JPH0561872B2 - - Google Patents
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- JPH0561872B2 JPH0561872B2 JP57011569A JP1156982A JPH0561872B2 JP H0561872 B2 JPH0561872 B2 JP H0561872B2 JP 57011569 A JP57011569 A JP 57011569A JP 1156982 A JP1156982 A JP 1156982A JP H0561872 B2 JPH0561872 B2 JP H0561872B2
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- phase shift
- sampling
- control device
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 23
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 10
- 238000010304 firing Methods 0.000 claims description 9
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 14
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はサイリスタで構成する電力変換装置の
直流出力をデジタル装置に取込むためのサンプリ
ング入力法及び入力装置に関する。
直流出力をデジタル装置に取込むためのサンプリ
ング入力法及び入力装置に関する。
従来よりサイリスタを使用する電力変換装置が
種々の目的の用途で採用されているが、その多く
は直流電圧あるいは直流電流といつた直流出力を
一定とするための制御系を構成し、前記直流出力
を帰還入力としている。この直流出力は周知のよ
うに脈動成分を含むところから、安定な制御とす
るためには脈動成分を除去し真の直流量のみを抽
出してこれを制御に使用する必要があり、殆んど
の場合フイルタが使用されてきた。
種々の目的の用途で採用されているが、その多く
は直流電圧あるいは直流電流といつた直流出力を
一定とするための制御系を構成し、前記直流出力
を帰還入力としている。この直流出力は周知のよ
うに脈動成分を含むところから、安定な制御とす
るためには脈動成分を除去し真の直流量のみを抽
出してこれを制御に使用する必要があり、殆んど
の場合フイルタが使用されてきた。
ところで最近では前記制御系をデジタル装置で
実現する傾向にあり、この場合にも何らかの形で
フイルタリングすることが直流量のみを抽出する
うえで有効である。しかしながらフイルタリング
には時間遅れを伴うために高速動作とできない、
過渡応答が遅く不安定傾向となる、フイルタの記
憶作用により入力変動の影響が長期的に継続する
といつた問題がある。そしてフイルタの脈動成分
除去精度向上を図るほど時間遅れは大きくなる関
係にあり、電力変換装置の仕様に応じて特殊に設
計されたフイルタとせねばならない。
実現する傾向にあり、この場合にも何らかの形で
フイルタリングすることが直流量のみを抽出する
うえで有効である。しかしながらフイルタリング
には時間遅れを伴うために高速動作とできない、
過渡応答が遅く不安定傾向となる、フイルタの記
憶作用により入力変動の影響が長期的に継続する
といつた問題がある。そしてフイルタの脈動成分
除去精度向上を図るほど時間遅れは大きくなる関
係にあり、電力変換装置の仕様に応じて特殊に設
計されたフイルタとせねばならない。
以上のことから、本発明においてはフイルタの
設置不要であり、かつ正確に直流量を計測するこ
との出来る電力変換装置の制御装置を提供するこ
とを目的とする。
設置不要であり、かつ正確に直流量を計測するこ
との出来る電力変換装置の制御装置を提供するこ
とを目的とする。
本発明においては、サイリスタの点弧直後の直
流量にパルス状信号を含むことから、自動移相制
御装置の与える点弧パルスを所定遅延時間ののち
サンプリング手段のサンプリング指令信号として
与える遅延回路を備え、遅延回路はサイリスタの
点弧に伴い直流量に生じるパルス状信号が消去し
ている時刻に出力を与えるものとした。
流量にパルス状信号を含むことから、自動移相制
御装置の与える点弧パルスを所定遅延時間ののち
サンプリング手段のサンプリング指令信号として
与える遅延回路を備え、遅延回路はサイリスタの
点弧に伴い直流量に生じるパルス状信号が消去し
ている時刻に出力を与えるものとした。
本発明の基本思想を第１図と第２図と第３図を
参照して説明する。まず第１図は電力変換装置Ｓ
とその主回路構成を示す図で、電力変換装置Ｓは
６組のサイリスタによるグレーツ結線とされてい
る。Ｒ，Ｓ，Ｔは交流電源の各相を意味してお
り、Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚはグレーツ結線され
たサイリスタの各相を示す。DCLは直流リアク
トルであり、Ｌは一般の負荷である。第２図は第
１図装置を順変換運転するときの、また第３図は
逆変換運転するときの各部波形を示している。ま
ず、(a)のVacは交流電源電圧であり、VR，VS，
VTは夫々相電圧を表わす。(b)はサイリスタの点
弧パルスＰを示しており、よく知られているよう
に線間交流電圧を同期信号として発生される。(c)
はサイリスタの各相に印加される相電圧VU，
VV，VW，VX，VY，VZを表わしており、点
弧パルスＰの与えられた時点で転流をする。(d)は
直流電圧Vdを、(e)は直流電流Idを示している。
順変換運転とするときと、逆変換運転するときと
で各部波形の関係が図示のようになることはすで
によく知られたことであるのでこのことについて
の詳しい説明を省略する。
参照して説明する。まず第１図は電力変換装置Ｓ
とその主回路構成を示す図で、電力変換装置Ｓは
６組のサイリスタによるグレーツ結線とされてい
る。Ｒ，Ｓ，Ｔは交流電源の各相を意味してお
り、Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚはグレーツ結線され
たサイリスタの各相を示す。DCLは直流リアク
トルであり、Ｌは一般の負荷である。第２図は第
１図装置を順変換運転するときの、また第３図は
逆変換運転するときの各部波形を示している。ま
ず、(a)のVacは交流電源電圧であり、VR，VS，
VTは夫々相電圧を表わす。(b)はサイリスタの点
弧パルスＰを示しており、よく知られているよう
に線間交流電圧を同期信号として発生される。(c)
はサイリスタの各相に印加される相電圧VU，
VV，VW，VX，VY，VZを表わしており、点
弧パルスＰの与えられた時点で転流をする。(d)は
直流電圧Vdを、(e)は直流電流Idを示している。
順変換運転とするときと、逆変換運転するときと
で各部波形の関係が図示のようになることはすで
によく知られたことであるのでこのことについて
の詳しい説明を省略する。
この図で注目すべきは点弧パルスＰと、Vd及
びIdの変動分の関係であり、第２図においてt2，
t4，t6等の偶数の添字を付けた時点は点弧パルス
Ｐの印加時点を示しているが、図上明らかなよう
にこれはまた転流時点でもある。このため直流電
圧Vdの脈動周期は点弧パルスＰの周期である。
そして直流電流Idの脈動周期についてみると、こ
れも点弧パルスの周期で変化する。従つて点弧時
点t2，t4，t6等から一定の時間Td後にId，Vdのサ
ンプリングをするなら、これは脈動成分の同一位
相でサンプリングをしたに等しい。同一位相サン
プリングできることは、点弧パルスの位相変化後
の新たな条件下（第２図の時点t14，t16等）でも
成立している。このようにして得たデジタル値は
脈動成分の同一位相のものであるから、これを直
流量として扱うことに支障はない。しかもフイル
タと全く無縁のものであるからフイルタ設置に伴
う種々の問題が一挙に解決されている。この方式
は点弧パルス同期方式とでも言うべきものであ
る。
びIdの変動分の関係であり、第２図においてt2，
t4，t6等の偶数の添字を付けた時点は点弧パルス
Ｐの印加時点を示しているが、図上明らかなよう
にこれはまた転流時点でもある。このため直流電
圧Vdの脈動周期は点弧パルスＰの周期である。
そして直流電流Idの脈動周期についてみると、こ
れも点弧パルスの周期で変化する。従つて点弧時
点t2，t4，t6等から一定の時間Td後にId，Vdのサ
ンプリングをするなら、これは脈動成分の同一位
相でサンプリングをしたに等しい。同一位相サン
プリングできることは、点弧パルスの位相変化後
の新たな条件下（第２図の時点t14，t16等）でも
成立している。このようにして得たデジタル値は
脈動成分の同一位相のものであるから、これを直
流量として扱うことに支障はない。しかもフイル
タと全く無縁のものであるからフイルタ設置に伴
う種々の問題が一挙に解決されている。この方式
は点弧パルス同期方式とでも言うべきものであ
る。
これに対し、第２図のt1，t3，t5等寄数の添字
の時刻は２組の相電圧の値が等しくなる（線間電
圧が零となる）時刻であり、この時刻の一定時間
Td′後にサンプリングしても同等の効果を挙げる
ことができる。つまり、例えばt1とt2間の時間
は、点弧パルスの位相に対応するものであるか
ら、点弧パルスの位相が固定であるなら脈動成分
の同一位相でサンプリングすることができる。こ
のため、この値を直流量として利用し得る。但
し、点弧パルス位相の異なるときは脈動成分を同
一位相でサンプリングすることにはならないが、
点弧パルス位相とこのときの脈動成分の位相の関
係は予め知ることができるものであり、必要に応
じて補正することで、実質的に同一位相サンプリ
ングしたと等価な効果を奏し得る。この方式は交
流電源電圧同期方式と称すべきものである。
の時刻は２組の相電圧の値が等しくなる（線間電
圧が零となる）時刻であり、この時刻の一定時間
Td′後にサンプリングしても同等の効果を挙げる
ことができる。つまり、例えばt1とt2間の時間
は、点弧パルスの位相に対応するものであるか
ら、点弧パルスの位相が固定であるなら脈動成分
の同一位相でサンプリングすることができる。こ
のため、この値を直流量として利用し得る。但
し、点弧パルス位相の異なるときは脈動成分を同
一位相でサンプリングすることにはならないが、
点弧パルス位相とこのときの脈動成分の位相の関
係は予め知ることができるものであり、必要に応
じて補正することで、実質的に同一位相サンプリ
ングしたと等価な効果を奏し得る。この方式は交
流電源電圧同期方式と称すべきものである。
第４図は点弧パルス同期方式の一実施例を示し
ており、ここでは直流電流、電圧をサンプリング
入力する例を示している。まず、DCCTは直流変
流器、DCPTは直流変圧器であり、夫々の出力波
形は第２図、第３図のId，Vdのごときものであ
る。Ｓ／Ｈはサンプルホールド回路、Ａ／Ｄはア
ナログデジタル変換回路であり、後述するように
点弧パルスＰに同期して処理時点が定められる。
尚、実際にはまずサンプルホールド回路Ｓ／Ｈに
信号が与えられId，Vdの瞬時値が記憶されたの
ちにアナログデジタル変換回路に信号が印加され
てこれをデジタル値とするように時間協調され
る。CPUはデジタル装置であり、Ｉ，Vd等につ
いての瞬時値を入力として制御電圧Ecを出力す
る。CPUの内部処理は瞬時値にもとづくデジタ
ル処理とされるがその考え方は従来公知のアナロ
グ型の電力変換装置の制御装置と全く同じもので
ある。例えば直流送電用の制御装置は直流電流制
御系と直流電圧制御系とを有し、順変換運転のと
き前者により逆変換運転のとき後者により制御電
圧Ecを定める。また電動機の速度制御装置の場
合は、速度制御系と電流制御系さらには必要に応
じて電流変化率制御系がカスケードに設置され
る。APSは自動移相制御装置であり、制御電圧
Ecに対応した制御角の点弧パルスＰを発生する。
この点弧パルスはパルス間隔一定となるように位
相拘束されて発振され、例えば第１図のグレーツ
結線であればパルス間隔は交流電源電圧の60（度）
に相当する一定時間間隔とされる。尚、Trは変
換用変圧器であり、その一次側から変成器PTに
よつて取出される線間電圧を同期信号として点弧
パルスの位相が定められる。Deは遅延回路であ
り、点弧パルスＰを第２図に示す時間Tdだけ遅
延させてその出力時点で入力Id，Vdのサンプリ
ングを行なわしめる。点弧パルス同期方式サンプ
リング入力法は以上のようにして実現し得る。
ており、ここでは直流電流、電圧をサンプリング
入力する例を示している。まず、DCCTは直流変
流器、DCPTは直流変圧器であり、夫々の出力波
形は第２図、第３図のId，Vdのごときものであ
る。Ｓ／Ｈはサンプルホールド回路、Ａ／Ｄはア
ナログデジタル変換回路であり、後述するように
点弧パルスＰに同期して処理時点が定められる。
尚、実際にはまずサンプルホールド回路Ｓ／Ｈに
信号が与えられId，Vdの瞬時値が記憶されたの
ちにアナログデジタル変換回路に信号が印加され
てこれをデジタル値とするように時間協調され
る。CPUはデジタル装置であり、Ｉ，Vd等につ
いての瞬時値を入力として制御電圧Ecを出力す
る。CPUの内部処理は瞬時値にもとづくデジタ
ル処理とされるがその考え方は従来公知のアナロ
グ型の電力変換装置の制御装置と全く同じもので
ある。例えば直流送電用の制御装置は直流電流制
御系と直流電圧制御系とを有し、順変換運転のと
き前者により逆変換運転のとき後者により制御電
圧Ecを定める。また電動機の速度制御装置の場
合は、速度制御系と電流制御系さらには必要に応
じて電流変化率制御系がカスケードに設置され
る。APSは自動移相制御装置であり、制御電圧
Ecに対応した制御角の点弧パルスＰを発生する。
この点弧パルスはパルス間隔一定となるように位
相拘束されて発振され、例えば第１図のグレーツ
結線であればパルス間隔は交流電源電圧の60（度）
に相当する一定時間間隔とされる。尚、Trは変
換用変圧器であり、その一次側から変成器PTに
よつて取出される線間電圧を同期信号として点弧
パルスの位相が定められる。Deは遅延回路であ
り、点弧パルスＰを第２図に示す時間Tdだけ遅
延させてその出力時点で入力Id，Vdのサンプリ
ングを行なわしめる。点弧パルス同期方式サンプ
リング入力法は以上のようにして実現し得る。
又、サイリスタの転流時には、第２図のId波形
に示したような転流振動が発生する。もし、この
転流振動のピーク値をサンプリングするような事
があれば、サンプリングデータの信頼性を下げる
事になる。ところが、この転流振動は、ゲートの
点弧パルスが出た時点、即ち、サイリスタの転流
時に発生するものである。上記、点孤パルス同期
方式によるサンプリングを行なえば、この転振動
を確実に避けてサンプリングできるため、サンプ
リングデータの信頼性を高くできるという効果が
ある。
に示したような転流振動が発生する。もし、この
転流振動のピーク値をサンプリングするような事
があれば、サンプリングデータの信頼性を下げる
事になる。ところが、この転流振動は、ゲートの
点弧パルスが出た時点、即ち、サイリスタの転流
時に発生するものである。上記、点孤パルス同期
方式によるサンプリングを行なえば、この転振動
を確実に避けてサンプリングできるため、サンプ
リングデータの信頼性を高くできるという効果が
ある。
第５図は電源電圧同期法の一実施例を示してお
り、サンプリング指令信号の与え方のみが第４図
の実施例と異なるので、この部分の動作を第６図
の波形図を参照して説明する。まず、PTはVRS，
VST，VTRのごとき線間電圧を検出し出力する変
成器であり、その出力（第６図ａ）は矩形波回路
THにおいて零値を境界値として第６図ｂの如き
矩形波とされる。ｄ／dtは微分回路であり、矩形
信号の立上りで正パルスを立下りで負パルスを与
える。Ｄはダイオードであり正パルスのみが取出
される。このため、遅延回路Deの入力としては
三相線間電圧の立上りごとにパルス入が得られ
る。このパルスは120（度）間隔のものである。遅
延回路Deは第６図ｄのように微分回路ｄ／dtの
出力の立上り時点からTd′時間後にサンプルホー
ルド信号等を与える。ところで、脈動成分は点弧
パルスに同期して定まり、点弧パルスは第６図ｅ
のように前記微分回路ｄ／dt出力の立上り時点か
ら前記制御電圧Ecに対応して定まる時間Tp後に
出力される。この可変の時間とはサイリスタの点
弧角に相当するものであり、整流器運転であれば
0゜〜90゜の範囲で、また逆変換器運転であれば90゜
〜180゜の範囲で可変とされる。但し、実際には
種々の制約の為により狭い範囲でしか可変とされ
てはおらず、その許容可変範囲に対応して遅れ時
間Td′を定めることで一波の脈動成分に対して１
回のサンプリングとすることができる。つまり、
第７図を参照して直流送電の例で述べるならば、
通常運転時順変換運転のときの制御角αは15゜〜
30゜とされ、逆変換運転のときαは130゜〜155゜とさ
れる。尚、保護動作及び起動停止時はこの範囲外
となるが、この場合は電流検出の精度がさほど要
求されない。図でIn1はα＝15゜のときのまたIn2は
α＝30゜のときの脈動電流を示しており、夫々60゜
周期のものである。この場合、例えばα＝30゜か
らα＝85゜の範囲に遅れ時間を定めることで脈動
成分の一波に一回のサンプリングとできる。尚、
可変制御角をこのように制限する主たる理由は転
流失敗の防止、電力変換装置の発生する高調波を
制御角を制限とすることで所定量以下のものとし
交流系統に設置するフイルタを小型にする、力率
を一定にするなどである。
り、サンプリング指令信号の与え方のみが第４図
の実施例と異なるので、この部分の動作を第６図
の波形図を参照して説明する。まず、PTはVRS，
VST，VTRのごとき線間電圧を検出し出力する変
成器であり、その出力（第６図ａ）は矩形波回路
THにおいて零値を境界値として第６図ｂの如き
矩形波とされる。ｄ／dtは微分回路であり、矩形
信号の立上りで正パルスを立下りで負パルスを与
える。Ｄはダイオードであり正パルスのみが取出
される。このため、遅延回路Deの入力としては
三相線間電圧の立上りごとにパルス入が得られ
る。このパルスは120（度）間隔のものである。遅
延回路Deは第６図ｄのように微分回路ｄ／dtの
出力の立上り時点からTd′時間後にサンプルホー
ルド信号等を与える。ところで、脈動成分は点弧
パルスに同期して定まり、点弧パルスは第６図ｅ
のように前記微分回路ｄ／dt出力の立上り時点か
ら前記制御電圧Ecに対応して定まる時間Tp後に
出力される。この可変の時間とはサイリスタの点
弧角に相当するものであり、整流器運転であれば
0゜〜90゜の範囲で、また逆変換器運転であれば90゜
〜180゜の範囲で可変とされる。但し、実際には
種々の制約の為により狭い範囲でしか可変とされ
てはおらず、その許容可変範囲に対応して遅れ時
間Td′を定めることで一波の脈動成分に対して１
回のサンプリングとすることができる。つまり、
第７図を参照して直流送電の例で述べるならば、
通常運転時順変換運転のときの制御角αは15゜〜
30゜とされ、逆変換運転のときαは130゜〜155゜とさ
れる。尚、保護動作及び起動停止時はこの範囲外
となるが、この場合は電流検出の精度がさほど要
求されない。図でIn1はα＝15゜のときのまたIn2は
α＝30゜のときの脈動電流を示しており、夫々60゜
周期のものである。この場合、例えばα＝30゜か
らα＝85゜の範囲に遅れ時間を定めることで脈動
成分の一波に一回のサンプリングとできる。尚、
可変制御角をこのように制限する主たる理由は転
流失敗の防止、電力変換装置の発生する高調波を
制御角を制限とすることで所定量以下のものとし
交流系統に設置するフイルタを小型にする、力率
を一定にするなどである。
以上、交流電源同期方式は、殆んどの用途の電
力変換装置の制御角の許容可変範囲が60゜以下で
あるので、脈動成分の一波に一回のサンプリング
可能である。又、第７図より明らかなように、
Td′が固定であるためにIn1とIn2とではそのサン
プリングされる脈動成分自体の位相が相違し、検
出入力に誤差εを含むが、εはその時の制御角に
応じて予め知り得るのでこのことが検出誤差とし
て問題となすことはない。つまり、サンプリング
入力後のデータに対して制御角に応じた補正をす
ることで、脈動成分の同一位相の値を推定するこ
とが可能である。
力変換装置の制御角の許容可変範囲が60゜以下で
あるので、脈動成分の一波に一回のサンプリング
可能である。又、第７図より明らかなように、
Td′が固定であるためにIn1とIn2とではそのサン
プリングされる脈動成分自体の位相が相違し、検
出入力に誤差εを含むが、εはその時の制御角に
応じて予め知り得るのでこのことが検出誤差とし
て問題となすことはない。つまり、サンプリング
入力後のデータに対して制御角に応じた補正をす
ることで、脈動成分の同一位相の値を推定するこ
とが可能である。
以上述べた本発明において、遅れ時間Td′は電
力変換装置の用途に応じて適宜定められるもので
あり、例えば直流送電用のときには脈動成分のピ
ーク値近くとするのが、検出誤差を小さくする上
で有効である。無整流子電動機のときには電流断
続時の脈動成分の零点付近とするのがよく、この
ようにすることで、その断続起動の際に電流零を
正しく検知できる。
力変換装置の用途に応じて適宜定められるもので
あり、例えば直流送電用のときには脈動成分のピ
ーク値近くとするのが、検出誤差を小さくする上
で有効である。無整流子電動機のときには電流断
続時の脈動成分の零点付近とするのがよく、この
ようにすることで、その断続起動の際に電流零を
正しく検知できる。
この本発明では、脈動成分の一波ごとにサンプ
リングをすることで、本質的にフイルタとしての
処理が不要である。また特にデジタル装置は一定
周期で駆動されることがその稼動率向上のために
有効であるが、本発明では交流電源及びパルス移
相器出力自体が一定周期のものであるために、デ
ジタル装置と結合するうえでも有意義な方式であ
る。
リングをすることで、本質的にフイルタとしての
処理が不要である。また特にデジタル装置は一定
周期で駆動されることがその稼動率向上のために
有効であるが、本発明では交流電源及びパルス移
相器出力自体が一定周期のものであるために、デ
ジタル装置と結合するうえでも有意義な方式であ
る。
第１図は本発明の適用される電力変換装置を示
す図、第２図、第３図は夫々順変換運転、逆変換
運転とするときの電力変換装置の各部信号波形
図、第４図は本発明の一実施例である点弧パルス
同期方式の一実施例図、第５図は交流電源同期方
式の一実施例図、第６図は交流電源同期方式のと
きの各部信号を示す図であり、第７図は交流電源
同期方式のときの遅れ時間Td′と脈動成分との関
係を示す図である。 Ｓ……電力変換装置、DCPT……直流変成器、
DCCT……直流変流器、De……遅延回路、CPU
……デジタル装置。
す図、第２図、第３図は夫々順変換運転、逆変換
運転とするときの電力変換装置の各部信号波形
図、第４図は本発明の一実施例である点弧パルス
同期方式の一実施例図、第５図は交流電源同期方
式の一実施例図、第６図は交流電源同期方式のと
きの各部信号を示す図であり、第７図は交流電源
同期方式のときの遅れ時間Td′と脈動成分との関
係を示す図である。 Ｓ……電力変換装置、DCPT……直流変成器、
DCCT……直流変流器、De……遅延回路、CPU
……デジタル装置。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 自動移相制御装置の与える点弧パルスによつ
て点弧位相が制御され直流量と交流量の間の変換
を行なう電力変換装置において、 前記直流量の検出器、該検出器出力をサンプリ
ングしてその瞬時値を得、デジタル量に変換する
サンプリング手段、該手段の出力として得られた
直流量の瞬時値を制御入力として使用するデジタ
ル装置、該デジタル装置の出力に応じた点弧パル
ス信号を与える自動移相制御装置、該自動移相制
御装置からの点弧パルス信号により制御され直流
量と交流量の間の変換を行なう変換装置、前記自
動移相制御装置からの点弧パルス信号を所定時間
遅延する遅延回路とから構成され、遅延回路の出
力によつて前記サンプリング手段のサンプリング
時刻が決定されるとともに、前記遅延回路は変換
装置の点弧に伴い直流量に生じるパルス状信号が
消去している時刻に出力を与えるものとされるこ
とを特徴とする電力変換装置の制御装置。 ２ 自動移相制御装置の与える点弧パルスによつ
て点弧位相が制御され直流量と交流量の間の変換
を行なう電力変換装置において、 前記直流量の検出器、該検出器出力をサンプリ
ングしてその瞬時値を得、デジタル量に変換する
サンプリング手段、該手段の出力として得られた
直流量の瞬時値をデジタル量に変換するサンプリ
ング手段、該手段の出力を得、これを制御入力と
して使用するデジタル装置、該デジタル装置の出
力に応じて点弧パルス信号を与える自動移相制御
装置、該自動移相制御装置からの点弧パルス信号
により制御され、直流量と交流量の間の変換を行
なう変換装置、該変換装置の交流電圧の零点に同
期してパルス信号を与える零点検出回路、該零点
検出回路からのパルス信号を所定時間遅延する遅
延回路とから構成され、遅延回路の出力によつて
前記サンプリング手段のサンプリング時刻が決定
されるとともに、前記遅延回路は変換装置の点弧
に伴い直流量に生じるパルス状信号が消去してい
る時刻に出力を与えるものとされることを特徴と
する電力変換装置の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57011569A JPS58130778A (ja) | 1982-01-29 | 1982-01-29 | 電力変換装置の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57011569A JPS58130778A (ja) | 1982-01-29 | 1982-01-29 | 電力変換装置の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58130778A JPS58130778A (ja) | 1983-08-04 |
| JPH0561872B2 true JPH0561872B2 (ja) | 1993-09-07 |
Family
ID=11781555
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57011569A Granted JPS58130778A (ja) | 1982-01-29 | 1982-01-29 | 電力変換装置の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58130778A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58193782U (ja) * | 1982-06-11 | 1983-12-23 | 菊水電子工業株式会社 | 三相整流回路 |
| CN108521246B (zh) * | 2018-04-23 | 2020-09-22 | 科力尔电机集团股份有限公司 | 永磁同步电机单电流传感器电流预测控制的方法及装置 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS53149628A (en) * | 1977-05-31 | 1978-12-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Output detector for power converter |
| JPS5490528A (en) * | 1977-12-27 | 1979-07-18 | Fuji Electric Co Ltd | Digital-controlling power converter |
| JPS5586379A (en) * | 1978-12-20 | 1980-06-30 | Hitachi Ltd | Control circuit for semiconductor device |
-
1982
- 1982-01-29 JP JP57011569A patent/JPS58130778A/ja active Granted
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS53149628A (en) * | 1977-05-31 | 1978-12-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Output detector for power converter |
| JPS5490528A (en) * | 1977-12-27 | 1979-07-18 | Fuji Electric Co Ltd | Digital-controlling power converter |
| JPS5586379A (en) * | 1978-12-20 | 1980-06-30 | Hitachi Ltd | Control circuit for semiconductor device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58130778A (ja) | 1983-08-04 |
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