JPH0552720B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電気入力信号を受信するための入力
端子と、電気−音響変換器ユニツトと、入力端子
に結合された入力部及び電気−音響変換器ユニツ
トに結合された出力部をもち電気−音響変換器ユ
ニツトを駆動するための増幅回路とを具えた電気
信号を音響信号に変換する装置に関するものであ
る。本発明はまた電気−音響変換器ユニツトを駆
動する増幅回路に関するものである。この種の既
知の装置は、一般にＱが少なくとも実質的に１に
等しい変換器ユニツトを具えている。既知の変換
器ユニツトは、変換器ユニツトの共振周波数とブ
レークアツプ周波数の間の周波数領域で比較的均
一な周波数特性をもつている。そしてこれに対す
る参考文献としては1977年３月13日から16日まで
ブラツセルで開催された第62回オーデイオ技術協
会会議における予稿集No.1437（Ｄ−１）「非硬質振
動板を有する円形コーン，スピーカーの振動及び
音響放射の理論と数値計算」（Theory and
numerical calculation of the vibration and
sound radiation of cone and dome
loudspeakers with non−rigid diaphragms）が
ある。

このような変換器ユニツトは平担な周波数応答
特性をもつ増幅回路で駆動する。しし、既知の装
置は、変換器ユニツトの音響出力とその入力端に
印加される電気的入力との比として定義される効
率がむしろ低いという欠点をもつている。

本発明の目的は、実質的により高い効率をもつ
装置を提供することである。本発明によれば、本
装置は、電気入力信号を受信するための入力端子
と、電気−音響変換器ユニツトと、入力端子に結
合された入力部及び電気−音響変換器ユニツトに
結合された出力部をもち電気−音響変換器ユニツ
トを駆動するための増幅回路とを具えた電気信号
を音響信号に変換する装置において、前記電気−
音響変換器ユニツトは１より小さいＱを有し、前
記増幅回路は、変換器ユニツトの共振周波数にほ
ぼ等しい第１周波数と該第１周波数より高い第２
周波数との間の周波数領域内で減衰する周波数応
答特性を有する周波数依存利得係数をもち、その
周波数応答は前記周波数領域において変換器ユニ
ツトの周波数応答特性とほぼ逆の形状であること
を特徴とするものである。

本発明は、変換器ユニツトの音響出力とその入
力端に印加される電気的入力との比として定義さ
れる変換器ユニツトの効率が、変換器ユニツトの
Ｑに存在するという認識に基づいている。Ｑに関
する公式については第１図について後に説明がな
されている。変換器ユニツトのＱ（従来技術では
ほぼ１に等しい）が減少すると、変換器ユニツト
の効率が変換器ユニツトの全動作周波数領域に亘
つて増加することが計算からわかつた。このこと
は同一の入力電力で一層高い音響出力が得られる
ことを意味する。

しかし、変換器ユニツトのＱを減少させると、
変換器ユニツトの周波数応答特性が変化する。Ｑ
が実質上１に等しい変換器ユニツトでは共振周波
数から12dB／オクターブの割合で低周波数に向
かつて減衰する低周波数側減衰（ロールオフ）が
高周波数へ向かつてシフトする。１より小さいＱ
を有する変換器ユニツトの周波数応答特性は、変
換器ユニツトの共振周波数より高い第２の周波数
から約6dB／オクターブの割合で低周波数に向か
つて減衰し、次いで共振周波数より低い第３の周
波数から12dB／オクターブの割合で減衰する。
実際には、これは変換器ユニツトの動作周波数領
域の減少を生ずる。何故なら、低域限界周波数
（Ｑ＝１の変換器ユニツトに対しては変換器ユニ
ツトの共振周波数にほぼ等しい）がもつと高い周
波数すなわち前記第２の周波数にシフトしてしま
うからである。

さらにＱが減少すると、第２の周波数の値がさ
らに増加するようになり、変換器の動作周波数範
囲がさらに減少する。

このことは、単独では変換器ユニツトは高効率
だがより小さい動作周波数領域であるということ
を意味している。少なくとも変換器ユニツトの共
振周波数以上の周波数を再生する装置を得るため
には、変換器ユニツトを駆動する増幅回路は、該
ユニツトの周波数応答特性内の第１と第２周波数
間の減衰（ロールオフ）を補償するものでなけれ
ばならない。このことは、第１と第２の周波数と
の間の周波数領域内の周波数応答が、この周波数
領域における変換器の周波数応答特性の逆である
ような周波数依存利得係数を増幅回路に与えるこ
とにより達成することができる。それ故、この周
波数領域における増幅回路の周波数応答特性は低
周波に向かつて増加する。

もし前述のような特性をもつように通常の増幅
回路を構成するなら、その増幅回路は低い効率を
もつようになり、場合によつては、変換器ユニツ
トの効率の増加を相殺するようになる。一定の電
源電圧を有するＡ級増幅器、Ｂ級増幅器もしくは
AB級増幅器のような通常の増幅器を使う場合に
は、増幅器の供給電圧をその増幅器に予想される
最大出力振幅に適応させる必要がある。これらの
最大振幅は一般に共振周波数の近傍の周波数領域
で発生する。何故ならば増幅器はその領域で最大
の利得係数をもつからである。このことは、電源
電圧をこの周波数領域における信号振幅と一致す
るように選ぶべきであるということを意味してい
る。この結果、増幅器は、利得係数が実質的に低
い領域である第２周波数以上の周波数領域では最
早フルに駆動し得なくなる。これは増幅器効率に
負の影響を与える。これは、Ａ級，Ｂ級または
AB級増幅器が全駆動レベルにおいて最大効率を
有するからである。より小さい駆動レベルの場合
には（上述したようにf₂より高い周波数をもつ信
号に対しては）効率が減少する。たとえばＡ級増
幅器に対して効率は、駆動レベルの平方に実質的
に比例する。Ｂ級増幅器にたいして効率は駆動レ
ベルに比例する。本発明においては、Ａ級，Ｂ級
もしくはAB級増幅器のような通常の増幅器に比
して改善された効率を有する増幅器を有する増幅
回路を使用するのが好ましい。

これは次に明らかにする。

前述したところから、第１周波数₁以下の周波
数領域では、効率の改善は最適であり、この改善
は１より小さいＱ特性をもつ変換器ユニツトを使
うことにより実現される改善に相当することが明
らかである。

またさらに前述したところから、第２周波数₂
以上の周波数領域（これは増幅回路の出力レベル
に関する限り、低い駆動レベルの領域に相当す
る）では、効率の大きな損失が生ずることも明ら
かである。これは、低い駆動レベルの領域は臨界
領域であるということを意味している。特にこの
領域では増幅回路は、一定の電源電圧をもつ通常
のＡ級，AB級またはＢ級増幅器に比べて改善さ
れた効率を示すようにすべきである。上述の増幅
器の中でＢ級増幅器が最大の効率を示し、本発明
で使用するこの増幅器は、前記低駆動レベルの領
域内の高レベル側の少なくとも小領域において一
定電源電圧をもつ通常のＢ級増幅器の効率より高
い効率をもつ事実に注目するべきである。

このような増幅回路の使用の結果、増幅回路の
所望周波数応答を維持しながら効率を高く維持す
ることができる。これにより、ほぼ共振周波数か
らブレークアツプ周波数に到る少なくとも動作周
波数領域に亘つて増大した効率で電気信号を音響
信号に変換する装置が得られる。これは、低出力
の増幅器で同一の音響出力を得ることができる利
点をもたらす。

１より小さいＱをもつ変換器ユニツトはそれ自
体公知である。しかし、これまで限定してきた形
式の増幅器をもつ変換器ユニツトの組合せは知ら
れていない。変換器ユニツトを、特定の周波数領
域において変換器ユニツトの周波数とは逆の周波
数応答を有する増幅回路により駆動して変換器ユ
ニツトの周波数応答の非平坦部分を補償すること
も知られている。このことは、たとえば米国特許
明細書4118600号の特に第１欄20〜23行から既知
である。しかし、この明細書は１よりより小さい
Ｑをもつ変換器ユニツトについて述べていない。
さらにまた、変換器ユニツトの共振周波数以下の
周波数領域にブーストを行うものであるため（い
わゆる「低音強調」“bass−boost”）この既知の
増幅回路は本願発明の増幅回路とは完全に異な
る。さらにまた効率を増加する装置についても何
も述べていない。

電気−音響変換器ユニツトは、Ｑが0.2と0.8の
間、好ましくはほぼ0.4であるものを選ぶべきで
ある。さらにまた、もし変換器ユニツト低音反射
室内に組み込まれた電気−音響変換器を有するな
らば、変換器ユニツトのＱは0.1と0.6の間、好ま
しくは約0.3にすべきである。

0.4（または0.3）の値が好ましいことは、この
場合変換器ユニツトの効率がその動作周波数領域
においてほぼ一定であり、周波数にほぼ無関係で
あるという事実にある。0.8（または0.6）の上限
は、効率の増加がまだあまり高くないという事実
により主としてきまる。0.2（または0.1）の下限
は、効率の周波数依存が、Ｑの減少につれて増加
するという事実によつてきまる。また、第１，第
２の周波数に対する変換器ユニツトの周波数応答
の差（及び従つて増幅回路の補償の程度）がＱの
減少につれて増加する。0.2（または0.1）以下の
Ｑに対して、補償の程度は非常に高くなるので、
この補償を増幅回路の実質的な効率損失なしで、
増幅回路によつて達成することは不可能である。
最後に述べた理由により前記増幅回路の周波数応
答は前記第１周波数以下の周波数領域においてほ
ぼ平坦であるか、前記第１周波数から低周波数に
向かつてロールオフするかいずれかに選ぶ。しか
し、原理的には、第１周波数以下の周波数で、上
昇する周波数応答を増幅回路にもたせることも可
能である。これにより、増加した効率とともに変
換器ユニツトの共振周波数以下にまで拡がる駆動
動作周波数領域をもつた装置を得ることができ
る。

本発明の特徴につき説明したように増幅回路
は、非平坦な周波数応答によつて生ずる効率の損
失が最小になるように構成しなければならない。
実験の結果、これは、たとえばＤ級増幅器のよう
なスイツチング増幅器を具えた増幅回路を用いる
ことにより達成できた。スイツチングとは、増幅
器の出力段のオン／オフの切換えであり、この切
換えを増幅器の駆動レベルに依存させる。他の可
能性としては、電源電圧が増幅器の駆動レベルに
依存する増幅器を用いることである。これは、全
周波数及び全振幅に対して最適の駆動レベルを生
じ、従つて増幅回路の最適の効率を生じる。

図面につき本発明を説明する。

第１図は本発明装置の具体例の概略図を示す。
本装置は、電気入力信号を受入れる入力端子１、
電気−音響変換器ユニツト２、同変換器ユニツト
２を駆動させるための電圧増幅回路３を有する。
増幅回路３は、入力端子１に結合した入力端４と
電気−音響変換器ユニツト２に結合した出力端５
を有する。ここで、電気−音響変換器ユニツトと
は独立の変換器（ラウドスピーカー）、密閉箱や
低音反射キヤビネツトのような既知のタイプの箱
内に収納された変換器、バツフル内に収納された
変換器、または箱やバツフル内に収納された複数
の変換器の組合せを意味する。変換器ユニツト２
は１より小さいＱを有する。

変換器ユニツトが（ラウドスピーカー列のよう
に）複数の本質的に同じ変換器群を含むような場
合には、変換器ユニツトのＱは、変換器ユニツト
内の11つの変換器のＱに等しいことを意味する。
しかし変換器ユニツト２ウエイまたは３ウエイ方
式（ラウドスピーカーキヤビネツト）のようにい
くつかの（２又は３）の違つた変換器を含む場合
には、変換器ユニツトのＱは、そのユニツトの中
にある低周波数変換器（ウーハ）のＱに等しいこ
とを意味する。変換器ユニツトのＱと同様に変換
器ユニツト共振周波数についても、同様の定義が
なされる。

可動コイル型スピーカーからなる変換器ユニツ
トのＱは次のように定義される。

Ｑ＝ｌ／R_n＋（Bl）²／R_e√（_l＋_b） R_n＝変換器ユニツトの振動板（コーン）を含
むスプリング系とその懸架装置の機械的抵抗
〔N_s／ｍ〕 R_e＝ボイスコイルの電気抵抗〔Ω〕 Ｂ＝空〓内の磁束密度〔W_b／m²〕 ｌ＝空〓内に設けたボイスコイルの巻線の長さ
〔ｍ〕 ｍ＝振動板、ボイスコイル及びボイスコイル巻
型及び空気負荷の質量〔Kg〕 K_l＝振動板の懸架装置のスプリング定数〔Ｎ／
ｍ〕 K_b＝変換器が箱内に収納されている場合の振
動板背面の空気圧からくるスプリング定数、他
の場合にはこの項は０である。

変換器ユニツトのＱを減少させる１つの可能な
方法は、例えば大きな磁石を用いるなどして空〓
中の磁気誘導を増加させることである。

計算の結果、端子５における電気的入力に対す
る変換器ユニツト２の音響出力Ｐの割合として定
義することができる変換器２の効率η（η＝Ｐ／
｜Ｕ｜｜Ｉ｜cos、は変換器ユニツトに供給
される電圧Ｕと電流Ｉとの位相角である）はＱの
大きさに依存し、たとえば効率ηはＱが減少する
につれて増加することがわかつた。第２図は、こ
れらの計算の結果をあらわし、この例では変換器
ユニツトは低音反射キヤビネツト内に収納された
電気音響変換器を含んでいない。第２図では
ηcosをＱの値が1.5；1.25；1.0；0.8；0.5；0.4；
0.3と0.2の場合について周波数の関数としてあ
らわしている。ηcosψの値は垂直軸に沿つて直線
的にプロツトしてある。約0.4のＱの値に対する
効率曲線は（共振周波数₁のすぐ上の狭い範囲を
無視したとき）実質的に周波数とは無関係である
ことがわかる。また、0.2またはそれ以下のＱの
値に対する効率は周波数依存度が高いことがわか
る。さらにまた、1.5と0.8の間のＱに対してはＱ
の減少に対する効率の増加はたいして大きくない
ことも明らかである。それゆえ、Ｑは一般にほぼ
0.2と0.8の間、好ましくは約0.4に選択する。変換
器ユニツトが低音反射キヤビネツト内に収納され
た電気音響変換器である装置に対しては、変換器
ユニツトのＱは、一般に0.1と0.6の間、好ましく
は0.3に選択する。増幅回路３の利得係数Ａは周
波数依存特性を有する。第４図における周波数の
関数としての利得係数Ａは、たとえば（理想的
な）曲線６で示すことができる。前記利得係数
は、縦軸が対数目盛であるグラフにあらわしてい
る。この特性の特徴は、変換器ユニツト２の共振
周波数に相当する第１周波数₁と₁より高い第２
の周波数₂との間の周波数範囲において低い周波
数に向かつて利得係数が増加することにある。
6′で示す曲線は、より高いＱをもつ変換器ユニツ
トに対する他の可能な特性を示すものである。そ
の説明は次の通りである。第３図はそれぞれ係数
Ｑの値が1.0，0.7，0.4である３つの変換器ユニツ
トに対する端子５における一定電圧での周波数の
関数として変換器ユニツト２の音響出力Ｐを示す
ものである。出力Ｐは、縦軸を対数目盛であらわ
している。Ｑが１に等しい変換器ユニツトの周波
数応答特性は、共振周波数₁とブレークアツプ周
波数_bの間に比較的平坦な部分がある。共振周波
数₁以下では周波数応答曲線は、12dB／oct.の割
合でより低い周波数に向かつて減衰する。_b以上
ではブレークアツプ領域となつている（スピーカ
ーのコーンからなる）振動板はこの領域でブレー
クアツプする。Ｑ＝１である変換器ユニツトの動
作周波数領域は、実際上、₁と_bの間に位置す
る。１より低いＱを有する変換器に対して、周波
数応答特性が変化し、比較的平坦な部分及び従つ
て変換器の動作周波数領域が共振周波数₁より高
い周波数₂から延在し、この周波数₂はＱの値の
減少につれて高い周波数へとシフトされる。Ｑが
0.7と0.4の変換器に対して、この周波数をそれぞ
れ₂と₂′であらわしてある。この周波数から特
性は約6dB／oct.の割合でより低い周波数に向か
つて減衰し、共振周波数₁より低い第３の周波数
₃，₃′から122dB／oct.で減衰する。

動作周波数領域の減少を補償するために、少な
くとも₁と₂もしくは₁と₂′の周波数領域での増
幅回路３の利得特性は、この領域での変換器ユニ
ツト２の周波数応答特性とは逆に変化させる。第
４図では、これをそれぞれ曲線６及び６′であら
わしてある。₂（または₂′）より高い周波数に対
して、増幅回路は均一な周波数特性を維持する。
₁と₂（または₂′）の間の周波数領域では、利得
係数は約66dB／oct.の傾斜をもつて、より低い
周波数に向かつて増加する。₁より低い周波数に
対してその周波数特性は、より広い動作周波数領
域（例えば下限が₁より低い）を得るために、例
えば₃か₃′まで上昇させることができるが、再
び平坦にすることもでき、またある傾斜をもつて
減衰させてもよい。

第４図は、ほぼ₁以下の周波数に対し平坦な特
性を示している。それ以上の利得上昇を選択しな
い理由は、₂及び₂′以上の周波数に対するレベ
ルと₁以下の周波数に対するレベルの差a₁及びa₂
に相当する利得上昇の程度を制限する必要がある
からである。このレベルの差はＱの値に依存する
（Ｑ小さい程、レベルの差が大きくなり、従つて
利得上昇の程度が大きくなる）ので、前記理由
は、0.2（または低音反射室の変換器の場合は0.1）
のように小さくＱを選択しない理由でもある。

例えば第４図に６で示す利得特性をもつ増幅回
路は、原理的にはＡ級，Ｂ級またはAB級増幅器
のような慣例の増幅器で構成することができる。
このような増幅器は、全周波数領域に亘つて一定
の電力供給を受ける。電源電圧は、予想される最
大出力振幅が最小ひずみで再生されるような値に
定められる。この増幅器は₁以下の周波数にたい
して最大利得係数をもつので、最大出力振幅はこ
の周波数領域内で発生する。₂（または₂′）以上
の周波数の信号に対しては、この増幅器はフルに
駆動されない。その理由は、この周波数領域では
実際上低い利得係数のためである。一定の電源電
圧を有する慣例の増幅器の効率はこの増幅器がフ
ルに駆動されるとき最大であり、出力レベルが小
さくなければ減少するので、前述したように、こ
の増幅器の効率は低いＱをもつ変換器ユニツトを
選ぶことで得られる効率の増加をほとんど完全に
相殺してしまうような程度に減少することにな
る。それゆえ、本発明の装置は、一定の電源電圧
をもつＡ級，Ｂ級，AB級増幅器のような慣例の
増幅器に比べて効率が改善された特殊の増幅器を
用いる。１つの方法として増幅器の駆動レベルに
依存する電源電圧をもつ増幅器を用いることがで
きる。第５，第６図はそのような増幅器の２つの
例である。他の方法としてＤ級増幅器のようなス
イツチング増幅器を用いることもできる。第７図
は、そのような増幅器の例である。第５図は、本
発明の装置の具体例で、出力レベルに追従する電
源電圧をもつ増幅器を用いている。増幅回路３は
オペアンプ１０を有し、このオペアンプはその出
力端とその反転入力端との間にインピーダンスZ₁
を、及びその反転入力端と定電位点１１（本例で
はアース）との間にインピーダンスZ₂を有する。
この増幅回路３の入力端４から出力端５への利得
係数はオペアンプ１０の利得係数が非常に高いと
仮定して Z₁＋Z₂／Z₅ に等しい。

Z₁とZ₂のインピーダンスは、利得係数Z₁＋Z₂／Z₂ に対し第４図の曲線６または６′に相当する周波
数応答が得られるように選んである。増幅器１０
の出力端を回路１２に結合し、この回路は増幅器
１０の出力レベルに依存して第１及び第２電源電
圧を増幅器１０の正及び負電源端子にそれぞれ供
給する。回路１２の動作は、増幅器１０の出力レ
ベルに追従する電源電圧１３，１４を供給するよ
うになつている。第６図は変換器ユニツト２を駆
動するための増幅回路３の別の例である。この増
幅器もオペアンプ１０を有している。第４図の曲
線６または６′であらわされる利得特性を得るた
めに、フイルタ装置２０が増幅回路３の入力端４
と増幅器１０の入力端との間に設けられている。
フイルタ装置２０の出力端２１は閾値装置２２の
入力端にも結合されている。閾値装置２２の出力
信号は、２つの連動スイツチ２３，２４を制御す
る。増幅器１０の正、負の電源端子はそれぞれス
イツチ２３及び２４の端子に結合している。スイ
ツチ２３，２４が図の位置にあるとき、増幅器は
一定の電源電圧＋S₁と−S₁が供給され、他方の位
置にあるときは＋S₂と−S₂が供給される。一定電
圧S₁の値は、増幅回路３の入力端４における₁以
下の周波数の入力信号をこれが最大振幅のときで
もひずみなく増幅できるように選択してある。一
定電圧S₂の値は、増幅回路３の入力端４における
₂以上の周波数の入力信号をこれが最大幅幅のと
きでもひずみなく増幅できるように選択してあ
る。フイルタ２０の周波数応答を考慮すると、こ
のことは、上記２つの最大振幅が同一であるもの
とすれば、S₁をS₂より大きくし、これら電圧の比
を₁以下の周波数及び₂以上の周波数におけるフ
イルタ２０の周波数応答（第４図の周波数応答曲
線６に対応する）の各レベル間の比に対応させる
ことを意味する。閾値装置２２における閾値は₂
以上の周波数に対するフイルタの出力端２１の出
力信号の最大到達レベルに等しくする。もし出力
端２１の実際のレベルが前記閾値以上のとき、閾
値装置２２の出力信号はスイツチ２３，２４を図
示の位置になるようにする。そのとき増幅器１０
に供給される電源電圧は高電圧（S₁，−S₁）であ
る。これは、₁以下の周波数であつて閾値装置の
閾値以上の振幅の信号であるときのみ起こる。も
し出力端２１で実際のレベルが前記閾値より低い
ならば閾値装置の出力信号は、スイツチ２３，２
４を図とは反対の位置になるようにする。この場
合には電源電圧は低電圧（S₂，−S₂）になる。こ
れは周波数には無関係で閾値以下の振幅をもつ信
号にたいして起こる。このようにして供給電圧を
変化させることができる。本例では２つの異なる
レベルで変化する電源電圧を供給することができ
る。尚、増幅回路を、増幅すべき信号のレベルに
依存して３以上の異なるレベルで変化する電源電
圧をもつように構成することもできること明らか
である。第７図はＤ級増幅器を採用した増幅回路
３の具体例を示している。入力端４を経て入力信
号が差動増幅器３０の非反転入力部へ供給され
る。この増幅器の出力端は比較器３１の入力端に
結合される。比較器３１の他の入力端は、たとえ
ば40KHzの高周波数数の三角波信号を出力する発
振器３２に結合されている。これは増幅回路３で
再生し得る最大周波数を限定し、この周波数は２
〜5KHzである。これは、低音再生を目的とした
電気−音響変換器ユニツトに対し充分である。増
幅回路で高周波を再生する必要がある場合には、
前記発振器の周波数をそれに応じて増加しなけれ
ばならない。比較器３１は、差動増幅器３０の出
力信号と発振器３２の出力信号を比較し、発振器
の信号の振幅が差動増幅器３０の出力振幅より高
い場合に高レベル（論理「１」）出力信号を、発
振器の信号の振幅が低い場合に低レベル（論理
「０」）出力信号を供給する。比較器３１の出力信
号は、パルス幅変調された信号である。回路部３
３では、比較器３１の出力信号の立下がり縁を特
定の時間だけ遅延させる働きをする。回路部３
３′は比較器３１の出力信号の立上がり縁を特定
の時間だけ遅延させる働きをする。回路部３３
は、バツフア３４と回路部３５を経てＰチヤンネ
ル電界効果トランジスタ３６の制御電極（ゲー
ト）に接続される。さらに回路部３３′は、バツ
フア３７と回路部３８を経てＮチヤンネル電界効
果トランジスタ３９の制御電極（ゲート）に接続
される。２つのトランジスタ３６，３９の第１主
電極（ドレイン）は低域フイルタ４０と減結合キ
ヤパシタ４１を経て増幅回路の出力端５に結合さ
れる。トランジスタ３６，３９の第２主電極（ソ
ース）はそれぞれ正の電源電圧端子（＋）とアー
ス（−）に結合される。比較器３１の出力信号が
２つのトランジスタ３６，３９を駆動し、立下が
り縁がこの出力信号にあらわれたとき、トランジ
スタ３９がターンオフ（カツトオフ）すると共に
トランジスタ３６がターンオン（導通）するた
め、このとき信号電流は正の電源電圧端子（＋）
から増幅回路の出力端子５に向かつて流れる。比
較器３１の出力信号中に立上がり縁があらわれた
とき、トランジスタ３９がオンに転じ、トランジ
スタ３６がオフになる。このとき信号電流は、ト
ランジスタ３９を経て出力端子５から負の電源電
圧端子（−）に向かつて流れる。増幅回路により
再生し得る最大周波数、即ち２〜4KHzに相当す
るカツトオフ周波数をもつフイルタ４０の低域通
過特性の結果、端子４に供給された入力信号が増
幅されたものである連続的に変化する信号が出力
端５に発生する。

前述のことから、２つのトランジスタ３６と３
９は交互に導通することは明らかである。さら
に、両トランジスタが同時に導通し得ないように
注意する必要がある。何故なら同時に導通すると
正の電源電圧端子（＋）から負の電源電圧端子
（−）へ向かつてトランジスタ３６，３９を経て
大電流が流れ、それによつてこれらトランジスタ
が破壊されてしまうからである。これらトランジ
スタのターンオン遅延及びターンオフ遅延の結果
としてこのようなことが起こるのを防ぐために、
立下がり縁を遅延させてトランジスタ３６のスイ
ツチオン瞬時をトランジスタ３９のスイツチオフ
瞬時に対し遅延させる回路部３３と、立上がり縁
を遅延させてトランジスタ３９のスイツチオン瞬
時をトランジスタ３６のスイツチオフ瞬時に対し
遅延させる回路部３３′とが設けられている。回
路３５と３８もまた、たとえば電源電圧が急にス
イツチオンされたり、上昇したとき又はオーバー
ドライブの結果として増幅回路中に発生する過渡
状態の結果トランジスタ３６，３９が破壊される
のを保護するために具えている。バツフア３４，
３７は、トランジスタ３６，３９を充分な電力で
駆動することができるように各信号を増幅するた
めに具えている。RC−回路網４２は、トランジ
スタ３６，３９のもつ種々の漂遊キヤパシタンス
や（例えば巻線などの）漂遊インダクタンスが増
幅回路の出力信号に及ぼす影響を補償するための
ものである。２つのインピーダンスとの間に接続
し、さらにこれらインピーダンスの結合点を差動
増幅器３０の反転入力端に結合する。インピーダ
ンスZ₁とZ₂は負帰還に供する。斯くして第４図に
示した増幅回路の周波数依存が第５図に示した増
幅回路と同様に達成される。第８ａ図は増幅回路
の効率を示している。第８ａ図では、横軸に相対
駆動レベルＵ（実出力レベルと最大出力レベル間
の比を意味する）、縦軸に電気的効率η_elをとつた
グラフを示している。曲線５１，５２はそれそれ
Ａ級増幅器、Ｂ級増幅器の効率をあらわす。Ａ級
増幅器の効率は、実質的に駆動レベルの平方とし
て変化することが認められる。最大駆動効率は約
50％である。Ｂ級増幅器の効率は駆動レベルに比
例している。最大駆動効率は78％である。曲線５
３は第７図で示すＤ級増幅器の効率を示してい
る。Ａ級，Ｂ級の増幅器と比べて、全駆動レベル
に亘つて効率の実質的な増加を明らかに認めるこ
とができる。第８ｂ図では、第５，６図の増幅回
路の効率をあらわすグラフを示している。実線５
５は第６図の増幅回路の効率をあらわしている。
Ｘの値はS₂／S₁に相当する。第６図の増幅器１０
はＢ級増幅器であるものとする。小さな駆動レベ
ルに対しては電源電圧は電圧S₂にスイツチされ、
即ちＯとＸとの間の相対駆動レベルにたいしては
Ｂ級増幅器の公知の曲線が得られる。大きな駆動
レベルにたいしては、電源電圧は電圧S₁にセツト
される。Ｘと１との間の相対駆動レベルに対して
もＢ級増幅器の公知の曲線が生ずる。そして相対
駆動レベルがＸを通つて増加する場合、電源電圧
S₂からS₁への転換は効率曲線の低下を生ずる。低
い相対駆動レベルの領域では（すなわちＵ＜Ｘの
領域）第６図の増幅回路は、一定の電源電圧をも
つ慣例のＢ級増幅器の効率より高い効率を示すこ
とがわかる。もしＡ級増幅器を第６図の増幅器に
使うと、第８ｂ図の曲線５７が得られる。第８ｂ
図から明らかなように、前記低い相対駆動レベル
の領域（Ｕ＜Ｘ）内の高レベル側の小領域５９で
は、増幅回路は慣例のＢ級増幅器の効率より高い
効率を示すことがわかる。

２つの異なる値間で変化し得る電源電圧をもつ
Ａ級増幅器を含んでいる増幅回路でも一定の電源
電圧をもつＢ級増幅器を使つたものに比べてずつ
とよい。大きな相対出力レベル（Ｕ＞Ｘ）に対す
るこのＡ級増幅器の効率は、慣例のＢ級増幅器の
効率より低いけれども、慣例のＢ級増幅器とＱ＝
１の変換器ユニツトとを具える装置に比べて効率
の改善が得られる。さらに、効率の改善が慣例の
Ｂ級増幅器に比べて、重要な小領域５９内で得ら
れる。

総合結果は、慣例のＢ級増幅器を使用したのよ
りも良好になる。３もしくはそれ以上の値の間で
可変である電源電圧をもつ増幅回路を使用すると
さらに改善された結果が得られる。

第５図で説明したように、電源電圧が連続的に
増幅回路の出力レベルを追従するような増幅回路
の場合には、第８ｂ図に５６で示された効率曲線
が得られる。ここでも通常のＢ級増幅器が増幅器
１０として使用されているものとする。

もし電源電圧を駆動レベルに瞬間的に追従させ
るならば、実際上全駆動レベル範囲に亘つて約
100％の効率を、Ａ級，Ｂ級、またはAB級等ど
のような増幅器が用いられるかという事実とは無
関係に得ることさえ可能となる。

参照番号５６と５８で示した線をみれば、どち
らの場合にも一定の電源電圧をもつ標準のＢ級増
幅器と比べて実際上全駆動レベル領域に亘つて、
より高い効率が得られることが第８ｂ図から明ら
かである。第７図につき説明したＤ級増幅器で
は、増幅回路で再生し得る最大周波数は、発振器
３２の周波数できまり、もつと高い周波数を再生
する必要がある場合には発振器の周波数を増加し
なければならない。しかし三角波信号周波数は、
種々の漂遊容量が増加したり、増幅回路の出力信
号のひずみが高くなつたりする結果、あまりに高
くすることはできない。

大きい周波数範囲を再生し得る増幅路の例が第
９図に示されている。この増幅回路は、入力信号
をそれぞれ受信する２つの増幅部６１と６２を含
んでいる。変換器ユニツト２は、２つの増幅部の
出力端の間に配置されている。増幅部６２はその
入力端に入力した信号を反転する。増幅部６１は
再生すべき全周波数範囲（たとえば第３，４図の
ように約20Hzからおよそ_bまで）に亘つて平坦な
周波数応答をもつている。増幅器６２は、周波数
₁から約6dB／オクターブで低下する低域通過特
性をもつている。このように増幅部６２の動作範
囲は低周波に限定されているので、第７図で説明
したようなＤ級増幅器をこの増幅部に使用する。
この場合、負帰還インピーダンスZ₁とZ₂は、₂
（または₂′）より低い周波数のみが再生されるよ
うな低域通過特性を得るように選ばなければなら
ない。増幅部６１に対しては、出力レベルに追従
する電源電圧をもつ増幅器を使うことができる。
このような２つの増幅部の結合によつて第４図で
示すような周波数応答を精密に得ることができ
る。キヤパシタ６３は、₂（または6₂′）以上の
高周波数をアースに流し、これら高周波信号が増
幅部６２を流れてこの増幅部の電力消費高くなる
のを防ぐために必要とされるものである。ある場
合には増幅部６２の出力回路がアースに接続され
たキヤパシタを既に有している。そのときは付随
的なキヤパシタ６３は必要でない。

本発明はいままで述べてきた装置や増幅回路に
限定されないのはいうまでもないことである。本
発明はいままで述べた具体例と違つた装置にに適
用してもよい。たとえば、リボン型変換器か圧電
型変換器かいずれの変換器ユニツトを採用するこ
とも可能である。一般に、変換器のＱや、共振周
波数は測定される。振動板の速度にたいする周波
数特性はピークを示す。ピークを生ずる周波数が
共振周波数であり、ピークの幅がＱの尺度にな
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明装置の一例の構成図、第２図は
異なるＱを有するいくつかの電気−音響変換器の
効率を周波数の関数として示すグラフ、第３図は
異なるＱを有するいくつかの変換器の周波数応答
曲線を示す図、第４図は本発明装置の２つの具体
例における増幅回路の利得を周波数の関数として
示すグラフ、第５図は電源電圧がその出力レベル
に依存するようにしたタイプの増幅器を有する増
幅回路を具えた装置の１つの具体例を示す構成
図、第６図はこのような増幅回路の他の具体例を
示す構成図、第７図はＤ級増幅器のタイプの増幅
回路の１つの具体例を示す構成図、第８図は種々
のタイプの増幅器の効率曲線を示す図、第９図は
本発明装置の他の具体例を示す構成図である。 １……入力端子、２……電気−音響変換器ユニ
ツト、３……増幅回路、１０……オペアンプ、
Z₁，Z₂……帰還インピーダンス、１２……出力レ
ベルに依存する電源電圧を発生する回路、２０…
…フイルタ装置、２２……閾値装置、３０……差
動増幅器、３１……比較器、３３，３３′……遅
延回路、３５，３８……保護回路、４０……フイ
ルタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電気入力信号を受信するための入力端子と、
   電気−音響変換器ユニツトと、入力端子に結合さ
   れた入力部及び電気−音響変換器ユニツトに結合
   された出力部をもち電気−音響変換器ユニツトを
   駆動するための電圧増幅回路とを具えた電気信号
   を音響信号に変換する装置において、 前記電気−音響変換器ユニツトは１より小さい
   Ｑを有し、前記電圧増幅回路は、変換器ユニツト
   の共振周波数にほぼ等しい第１周波数と該第１周
   波数より高い第２周波数との間の周波数領域内で
   周波数の上昇につれて減衰する周波数応答特性を
   有する周波数依存利得係数をもち、その周波数応
   答は前記周波数領域における変換器ユニツトの周
   波数応答特性とほぼ逆の形状であることを特徴と
   する電気信号を音響信号に変換する装置。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の装置において、
   前記増幅回路は低い駆動レベル領域の内の高レベ
   ル側に位置する少なくとも小領域において、一定
   の電源電圧をもつ通常のＢ級増幅器の効率よりも
   高い効率を示すことを特徴とする装置。 ３ 特許請求の範囲第１項または第２項のいずれ
   かに記載の装置において、前記電気−音響変換器
   ユニツトのＱが0.2〜0.8の値、好ましくはほぼ0.4
   であることを特徴とする装置。 ４ 特許請求の範囲第１項または第２項のいずれ
   かに記載の装置において前記電気−音響変換器ユ
   ニツトが低音反射室内に収容されていて、そのＱ
   が0.1〜0.6の値、好ましくは0.3であることを特徴
   とする装置。 ５ 特許請求の範囲第１〜４項のいずれかに記載
   の装置において、前記第１周波数以下の周波数領
   域における前記増幅回路の周波数応答特性が少な
   くともほぼ平坦であるか、前記第１周波数より低
   い周波数に向かつて減衰することを特徴とする装
   置。 ６ 特許請求の範囲第１〜５項のいずかに記載の
   装置において、前記増幅回路がスイツチング増幅
   器を有することを特徴とする装置。 ７ 特許請求の範囲第６項記載の装置において、
   前記増幅器がＤ級増幅器であることを特徴とする
   装置。 ８ 特許請求の範囲第１〜５項のいずれかに記載
   の装置において、前記増幅回路は増幅器の駆動レ
   ベルに依存する電源電圧を有する増幅器を具えて
   いることを特徴とする装置。