示す如き信号波形となり、また第４
図Ｃ（第３図Ｍと同一）に示す被変調データが入
来したときには、同図Ｄに示す如き信号がフリツ
プフロツプ８より取り出される。すなわち、フリ
ツプフロツプ８より出力端子９へ出力される信号
は、シフトレジスタ６の出力信号をNRZI変調し
て得られた被変調データとなる。ここで、NRZI
変調する理由は、シフトレジスタ６の出力被変調
データの最小反転間隔が第３図Ａ〜Ｏに示すよう
に0.5Tと短いので、伝送帯域が広くなり好まし
くなく、一方、上記のNRZI変調により、最小反
転間隔Tminは入力原データのいかなる符号系列
でも前記(1)式及び(2)式に示した論理式によつて
1.5Tと長くなるからである。しかも、出力端子
９に得られる被変調データのデンシテイレシオ
DRがTmin／Ｔで表わされるから1.5となり、ま
た検出窓幅TWはＴ／２となる。

本実施例によれば、被変調データの最大反転間
隔Tmaxは第４図Ｂに示す如く、原データが
「011101」のときに生じ、4Tとなる。4Tとなる
パターンは唯一のものである。この場合、シフト
レジスタ６の出力信号は“０”が７回連続して出
力される。また、少なくともシフトレジスタ６の
出力信号は第３図Ｂ，Ｅ，Ｇ，Ｊ，Ｍ，Ｏに示す
如く“０”が２回続くときに出力端子９の出力被
変調データは最小反転間隔1.5Tとなる。なお、
シフトレジスタ６の出力端における信号のデータ
の値は、例えば第３図Ｂ又はＤの信号が出力され
る場合は、その波形の下部に示す数値の如くにな
る。

次に復調系について説明するに、第２図は本発
明方式の復調系の一実施例のブロツク系統図を示
す。同図中、入力端子１０に入来した被変調デー
タ（出力端子９の出力被変調データと等しい）は
NRZI復調回路１１に供給され、ここで復調され
た後15ビツトのシフトレジスタ１２に供給され、
ここで入力端子１３よりのクロツク信号に基づい
て直並列変換される。PAL１５はシフトレジス
タ１２の15ビツト並列出力信号M₁〜M₁₅が供給
され、入力端子１３のよりのクロツク信号を1/2
分周器１４により1/2分周して得たクロツク信号
に基づき、所定の論理式を用いた演算処理にて出
力データＤ（ｍ）を発生出力する。ここで Ｄ（ｍ）＝₈｛M₁・M₇・M₁₁＋M₂・（₅・₇・M₁₀＋M
₇・M₁₁＋M₉）＋M₃（M₇＋M₉・M₁₃） ＋M₄（M₇＋₉・M₁₂＋M₉・M₁₃＋M₁₁）＋M₅（M₉＋M₁₁
・M₁₅）＋M₆｝(3) PLA１５の出力データＤ（ｍ）はＤフリツプフ
ロツプ１６に供給され、ここで1/2分周器１４よ
りのクロツク信号によりラツチされる。前記の変
調系では入力データD₀に対してPAL５からデー
タM₀、M₁が発生されるが、これと対応させれば
M₆、M₇の２ビツトが（M₀、M₁）となり、Ｄフ
リツプフロツプ１６より出力端子１７に出力され
るデータがD₀となり、復調できるものである。

なお、前記した如く、第４図Ｂに示す4Tとな
るパターンは唯一のものであり、よつてこのパタ
ーンを基にM₀の判断を復調系で行なうものであ
る。一方、本発明によれば、原データのあらゆる
組合せに対しても変換された符号ビツト系列で決
して現われることのないビツトパターンがあり、
それは第５図Ａに示す4T、1.5T及び4Tとなるパ
ターンと、同図Ｂに示す4T、3.5T及び2Tとなる
パターンである。そこで、このビツトパターンを
同期信号として用いることができる。

なお、本発明は上記の実施例に限定されるもの
ではなく、例えばシフトレジスタ７の出力信号を
フリツプフロツプ８に供給するようにしてもよ
い。

効 果 上述の如く、本発明によれば、変換すべき信号
D₀及び前３ビツト、後４ビツトの参照信号と、
変換された符号ビツト系列の前３、５、６ビツト
の各参照信号とによつて所定の論理演算を行な
い、１ビツトのデータD₀を２ビツトのコードワ
ードM₀、M₁に変換するようにして被変調データ
を得、またこの被変調データを所定の論理式に基
づいて演算処理して復調を行なうようにしたの
で、従来の3PM方式や４−８変換方式等の変調
方式では、１ワード３ビツト又は４ビツトに形成
された１ワードの単位の変換を行ない、６ビツト
又は８ビツトのコードワードにしていたことか
ら、前後のワードによつて接続点を考慮しなけれ
ばならず、そのための変換アルゴリズムを必要と
していたのに対し、本発明では１ビツト単位の処
理をしていることから回路構成を簡単に、かつ、
容易に構成することができ、また3PM方式に比
し最小反転間隔Tmin及びデンシテイレシオDR
が夫々同一であるが、最大反転間隔Tmaxが4T
と短いから、3PM方式に比し同等以上の性能を
有し、効率の良い高密度記録再生ができ、更に変
換された符号ビツト系列で決して現われることの
ないビツトパターンが存在することに着目し、こ
のビツトパターンを同期信号として用いることも
可能である等の特長を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明方式の変調系の一実施例を示す
ブロツク系統図、第２図は本発明方式の復調系の
一実施例を示すブロツク系統図、第３図Ａ〜Ｏは
夫々第１図の要部の信号波形の各例を示す図、第
４図は第１図の動作説明用信号波形図、第５図
Ａ，Ｂは夫々本発明では得られないビツトパター
ンの被変調データ波形の各例を示す図である。 １……デイジタルデータ入力端子、２，６，
７，１２……シフトレジスタ、５，１５……
PAL（プログラマブル・アレイ・ロジツク）、８
……フリツプフロツプ、９……被変調データ出力
端子、１０……被変調データ入力端子、１１……
NRZI復調回路、１６……フリツプフロツプ、１
７……復調データ出力端子。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 第１及び第２の値からなる２値符号の原デー
   タがビツト周期Ｔで順次に入来され、該原データ
   のビツトが該第２の値から該第１の値に変化する
   場合は該原データの該第１の値のビツト周期内の
   第１の基準点で反転し、該原データが該第１の値
   で３ビツト連続する場合は該３ビツトに続く次の
   ビツトのビツト周期内の第２の基準点で反転させ
   るか、又は該３ビツトに続く２ビツト目のビツト
   周期内の該第１の基準点で反転し、該原データが
   該第１の値で2nビツト（ただし、ｎは自然数）
   連続する場合は連続する該第１の値の２ビツト目
   毎のビツト周期内の該第２の基準点で反転し、該
   原データが該第１の値で2n＋３ビツト連続する
   場合は連続する該第１の値の２ビツト目毎のビツ
   ト周期内の該第２の基準点で反転し、かつ、連続
   する該第１の値の最終ビツトを含めた手前の５ビ
   ツトに関しては優先して３ビツト目とそれに続く
   ２ビツト目の夫々においてビツト周期内の該第２
   の基準点で反転し、該原データが該第１の値から
   該第２の値に変化してその後引続いて該第２の値
   のビツトが連続する場合は最初の該第１の値のビ
   ツトのビツト周期内の該第１の基準点位置より
   2.5T離れた第１の位置と、連続する該第２の値
   のビツトの後の最初の該第１の値のビツトのビツ
   ト周期内の該第１の基準点位置よりも手前に
   1.5T離れた第２の位置の夫々において優先して
   反転すると共に該第１及び第２の位置の間に該第
   ２の値のビツトが３ビツト以上連続するときのみ
   その間では3T毎のビツトの各ビツト周期内の該
   第２の基準点で反転する被変調データを生成し、
   入来した該被変調データの連続する一定ビツト数
   のデータと所定の論理式との論理演算を行なつて
   得た信号とクロツク信号とに基づいてもとの前記
   原データの復調信号を出力することを特徴とする
   デイジタル変復調方式。 ２ 該第１の基準点はそのビツト周期の始端位置
   であり、該第２の基準点はそのビツト周期の中央
   位置であることを特徴とする特許請求の範囲第１
   項記載のデイジタル変復調方式。