JPH05344370A

JPH05344370A - 高圧安定化回路

Info

Publication number: JPH05344370A
Application number: JP20010092A
Authority: JP
Inventors: Masaharu Ishibashi; 正晴石橋; Yukio Takatori; 幸夫高取; Buichi Nagaoka; 武一長岡; Shunji Onodera; 俊二小野寺; Hiroyuki Someya; 啓之染谷; Hiroo Katou; 溥夫加藤
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1992-04-09
Filing date: 1992-07-06
Publication date: 1993-12-24

Abstract

(57)【要約】【目的】高圧安定化回路において、高圧制御抵抗の消
費電力を低減させ、高圧補正電圧の限界を引き上げる。【構成】コンデンサＣ３及びＣ４，ダイオードＤ３及
びＤ４より構成される倍圧整流回路は水平偏向出力パル
スを整流して直流電圧Ｖ１を出力する。電圧Ｖ１は高圧
制御抵抗Ｒ２とトランジスタＱ２により分圧され、高圧
補正電圧Ｖ２が高圧トランス３の２次巻線３ｂに重畳さ
れる。ビーム電流Ｉ２の変化はフォトカプラＰＨ１を経
て電圧Ｖ３の変化となり、高圧補正電圧Ｖ２が制御され
る。トランジスタＱ４は高圧トランス３の３次巻線３ｃ
に発生する電圧Ｖ７によりスイッチングされ、帰線期間
でオン、走査期間でオフとなる。トランジスタＱ４がオ
フの期間では高圧制御抵抗Ｒ２に電圧がかからないの
で、消費電力は低減する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、テレビジョン受像機，
ディスプレイ機器，ファクシミリ装置，複写機等に用い
て好適な高圧安定化回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】テレビジョン受像機，ディスプレイ機器
等においては、ビーム電流値（高圧出力電流）が大きく
なるにつれて高圧値（高圧出力電圧）が低下し、種々の
問題を起こすので、ビーム電流値または高圧値を検知し
て高圧補正電圧を制御し、この高圧補正電圧を高圧巻線
に直列に印加して高圧を安定化させる高圧安定化回路が
用いられていることは周知のことである。従来の高圧安
定化回路の一例として、本出願人による先願、実願昭６
２−９２１１３号（実開昭６３−２００９６４号）に示
すものがある。図７及び図８はこの先願に記載されてい
る高圧安定化回路であって、図７はビーム電流値を検出
してフィードバックすることにより高圧安定化制御を行
う回路、図８は高圧値を検出してフィードバックするこ
とにより高圧安定化制御を行う回路である。

【０００３】まず、ビーム電流値を検出する図７の構成
及び動作について説明する。図７において、水平出力Ｎ
ＰＮトランジスタＱ１には図示せぬ前段から励振パルス
が供給され、水平出力ＮＰＮトランジスタＱ１，共振コ
ンデンサＣ１，ダンパーダイオードＤ１によって水平偏
向出力パルス（コレクタパルス）が出力される。そし
て、この水平偏向出力パルスは高圧トランス３の１次巻
線３ａに供給され、高圧トランス３の２次巻線（高圧巻
線）３ｂには高圧が発生し、この高圧は高圧整流ダイオ
ード１によって整流され、高圧出力としてテレビジョン
受像機，ディスプレイ機器等の場合にはＣＲＴアノード
に供給される。一方、水平偏向出力パルスは、コンデン
サＣ３及びＣ４，ダイオードＤ３及びＤ４により構成さ
れる倍電圧整流回路によって整流され、ａ点では＋１〜
＋２ｋＶの直流電圧Ｖ１となる。この電圧Ｖ１は高圧制
御抵抗Ｒ２とＮＰＮトランジスタＱ２とによって分圧さ
れ、ｂ点では高圧補正電圧Ｖ２となる。高圧補正電圧Ｖ
２は高圧トランス３の高圧巻線３ｂの低圧側端子ｄ点に
印加され、高圧巻線３ｂで発生する高圧に重畳される。

【０００４】高圧制御抵抗Ｒ２に流れる電流ＩはＮＰＮ
トランジスタＱ２のコレクタ電流Ｉ１と高圧巻線３ｂへ
と流れるビーム電流Ｉ２とに分かれる。ビーム電流Ｉ２
はフォトカプラＰＨ１内のフォトダイオードＤ８に入力
されており、ビーム電流Ｉ２の変化はフォトダイオード
Ｄ８の光量変化となり、フォトカプラＰＨ１内の光トラ
ンジスタＱ３のコレクタ電圧、即ち、ｃ点での電圧Ｖ３
が変化する。この電圧Ｖ３は抵抗Ｒ４を経てトランジス
タＱ２のベースに供給され、トランジスタＱ２のコレク
タ・エミッタ間の抵抗値が変化して高圧補正電圧Ｖ２が
制御され、フィードバックがかかる。従って、ビーム電
流Ｉ２の増大によって高圧巻線３ｂの起電力Ｖ４が低下
すると、ビーム電流Ｉ２の増大に伴って電圧Ｖ３が低下
すると共に高圧補正電圧Ｖ２が上昇し、起電力Ｖ４の低
下分を補い、ｅ点での電圧Ｖ５（高圧出力）は一定に保
たれる。また、フォトカプラＰＨ１はビームリミッタ
（ＢＬ）検出にも用いられている。

【０００５】なお、図７において、Ｄ５はフォトダイオ
ードＤ８の逆バイアス破壊防止用ダイオード、Ｄ６は温
度補償用ダイオード、Ｄ７は高圧巻線３ｂに発生する高
圧パルスＶ４によって、トランジスタＱ２，ダイオード
Ｄ３及びＤ４，コンデンサＣ３及びＣ４，水平出力ＮＰ
ＮトランジスタＱ１，共振コンデンサＣ１，ダンパーダ
イオードＤ１等が破壊するのを防止するためのパルス吸
収用ダイオードである。また、Ｃ５はリップル除去用ミ
ラー積分コンデンサ、Ｃ６は平滑コンデンサ、Ｒ３はト
ランジスタＱ２のエミッタ抵抗（高圧トラッキング）、
Ｒ６は光トランジスタＱ３のエミッタ抵抗、Ｒ５は光ト
ランジスタＱ３の負荷抵抗、Ｒ７，Ｒ８は光トランジス
タＱ３のベースバイアス抵抗、＋Ｂ_H，＋Ｂ_Lはそれぞ
れ＋Ｂ電源のハイ，ローである。

【０００６】次に、高圧値を検出する図８の構成及び動
作について説明する。図８において、図７と同一部分に
は同一符号が付してある。図８においては、ダイオード
Ｄ３及びコンデンサＣ４は半波整流回路を構成している
が、図７と同様、倍電圧整流回路としても原理的には変
わらない。さらに、図７と図８では、トランジスタＱ２
のベース入力の源が異なっている。ｅ点における電圧Ｖ
５の変化は分圧抵抗４のｆ点における電圧Ｖ６の変化と
なり、この電圧Ｖ６はオペアンプ２の非反転入力端子に
入力され、反転入力端子には基準電圧Ｅｓが入力されて
いる。電圧Ｖ６の変化はオペアンプ２を経てｃ点での電
圧Ｖ３を変化させる。この電圧Ｖ３は抵抗Ｒ４を経てト
ランジスタＱ２のベースに供給され、トランジスタＱ２
のコレクタ・エミッタ間の抵抗値が変化して高圧補正電
圧Ｖ２が制御され、フィードバックがかかる。従って、
ビーム電流Ｉ２の増大によって高圧巻線３ｂの起電力Ｖ
４が低下すると、直ちにｆ点の電圧Ｖ６及びｃ点の電圧
Ｖ３が低下し、ｂ点での高圧補正電圧Ｖ２が上昇し、起
電力Ｖ４の低下分を補い、ｅ点での電圧Ｖ５は一定に保
たれる。

【０００７】なお、図８において、Ｒ９，Ｒ１０は抵
抗、Ｃ７はコンデンサである。さらに、図８において
は、フォトカプラＰＨ１はオートマティックビームリミ
ッタ（ＡＢＬ）検出にのみ用いられている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来の高圧安
定化回路においては、ビーム電流Ｉ２が小さくなり、高
圧が上昇するにつれて、トランジスタＱ２のコレクタ電
流Ｉ１が増大する。ビーム電流Ｉ２が最小となってトラ
ンジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間の抵抗がほぼ０と
なった場合には、高圧制御抵抗Ｒ２に流れる電流Ｉも増
大し、消費電力及び発熱量が増大するという問題点があ
る。例えば、ビーム電流Ｉ２＝０、トランジスタＱ２が
完全にオン（導通）、ａ点で電圧Ｖ１＝２ｋＶ、高圧制
御抵抗Ｒ２＝３００ｋΩの時（抵抗Ｒ３は約１ｋΩであ
り、Ｒ２＞＞Ｒ３であるので無視）、ｂ点での高圧補正
電圧Ｖ２はほぼ０となり、高圧制御抵抗Ｒ２の消費電力
は、Ｖ１²／Ｒ２＝２０００²／（３００×１０³）＝１３．３（Ｗ）にも達する。よって、従来の高圧安定化回路における高
圧補正電圧Ｖ２の上限である電圧Ｖ１は約１ｋＶが実用
上の限界であり、これでは十分な補正効果を得ることが
できない。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述した従来
の技術の課題を解決するため、(1) 水平偏向出力パルス
または高圧トランスの１次巻線に発生するパルスを整流
して直流電圧を出力する整流回路と、高圧制御抵抗と第
１のトランジスタのコレクタ・エミッタ間とを直列に接
続され、前記直流電圧を分圧して高圧補正電圧を得る分
圧回路と、前記高圧トランスの２次巻線に流れる高圧出
力電流値または前記高圧トランスの２次巻線に発生する
高圧出力電圧値のいずれかを検出し、前記第１のトラン
ジスタのコレクタ・エミッタ間の抵抗値を変化させて前
記高圧補正電圧を制御する制御回路とを備え、前記高圧
補正電圧を前記２次巻線に重畳して前記高圧出力電圧値
を安定化させる高圧安定化回路において、前記高圧トラ
ンスに３次巻線を設けると共に、前記３次巻線に発生す
る出力電圧でスイッチングされる第２のトランジスタの
コレクタ・エミッタ間を前記高圧制御抵抗に直列に接続
したことを特徴とする高圧安定化回路を提供し、(2) 水
平偏向出力パルスまたは高圧トランスの１次巻線に発生
するパルスを整流して直流電圧を出力する整流回路と、
高圧制御抵抗とトランジスタのコレクタ・エミッタ間と
を直列に接続され、前記直流電圧をスイッチングして高
圧補正電圧を得るスイッチング回路と、前記高圧トラン
スの２次巻線に流れる高圧出力電流値または前記高圧ト
ランスの２次巻線に発生する高圧出力電圧値のいずれか
を検出し、前記高圧補正電圧を制御する制御回路とを備
え、前記高圧補正電圧を前記２次巻線に重畳して前記高
圧出力電圧値を安定化させる高圧安定化回路において、
前記トランジスタをスイッチングするため、前記高圧ト
ランスとは独立して設けられた第２のトランスと、前記
高圧トランスに設けられた３次巻線に発生するパルスま
たは前記水平偏向出力パルスを分圧して得たパルスを前
記第２のトランスに印加すると共に、前記高圧出力電流
値または前記高圧出力電圧値のいずれかの検出出力によ
り前記第２のトランスに印加するパルスの振幅を変化さ
せる手段とを有することを特徴とする高圧安定化回路を
提供するものである。

【００１０】

【実施例】以下、本発明の高圧安定化回路について、添
付図面を参照して説明する。図１は第１発明の高圧安定
化回路の第１実施例を示す回路図、図２は第１発明の高
圧安定化回路の第２実施例を示す回路図、図３は第１発
明の高圧安定化回路の第１実施例及び第２実施例を説明
するための波形図、図４は第２発明の高圧安定化回路の
第１実施例を示す回路図、図５は第２発明の高圧安定化
回路の第２実施例を示す回路図、図６は第２発明の高圧
安定化回路の第１実施例及び第２実施例を説明するため
の波形図である。なお、図１，図２及び図４，図５にお
いて、図７及び図８と同一部分には同一符号を付し、そ
の説明を省略する。また、図１，図２及び図４，図５に
おいても同一部分には同一符号を付す。

【００１１】まず、第１発明の高圧安定化回路の第１及
び第２実施例について説明する。図１はビーム電流値を
検出してフィードバックすることにより高圧安定化制御
を行う回路、図２は高圧値を検出してフィードバックす
ることにより高圧安定化制御を行う回路である。これら
図１と図２とでは、基本的にトランジスタＱ２のベース
入力の源が異なっているのみであり、その違いは先に詳
述したので、以下、第１発明の高圧安定化回路の第１及
び第２実施例の説明は、図１と図２とを併せて行うもの
とする。なお、第１発明では、図１及び図２共、水平偏
向出力パルスをコンデンサＣ３及びＣ４，ダイオードＤ
３及びＤ４により構成される倍圧整流回路によって整流
している。また、本発明に直接関係しない部分（Ｒ７，
Ｒ８等）は省略していることもある。なお、Ｃ９は平滑
コンデンサである。

【００１２】第１発明の高圧安定化回路で新たに付加し
たのは、ＮＰＮトランジスタＱ４，高圧トランス３の３
次巻線（補助巻線）３ｃ，ベース調整抵抗Ｒ１１，ベー
ス逆バイアス時のキャリア吸い出し回路（ダイオードＤ
９，コンデンサＣ８，抵抗Ｒ１２）からなる電流Ｉをス
イッチングする回路である。なお、トランジスタＱ４の
ベースドライブ条件次第ではキャリア吸い出し回路は必
ずしも必要ではない。

【００１３】図３は図１及び図２における各点の電圧波
形を示している。図３において、（Ａ）は高圧トランス
３の高圧巻線３ｂに発生する電圧Ｖ４、（Ｂ）は高圧ト
ランス３の３次巻線３ｃに発生する電圧Ｖ７、（Ｃ）は
ａ点における電圧Ｖ１、（Ｄ）はｇ点における電圧Ｖ
８、（Ｅ）はｂ点における高圧補正電圧Ｖ２、（Ｆ）は
電圧Ｖ２＋Ｖ４、（Ｇ）はｅ点における電圧Ｖ５，
（Ｈ）は高圧制御抵抗Ｒ２の両端の電位差Ｖ１−Ｖ８、
（Ｉ）はトランジスタＱ４がない時、即ち、従来例にお
ける高圧制御抵抗Ｒ２の両端の電位差Ｖ１−Ｖ２をそれ
ぞれ示している。なお、図３（Ｄ）〜（Ｉ）において、
破線はトランジスタＱ２が完全にオフ（遮断）の時、一
点鎖線はトランジスタＱ２が中間状態の時、実線はトラ
ンジスタＱ２が完全にオン（導通）の時を示している。

【００１４】図１及び図２において、高圧トランス３の
高圧巻線３ｂには、図３（Ａ）に示すように、水平偏向
出力パルスに同期したパルス（電圧Ｖ４）が発生する。
このパルスのパルス期間Ｔ１（帰線期間）において、高
圧整流ダイオード１が導通すると、高圧トランス３の３
次巻線３ｃには、図３（Ｂ）に示すように、パルス（電
圧Ｖ７）が発生する。すると、高圧制御抵抗Ｒ２と直列
にコレクタ・エミッタ間を接続したトランジスタＱ４は
オン（導通）し、高圧制御抵抗Ｒ２とトランジスタＱ４
のコレクタとの間のｇ点における図３（Ｄ）に示す電圧
Ｖ８は、ｂ点における図３（Ｅ）に示す高圧補正電圧Ｖ
２と同一となる。従って、期間Ｔ１においては、第１発
明の高圧安定化回路は従来と同様のフィードバック動作
を行う。

【００１５】そして、期間Ｔ２（走査期間）で高圧整流
ダイオード１が逆バイアス（約−２０〜３０ｋＶ）でオ
フ（遮断）すると、高圧トランス３の３次巻線３ｃに発
生する電圧Ｖ７は逆バイアスを発生し、トランジスタＱ
４はオフする。トランジスタＱ４がオフすると、ｂ点で
の高圧補正電圧Ｖ２は不定となるが、高圧整流ダイオー
ド１がオフなので、高圧補正電圧Ｖ２がどう変化しよう
と高圧出力には関与しない。従って、期間Ｔ２におい
て、従来の高圧安定化回路のように電圧Ｖ２を発生させ
続ける必要はなく、高圧補正電圧Ｖ２は動いてもよい。
トランジスタＱ４がオフすると、高圧制御抵抗Ｒ２の両
端の電位差は、図３（Ｈ）に示すように、０に近付く
（理論上は０になる）。普通、Ｔ２＞４Ｔ１であるの
で、大部分の期間で高圧制御抵抗Ｒ２に電圧がかからな
いことになる。

【００１６】トランジスタＱ４がない従来の高圧安定化
回路において、高圧制御抵抗Ｒ２の両端の電位差Ｖ１−
Ｖ２は、図３（Ｉ）に示す如くである。図３（Ｈ）と図
３（Ｉ）とを比較すれば、高圧制御抵抗Ｒ２の消費電力
を大幅に減らすことができることが分かる。従来の高圧
安定化回路においては、前述のように、２ｋＶの補正電
圧を得ようとすると、１０Ｗ以上の損失を生じたが、第
１発明の高圧安定化回路では３Ｗ程度の損失となる。よ
って、電圧Ｖ１の実用上の限界は約２ｋＶとなって性能
上十分な値となる。また、第１発明の高圧安定化回路に
おいて、仮にフィードバックループを切ってトランジス
タＱ２を単独に制御すると、電圧Ｖ２＋Ｖ４が図３
（Ｆ）に示すように変化し、高圧出力（電圧Ｖ５）を図
３（Ｇ）に示すように変化させる能力がある。そして、
フィードバックをかけると、この高圧出力が変化しない
ようにトランジスタＱ２によって高圧補正電圧Ｖ２が制
御される。

【００１７】次に、第２発明の高圧安定化回路の第１及
び第２実施例について説明する。図４はビーム電流値を
検出してフィードバックすることにより高圧安定化制御
を行う回路、図５は高圧値を検出してフィードバックす
ることにより高圧安定化制御を行う回路である。なお、
図４に示すビーム電流値を検出フィードバック制御する
回路でも、このフィードバック制御をより安定させるた
めオペアンプ２を用いている。これら図４と図５とで
は、基本的にオペアンプ２の入力の源が異なっているの
みであり、その違いは先に詳述したので、以下、第２発
明の高圧安定化回路の第１及び第２実施例の説明は、図
４と図５とを併せて行うものとする。なお、第２発明で
も、図４及び図５共、水平偏向出力パルスをコンデンサ
Ｃ３及びＣ４，ダイオードＤ３及びＤ４により構成され
る倍圧整流回路によって整流している。

【００１８】第２発明の高圧安定化回路で新たに（図
７，図８に示す従来の高圧安定化回路と比較して）付加
したのは、ＮＰＮトランジスタＱ４，ベース調整抵抗Ｒ
１１，ベース逆バイアス時のキャリア吸い出し用ダイオ
ードＤ９，高圧トランス３とは独立した第２のトランス
５よりなる高圧出力電流Ｉをスイッチングする回路、及
び、高圧トランス３の３次巻線（補助巻線）３ｃ，ＮＰ
ＮトランジスタＱ５及びＱ６，抵抗Ｒ１７，オペアンプ
２よりなる、３次巻線３ｃで得たパルス（電圧Ｖ７）を
フィードバック量によって振幅変調する回路である。な
お、図４及び図５において、ＬH は水平偏向コイル、Ｃ
ｓはＳ字補正コンデンサ、Ｃ１０はコンデンサ、Ｒ１３
〜Ｒ１６及びＲ１８，Ｒ１９は抵抗、ＺＤはツェナーダ
イオードである。

【００１９】図６は図４及び図５における各点の電圧波
形を示している。図６において、（Ａ）は高圧トランス
３の高圧巻線３ｂに発生する電圧Ｖ４、（Ｂ）は高圧ト
ランス３の３次巻線３ｃに発生する電圧Ｖ７、（Ｃ）は
ｈ点における電圧Ｖ９、（Ｄ）はｉ点における電圧Ｖ１
０、（Ｅ）はトランジスタＱ４のベース電流ＩB 、
（Ｆ）はトランジスタＱ４のコレクタ・エミッタ電流で
ある電流Ｉ、（Ｇ）はｂ点における電圧Ｖ２、（Ｈ）は
高圧制御抵抗Ｒ２の両端の電位差Ｖ１−Ｖ８、（Ｉ）は
トランジスタＱ４がない時、即ち、従来の高圧安定化回
路における高圧制御抵抗Ｒ２の両端の電位差Ｖ１−Ｖ２
をそれぞれ示している。なお、図３（Ｃ）〜（Ｉ）にお
いて、実線は図４の回路における電流Ｉの平均値、即ち
ビーム電流値が小さいか、または、図５の回路における
ｅ点での電圧（高圧出力電圧）Ｖ５が高すぎる時を、一
点左線は中間状態を、破線は図４の回路における電流Ｉ
の平均値、即ちビーム電流値が大きいか、または、図５
の回路におけるｅ点での電圧Ｖ５が低すぎる時を、それ
ぞれ示している。

【００２０】図４及び図５において、高圧トランス３の
高圧巻線３ｂには、図６（Ａ）に示すように、水平偏向
出力パルスに同期したパルス（電圧Ｖ４）が発生する。
このパルスのパルス期間Ｔ１（帰線期間）において、高
圧整流ダイオード１が導通すると、高圧トランス３の３
次巻線３ｃには、図６（Ｂ）に示すように、パルス（電
圧Ｖ７）が発生する。この電圧は抵抗Ｒ１８及びＲ１９
で適度に調整されてトランジスタＱ６のベースに加えら
れる。高圧出力電流検出回路（図４に示す電流Ｉを検出
する回路）または高圧出力電圧検出回路（図５に示す電
圧Ｖ５を検出する回路）からのフィードバック信号はオ
ペアンプ２により基準電圧と比較され、ｈ点で電圧Ｖ９
となされてトランジスタＱ５のべースに加えられる。

【００２１】図６（Ｃ）に示すように、電流Ｉが小さい
時、または電圧Ｖ５が高い時、電圧Ｖ９は高くなり、電
流Ｉが大きい時、または電圧Ｖ５が低い時、電圧Ｖ９は
低くなる。トランジスタＱ５とトランジスタＱ６とは差
動増幅器を形成しており、電圧Ｖ９の変化はトランジス
タＱ５のべース・エミッタを経てトランジスタＱ６のエ
ミッタにそのまま現れる。トランジスタＱ６が、そのベ
ースに加えられているパルスによりスイッチングする
と、トランジスタＱ６のべース・エミッタ間バイアスは
電圧Ｖ９によって変化するので、ｉ点での電圧（コレク
タ出力パルス）Ｖ１０は、電圧Ｖ９のレベルで振幅変調
される。

【００２２】即ち、図６（Ｄ）に示すように、電流Ｉが
小さい時、または電圧Ｖ５が高い時、電圧Ｖ１０は振幅
が小さくなり、電流Ｉが大きい時、または電圧Ｖ５が低
い時、電圧Ｖ１０は振幅が大きくなる。このようなパル
ス振幅の変化がトランス５を経て図６（Ｅ）に示すよう
にトランジスタＱ４のべース電流ＩB の振幅を変化させ
る。そこで、トランジスタＱ４のコレクタ電流である電
流Ｉも図６（Ｆ）に示すように振幅が変化してその平均
値も変化する。そして、高圧トランス３の高圧巻線３ｂ
の低圧側及びトランジスタＱ４のエミッタの電位Ｖ２
は、図３（Ｇ）に示すように変化する。

【００２３】電流Ｉが大きい時、または電圧Ｖ５が低い
時、電圧Ｖ１０は振幅が大きくなるため、パルス期間Ｔ
１にトランジスタＱ４のべース電流ＩB が増加してコレ
クタ電流Ｉも増加するので、トランジスタＱ４のエミッ
タ電位、即ち高圧巻線３ｂの低圧側の電位Ｖ２が上昇
し、電圧Ｖ５の低下を補う。電流Ｉが小さい時、または
高圧出力電圧Ｖ５が高い時、電圧Ｖ１０は振幅が小さく
なるため、パルス期間Ｔ１にトランジスタＱ４のべース
電流ＩB が減少してコレクタ電流Ｉも減少するので、ト
ランジスタＱ４のエミッタ電位、即ち高圧巻線３ｂの低
圧側の電位Ｖ２が下がり、電圧Ｖ５の上昇を抑える。こ
のようにして必要な期間Ｔ１のみ高圧制御抵抗Ｒ２とト
ランジスタＱ４に電流Ｉが流れてフィードバック動作を
行う。

【００２４】そして、期間Ｔ２（走査期間）において
は、高圧整流ダイオード１が逆バイアス（数ｋＶ）でオ
フ（遮断）している。この時、前述のようにトランジス
タＱ４はオフするので、ｂ点での高圧補正電圧Ｖ２は不
定となるが、高圧整流ダイオード１がオフなので、高圧
補正電圧Ｖ２がどう変化しようと高圧出力には関与しな
い。従って、期間Ｔ２において、従来の高圧安定化回路
のように電圧Ｖ２を発生させ続ける必要はなく、高圧補
正電圧Ｖ２は動いてもよいし、電流Ｉを供給する必要も
ない。トランジスタＱ４がオフすると高圧制御抵抗Ｒ２
の両端の電位差は、図３（Ｈ）に示すように、０に近付
く（理論上は０になる）。普通、Ｔ２＞４Ｔ１であるの
で、大部分の期間で高圧制御抵抗Ｒ２に電圧がかからな
いことになる。また、この第２発明では電流Ｉをアース
に分流する素子（図１及び図２に示すトランジスタＱ
２）がないので、この点でも抵抗Ｒ２とトランジスタＱ
４の損失がさらに少なくなる。

【００２５】トランジスタＱ４がない従来の高圧安定化
回路において、高圧制御抵抗Ｒ２の両端の電位差Ｖ１−
Ｖ２は、図３（Ｉ）に示す如くである。図３（Ｈ）と図
３（Ｉ）とを比較すれば、高圧制御抵抗Ｒ２の消費電力
を大幅に減らすことができることが分かる。従来の高圧
安定化回路においては、前述のように、２ｋＶの補正電
圧を得ようとすると、１０Ｗ以上の損失を生じたが、第
２発明では３Ｗ程度に減少する。よって、電圧Ｖ１の実
用上の限界は約２ｋＶとなって性能上十分な値となる。

【００２６】以上説明した第１及び第２発明の高圧安定
化回路は、高圧発生回路と水平偏向出力回路とを一体化
した高圧安定化回路について説明したが、本発明は、高
圧発生回路と水平偏向出力回路とを分離した高圧安定化
回路に用いることができることは勿論であって、その場
合は高圧トランス３の１次巻線に発生するパルスまたは
水平偏向コイルＬH に発生するパルスを整流する。ま
た、第２発明において、第２のトランス５（トランジス
タＱ６のベース）には、高圧トランス３の３次巻線３ｃ
より得たパルスを加えるよう構成しているが、コンデン
サＣ１と直列にもう１つコンデンサを設け、この直列回
路によって水平偏向出力パルスを分圧して得たパルスを
加えるよう構成してもよい。このように、本第１及び第
２発明の高圧安定化回路は、上述した本実施例に限定さ
れることはなく、種々変更可能である。

【００２７】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、第１発明の
高圧安定化回路は、高圧トランスに３次巻線を設けると
共に、その３次巻線に発生する出力電圧でスイッチング
されるトランジスタのコレクタ・エミッタ間を高圧制御
抵抗に直列に接続し、走査期間では高圧制御抵抗に電圧
がかからないようにしたので、高圧制御抵抗の消費電力
を大幅に削減することができ、高圧補正電圧の限界を引
き上げることができる。第２発明の高圧安定化回路は、
高圧トランスに３次巻線を設けると共に、その３次巻線
に発生する出力電圧（パルス）でスイッチングされるト
ランジスタのコレクタ・エミッタ間を高圧制御抵抗に直
列に接続し、走査期間では高圧制御抵抗に電圧がかから
ないようにし、かつ、そのパルス期間では高圧制御抵抗
及びトランジスタに流れる電流がアースに分流しないよ
うにしたので、高圧制御抵抗の消費電力を大幅に削減す
ることができ、高圧補正電圧の限界を引き上げることが
できる。また、第１及び第２発明の高圧安定化回路共、
消費電力が減少するので、放熱器は小型のものでよく、
省スペース、コストダウンという効果もある。さらに、
消費電力が減少するので温度上昇も少なく、信頼性にも
優れ、本発明の高圧安定化回路をテレビジョン受像機，
ディスプレイ機器に用いた場合には高圧のダイナミック
レギュレーションによる画面歪も大幅に改善できるとい
う極めて優れた効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１発明の高圧安定化回路の第１実施例を示す
回路図である。

【図２】第１発明の高圧安定化回路の第２実施例を示す
回路図である。

【図３】第１発明の高圧安定化回路を説明するための波
形図である。

【図４】第２発明の高圧安定化回路の第１実施例を示す
回路図である。

【図５】第２発明の高圧安定化回路の第２実施例を示す
回路図である。

【図６】第２発明の高圧安定化回路を説明するための波
形図である。

【図７】従来の高圧安定化回路を示す回路図である。

【図８】従来の高圧安定化回路を示す回路図である。

【符号の説明】

１高圧整流ダイオード２オペアンプ３高圧トランス３ａ１次巻線３ｂ２次巻線（高圧巻線）３ｃ３次巻線（補助巻線）４分圧抵抗５トランス（第２のトランス）Ｃ１，Ｃ３〜Ｃ１０コンデンサＣｓＳ字補正コンデンサＤ１，Ｄ３〜Ｄ９ダイオードＬH 水平偏向コイルＰＨ１フォトカプラＱ１水平出力ＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ４〜Ｑ６トランジスタＲ２〜Ｒ５，Ｒ１０〜Ｒ１９抵抗

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者小野寺俊二神奈川県横浜市神奈川区守屋町３丁目12番地日本ビクター株式会社内 (72)発明者染谷啓之神奈川県横浜市神奈川区守屋町３丁目12番地日本ビクター株式会社内 (72)発明者加藤溥夫神奈川県横浜市神奈川区守屋町３丁目12番地日本ビクター株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】水平偏向出力パルスまたは高圧トランスの
１次巻線に発生するパルスを整流して直流電圧を出力す
る整流回路と、高圧制御抵抗と第１のトランジスタのコレクタ・エミッ
タ間とを直列に接続され、前記直流電圧を分圧して高圧
補正電圧を得る分圧回路と、前記高圧トランスの２次巻線に流れる高圧出力電流値ま
たは前記高圧トランスの２次巻線に発生する高圧出力電
圧値のいずれかを検出し、前記第１のトランジスタのコ
レクタ・エミッタ間の抵抗値を変化させて前記高圧補正
電圧を制御する制御回路とを備え、前記高圧補正電圧を前記２次巻線に重畳して前記高圧出
力電圧値を安定化させる高圧安定化回路において、前記高圧トランスに３次巻線を設けると共に、前記３次
巻線に発生する出力電圧でスイッチングされる第２のト
ランジスタのコレクタ・エミッタ間を前記高圧制御抵抗
に直列に接続したことを特徴とする高圧安定化回路。
【請求項２】水平偏向出力パルスまたは高圧トランスの
１次巻線に発生するパルスを整流して直流電圧を出力す
る整流回路と、高圧制御抵抗とトランジスタのコレクタ・エミッタ間と
を直列に接続され、前記直流電圧をスイッチングして高
圧補正電圧を得るスイッチング回路と、前記高圧トランスの２次巻線に流れる高圧出力電流値ま
たは前記高圧トランスの２次巻線に発生する高圧出力電
圧値のいずれかを検出し、前記高圧補正電圧を制御する
制御回路とを備え、前記高圧補正電圧を前記２次巻線に重畳して前記高圧出
力電圧値を安定化させる高圧安定化回路において、前記トランジスタをスイッチングするため、前記高圧ト
ランスとは独立して設けられた第２のトランスと、前記高圧トランスに設けられた３次巻線に発生するパル
スまたは前記水平偏向出力パルスを分圧して得たパルス
を前記第２のトランスに印加すると共に、前記高圧出力
電流値または前記高圧出力電圧値のいずれかの検出出力
により前記第２のトランスに印加するパルスの振幅を変
化させる手段とを有することを特徴とする高圧安定化回
路。