JPH05336402A - 信号処理回路 - Google Patents
信号処理回路Info
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- JPH05336402A JPH05336402A JP16207792A JP16207792A JPH05336402A JP H05336402 A JPH05336402 A JP H05336402A JP 16207792 A JP16207792 A JP 16207792A JP 16207792 A JP16207792 A JP 16207792A JP H05336402 A JPH05336402 A JP H05336402A
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- circuit
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 アナログ信号をディジタル信号に変換して所
要の処理を行う場合に、小振幅信号の場合であっても、
ビット数の増大や素子の高速化を必要とすることなく、
簡便な回路構成でノイズの影響を低減する。 【構成】 ゲート回路５０で取り出されたアナログ信号
は、ＡＧＣ回路５６に供給され、Ａ／Ｄ変換器６０の入
力レンジの最大レベルに一定となるように振幅調整され
る。この信号はＬＰＦ５８を介してＡ／Ｄ変換器６０に
供給され、ディジタル信号に変換される。ディジタル処
理回路６２では、Ｙ−Ｃ分離などのディジタル演算処理
が行われ、処理後のディジタル信号がＤ／Ａ変換器６８
でアナログ信号に変換され、ＬＰＦ７０を介して出力側
のＡＧＣ回路７２に供給される。ＡＧＣ回路７２では、
アナログ信号の振幅を元に戻す処理が行われる。
要の処理を行う場合に、小振幅信号の場合であっても、
ビット数の増大や素子の高速化を必要とすることなく、
簡便な回路構成でノイズの影響を低減する。 【構成】 ゲート回路５０で取り出されたアナログ信号
は、ＡＧＣ回路５６に供給され、Ａ／Ｄ変換器６０の入
力レンジの最大レベルに一定となるように振幅調整され
る。この信号はＬＰＦ５８を介してＡ／Ｄ変換器６０に
供給され、ディジタル信号に変換される。ディジタル処
理回路６２では、Ｙ−Ｃ分離などのディジタル演算処理
が行われ、処理後のディジタル信号がＤ／Ａ変換器６８
でアナログ信号に変換され、ＬＰＦ７０を介して出力側
のＡＧＣ回路７２に供給される。ＡＧＣ回路７２では、
アナログ信号の振幅を元に戻す処理が行われる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、信号のＡ／Ｄ変換を行
って所要の処理を行った後、再び信号のＤ／Ａ変換を行
う信号処理回路にかかり、特にテレビジョンのコンポジ
ット信号処理に好適な信号処理回路に関する。
って所要の処理を行った後、再び信号のＤ／Ａ変換を行
う信号処理回路にかかり、特にテレビジョンのコンポジ
ット信号処理に好適な信号処理回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】アナログ信号をディジタル信号に変換し
てディジタル的に必要な信号処理を行い、その後アナロ
グ信号に変換する信号処理回路としては、例えば、同期
信号やカラー信号などテレビジョンのコンポジット信号
にＹ−Ｃ分離などを行うものがある。従来の信号処理回
路では、アナログのコンポジット信号をディジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器の入力側にクランプ回路が設け
られている。これによるクランプ動作によって、Ａ／Ｄ
変換器の入力レンジがコンポジット信号の最大値に対し
てある程度余裕を持つようになっている。
てディジタル的に必要な信号処理を行い、その後アナロ
グ信号に変換する信号処理回路としては、例えば、同期
信号やカラー信号などテレビジョンのコンポジット信号
にＹ−Ｃ分離などを行うものがある。従来の信号処理回
路では、アナログのコンポジット信号をディジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器の入力側にクランプ回路が設け
られている。これによるクランプ動作によって、Ａ／Ｄ
変換器の入力レンジがコンポジット信号の最大値に対し
てある程度余裕を持つようになっている。
【０００３】また、特開平２−２０７６１９号公報に
は、信号をＡ／Ｄ変換する際に生じる量子化ノイズによ
ってＳ／Ｎが劣化しないようにするために、入力レンジ
の異なる複数のＡ／Ｄ変換器を用いたものが開示されて
いる。図３には、３つのＡ／Ｄ及びＤ／Ａ変換器を用い
た信号処理回路が示されている。同図において、入力ア
ナログ信号は、量子化レンジの異なる３つのＡ／Ｄ変換
器１０，１２，１４に各々入力されてディジタル信号に
変換される。これらのディジタル信号は比較器１６に入
力され、ここで各信号の振幅が比較される。比較器１６
は、その比較結果に基づいてスイッチ１８を切り換え、
最適なレンジのディジタル信号が選択される。
は、信号をＡ／Ｄ変換する際に生じる量子化ノイズによ
ってＳ／Ｎが劣化しないようにするために、入力レンジ
の異なる複数のＡ／Ｄ変換器を用いたものが開示されて
いる。図３には、３つのＡ／Ｄ及びＤ／Ａ変換器を用い
た信号処理回路が示されている。同図において、入力ア
ナログ信号は、量子化レンジの異なる３つのＡ／Ｄ変換
器１０，１２，１４に各々入力されてディジタル信号に
変換される。これらのディジタル信号は比較器１６に入
力され、ここで各信号の振幅が比較される。比較器１６
は、その比較結果に基づいてスイッチ１８を切り換え、
最適なレンジのディジタル信号が選択される。
【０００４】選択されたディジタル信号は、ディジタル
処理回路２０に供給されて所要の処理が施される。処理
後の信号はＤ／Ａ変換器２２，２４，２６に各々入力さ
れ、Ａ／Ｄ変換時に対応したＤ／Ａ変換が各々行われ
る。そして、比較器１６の比較結果に基づいてスイッチ
２８を切り換え、Ａ／Ｄ変換に対応するＤ／Ａ変換が行
われたアナログ信号が出力されるようになる。
処理回路２０に供給されて所要の処理が施される。処理
後の信号はＤ／Ａ変換器２２，２４，２６に各々入力さ
れ、Ａ／Ｄ変換時に対応したＤ／Ａ変換が各々行われ
る。そして、比較器１６の比較結果に基づいてスイッチ
２８を切り換え、Ａ／Ｄ変換に対応するＤ／Ａ変換が行
われたアナログ信号が出力されるようになる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上の
ような従来技術では次のような不都合がある。 （１）単にクランプ回路を用いるのみの従来技術では、
Ａ／Ｄ変換入力時の振幅が標準以上に大きい場合にも対
応している。このため、振幅が小さい場合には、Ａ／Ｄ
変換器の分解能の限界から量子化ノイズによってＳ／Ｎ
が劣化することになる。また、振幅が小さくなると、電
源ノイズなどの外来ノイズの影響も受けるようになっ
て、Ｓ／Ｎは劣化するこになる。
ような従来技術では次のような不都合がある。 （１）単にクランプ回路を用いるのみの従来技術では、
Ａ／Ｄ変換入力時の振幅が標準以上に大きい場合にも対
応している。このため、振幅が小さい場合には、Ａ／Ｄ
変換器の分解能の限界から量子化ノイズによってＳ／Ｎ
が劣化することになる。また、振幅が小さくなると、電
源ノイズなどの外来ノイズの影響も受けるようになっ
て、Ｓ／Ｎは劣化するこになる。
【０００６】図４には、小振幅時のノイズの影響が示さ
れている。本来の信号が同図（Ａ）の如くであり、これ
に同図（Ｂ）のノイズが重畳されているとする。同図
（Ｃ）の小振幅信号を適宜のスレッショルドレベルで２
値化すると、同図（Ｄ）に示すように主にエッジのＷの
部分でノイズの影響が出る。しかし、同図（Ｅ）に示す
大振幅信号の場合は、２値化しても同図（Ｆ）のように
なり、ノイズの影響は低減されるようになる。このよう
に、小振幅時の方がノイズの影響を受けやすい。 （２）次に、図３に示した従来技術では、レンジ大きく
することで電源ノイズなどによるＳ／Ｎの劣化は低減さ
れるようになるが、量子化ノイズによる影響は一般的に
受ける。
れている。本来の信号が同図（Ａ）の如くであり、これ
に同図（Ｂ）のノイズが重畳されているとする。同図
（Ｃ）の小振幅信号を適宜のスレッショルドレベルで２
値化すると、同図（Ｄ）に示すように主にエッジのＷの
部分でノイズの影響が出る。しかし、同図（Ｅ）に示す
大振幅信号の場合は、２値化しても同図（Ｆ）のように
なり、ノイズの影響は低減されるようになる。このよう
に、小振幅時の方がノイズの影響を受けやすい。 （２）次に、図３に示した従来技術では、レンジ大きく
することで電源ノイズなどによるＳ／Ｎの劣化は低減さ
れるようになるが、量子化ノイズによる影響は一般的に
受ける。
【０００７】本発明は、これらの点に着目したもので、
ビット数の増大や素子の高速化を必要とすることなく、
簡便な回路構成で良好にノイズの影響を低減することが
できる信号処理回路を提供することを、その目的とす
る。
ビット数の増大や素子の高速化を必要とすることなく、
簡便な回路構成で良好にノイズの影響を低減することが
できる信号処理回路を提供することを、その目的とす
る。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、入力アナログ
信号をＡ／Ｄ変換器でディジタル信号に変換して所要の
信号処理を行い、処理後のディジタル信号をＤ／Ａ変換
器で出力アナログ信号に変換する信号処理回路におい
て、前記入力アナログ信号の振幅をＡ／Ｄ変換器の入力
レンジに対応した一定値として出力する第１のＡＧＣ回
路を、前記Ａ／Ｄ変換器の入力側に設けるとともに、前
記出力アナログ信号の振幅を前記第１のＡＧＣ回路によ
る振幅調整に対応して波形を戻すように調整する第２の
ＡＧＣ回路を、前記Ｄ／Ａ変換器の出力側に設けたこと
を特徴とする。
信号をＡ／Ｄ変換器でディジタル信号に変換して所要の
信号処理を行い、処理後のディジタル信号をＤ／Ａ変換
器で出力アナログ信号に変換する信号処理回路におい
て、前記入力アナログ信号の振幅をＡ／Ｄ変換器の入力
レンジに対応した一定値として出力する第１のＡＧＣ回
路を、前記Ａ／Ｄ変換器の入力側に設けるとともに、前
記出力アナログ信号の振幅を前記第１のＡＧＣ回路によ
る振幅調整に対応して波形を戻すように調整する第２の
ＡＧＣ回路を、前記Ｄ／Ａ変換器の出力側に設けたこと
を特徴とする。
【０００９】
【作用】本発明によれば、入力アナログ信号は、第１の
ＡＧＣ回路で一定の振幅となるように調整が行われ、Ａ
／Ｄ変換器にはいつも一定振幅の信号が入力されるよう
になる。そして、Ｄ／Ａ変換器によるアナログ信号への
変換の後に、第２のＡＧＣ回路によって第１のＡＧＣ回
路による振幅調整に対応した波形を戻す振幅調整が行わ
れる。
ＡＧＣ回路で一定の振幅となるように調整が行われ、Ａ
／Ｄ変換器にはいつも一定振幅の信号が入力されるよう
になる。そして、Ｄ／Ａ変換器によるアナログ信号への
変換の後に、第２のＡＧＣ回路によって第１のＡＧＣ回
路による振幅調整に対応した波形を戻す振幅調整が行わ
れる。
【００１０】
【実施例】以下、本発明による信号処理回路の一実施例
について、図１及び図２を参照しながら説明する。図１
には、本実施例の構成が示されている。同図において、
テレビジョンのコンポジット信号は、ゲート回路５０，
同期回路５２，及び減算器５４のプラス側に各々入力さ
れるようになっている。ゲート回路５０の出力側はＡＧ
Ｃ（Automatic Gain Control）回路５６及び減算器５４
のマイナス側に接続されており、同期回路５２の出力側
はゲート回路５０及びＡＧＣ回路５６に接続されてい
る。
について、図１及び図２を参照しながら説明する。図１
には、本実施例の構成が示されている。同図において、
テレビジョンのコンポジット信号は、ゲート回路５０，
同期回路５２，及び減算器５４のプラス側に各々入力さ
れるようになっている。ゲート回路５０の出力側はＡＧ
Ｃ（Automatic Gain Control）回路５６及び減算器５４
のマイナス側に接続されており、同期回路５２の出力側
はゲート回路５０及びＡＧＣ回路５６に接続されてい
る。
【００１１】ＡＧＣ回路５６の出力側はＬＰＦ（Low Pa
ss Filter）５８に接続されており、ＬＰＦ５８の出力
側はＡ／Ｄ変換器６０に接続されている。このＡ／Ｄ変
換器６０のディジタル信号出力側は、ディジタル処理回
路６２に接続されている。他方、減算器５４の出力側は
遅延回路６４に接続されており、この遅延回路６４の出
力側はディジタル処理回路６２及び他の遅延回路６６に
接続されている。
ss Filter）５８に接続されており、ＬＰＦ５８の出力
側はＡ／Ｄ変換器６０に接続されている。このＡ／Ｄ変
換器６０のディジタル信号出力側は、ディジタル処理回
路６２に接続されている。他方、減算器５４の出力側は
遅延回路６４に接続されており、この遅延回路６４の出
力側はディジタル処理回路６２及び他の遅延回路６６に
接続されている。
【００１２】また、ディジタル処理回路６２の出力側は
Ｄ／Ａ変換器６８に接続されており、このＤ／Ａ変換器
６８の出力側はＬＰＦ７０に接続されている。このＬＰ
Ｆ７０の出力側はＡＧＣ回路７２に接続されており、こ
のＡＧＣ回路７２の出力側は遅延回路６６の出力側とと
もに加算器７４の加算入力側に接続されている。また、
ＡＧＣ回路７２及び加算器７４の出力側が、信号処理回
路の出力側となっている。更に、入力側のＡＧＣ回路５
６の振幅調整情報の出力側は、遅延回路７６を介して出
力側のＡＧＣ回路７２に接続されている。
Ｄ／Ａ変換器６８に接続されており、このＤ／Ａ変換器
６８の出力側はＬＰＦ７０に接続されている。このＬＰ
Ｆ７０の出力側はＡＧＣ回路７２に接続されており、こ
のＡＧＣ回路７２の出力側は遅延回路６６の出力側とと
もに加算器７４の加算入力側に接続されている。また、
ＡＧＣ回路７２及び加算器７４の出力側が、信号処理回
路の出力側となっている。更に、入力側のＡＧＣ回路５
６の振幅調整情報の出力側は、遅延回路７６を介して出
力側のＡＧＣ回路７２に接続されている。
【００１３】以上の各部のうち、同期回路５２は、入力
コンポジット信号に同期した同期信号を出力するための
回路である。ゲート回路５０は、この同期信号を利用し
てコンポジット信号から必要な信号成分（本実施例では
交流成分）を取り出す回路である。また、ＡＧＣ回路５
６は、入力信号の振幅値を一定に保って出力する機能を
有している。この振幅値は、Ａ／Ｄ変換器６０の入力最
大値に対応した値である。ＡＧＣ回路５６における振幅
の調整情報は、遅延回路７６による適宜のタイミング調
整を受けて出力側のＡＧＣ回路７２に供給されている。
コンポジット信号に同期した同期信号を出力するための
回路である。ゲート回路５０は、この同期信号を利用し
てコンポジット信号から必要な信号成分（本実施例では
交流成分）を取り出す回路である。また、ＡＧＣ回路５
６は、入力信号の振幅値を一定に保って出力する機能を
有している。この振幅値は、Ａ／Ｄ変換器６０の入力最
大値に対応した値である。ＡＧＣ回路５６における振幅
の調整情報は、遅延回路７６による適宜のタイミング調
整を受けて出力側のＡＧＣ回路７２に供給されている。
【００１４】次に、ディジタル処理回路６２は、入力デ
ィジタル信号に対して所要のディジタル処理，例えばＹ
−Ｃ分離の処理を行うためのもので、遅延回路６４から
の遅延信号が処理時に利用されるようになっている。Ａ
ＧＣ回路７２は、入力側のＡＧＣ回路５６による振幅調
整と逆の調整を行って信号の振幅を元に戻す機能を有し
ている。また、Ａ／Ｄ変換器６０の入力側及びＤ／Ａ変
換器６８の出力側に設けられたＬＰＦ５８，７０は、そ
れらの動作用クロックによる折り返しノイズの発生を防
止するためのものである。更に、遅延回路６４は、主と
してＡ／Ｄ変換器６０の変換処理による信号の時間遅延
を調整するためのものであり、遅延回路６６は、主とし
てＤ／Ａ変換器６８の変換処理による信号の時間遅延を
調整するためのものである。
ィジタル信号に対して所要のディジタル処理，例えばＹ
−Ｃ分離の処理を行うためのもので、遅延回路６４から
の遅延信号が処理時に利用されるようになっている。Ａ
ＧＣ回路７２は、入力側のＡＧＣ回路５６による振幅調
整と逆の調整を行って信号の振幅を元に戻す機能を有し
ている。また、Ａ／Ｄ変換器６０の入力側及びＤ／Ａ変
換器６８の出力側に設けられたＬＰＦ５８，７０は、そ
れらの動作用クロックによる折り返しノイズの発生を防
止するためのものである。更に、遅延回路６４は、主と
してＡ／Ｄ変換器６０の変換処理による信号の時間遅延
を調整するためのものであり、遅延回路６６は、主とし
てＤ／Ａ変換器６８の変換処理による信号の時間遅延を
調整するためのものである。
【００１５】次に、図２のタイムチャートを参照しなが
ら、本実施例の動作について説明する。なお、図２に
は、各部の信号の波形例が示されている。図２（Ａ）に
示すテレビジョンのコンポジット信号は、ゲート回路５
０，同期回路５２，及び減算器５４のプラス入力側に各
々入力される。なお、同図中信号ＳＡは水平同期信号，
ＳＢはカラーバースト信号，ＳＣは映像信号である。同
期回路５２では、入力コンポジット信号から図２（Ｂ）
に示すような同期信号が得られ、これがゲート回路５０
に出力される。ゲート回路５０では、同期信号をゲート
パルスとしてコンポジット信号にゲートがかけられ、同
期信号の論理値が「１」の期間中の信号が取り出される
ことになる（同図（Ｃ）参照）。このゲート出力信号
は、ＡＧＣ回路５６に供給される。
ら、本実施例の動作について説明する。なお、図２に
は、各部の信号の波形例が示されている。図２（Ａ）に
示すテレビジョンのコンポジット信号は、ゲート回路５
０，同期回路５２，及び減算器５４のプラス入力側に各
々入力される。なお、同図中信号ＳＡは水平同期信号，
ＳＢはカラーバースト信号，ＳＣは映像信号である。同
期回路５２では、入力コンポジット信号から図２（Ｂ）
に示すような同期信号が得られ、これがゲート回路５０
に出力される。ゲート回路５０では、同期信号をゲート
パルスとしてコンポジット信号にゲートがかけられ、同
期信号の論理値が「１」の期間中の信号が取り出される
ことになる（同図（Ｃ）参照）。このゲート出力信号
は、ＡＧＣ回路５６に供給される。
【００１６】次に、ＡＧＣ回路５６では、入力された信
号の振幅が一定レベル，すなわちＡ／Ｄ変換器６０の入
力レンジの最大レベルΔになるように、振幅の調節が行
われる。図２の例では、同図（Ｃ）に示すゲート出力が
同図（Ｄ）に示すように増幅されて振幅がΔとなり、こ
れがＬＰＦ５８を介してＡ／Ｄ変換器６０に供給され
る。Ａ／Ｄ変換器６０では、入力された振幅Δのアナロ
グ信号がディジタル信号に変換される。
号の振幅が一定レベル，すなわちＡ／Ｄ変換器６０の入
力レンジの最大レベルΔになるように、振幅の調節が行
われる。図２の例では、同図（Ｃ）に示すゲート出力が
同図（Ｄ）に示すように増幅されて振幅がΔとなり、こ
れがＬＰＦ５８を介してＡ／Ｄ変換器６０に供給され
る。Ａ／Ｄ変換器６０では、入力された振幅Δのアナロ
グ信号がディジタル信号に変換される。
【００１７】他方、減算器５４では、入力コンポジット
信号からゲート出力の減算が行われ、図２（Ｅ）に示す
減算後の直流成分信号が遅延回路６４で遅延されてディ
ジタル処理回路６２に供給される。ディジタル処理回路
６２では、Ａ／Ｄ変換器６０で変換された交流成分のデ
ィジタル信号と、遅延回路６４から供給された直流成分
信号を用いてＹ−Ｃ分離のディジタル演算処理が行わ
れ、処理後のＹ及びＣ信号がそれぞれ出力される。
信号からゲート出力の減算が行われ、図２（Ｅ）に示す
減算後の直流成分信号が遅延回路６４で遅延されてディ
ジタル処理回路６２に供給される。ディジタル処理回路
６２では、Ａ／Ｄ変換器６０で変換された交流成分のデ
ィジタル信号と、遅延回路６４から供給された直流成分
信号を用いてＹ−Ｃ分離のディジタル演算処理が行わ
れ、処理後のＹ及びＣ信号がそれぞれ出力される。
【００１８】これらのディジタル信号は、Ｄ／Ａ変換器
６８でアナログ信号に変換され、更にＬＰＦ７０で折り
返しノイズが除去されて出力側のＡＧＣ回路７２に出力
される。このＡＧＣ回路７２には入力側のＡＧＣ回路５
６における振幅調整情報が送られており、変換後のアナ
ログ信号は元の振幅値に変換されて出力される（図２
（Ｆ）参照）。ＡＧＣ回路７２の出力信号は、一方では
そのまま出力され、他方では遅延回路６６から出力され
た直流成分信号と加算器７４で加算されて出力される
（図２（Ｇ）参照）。
６８でアナログ信号に変換され、更にＬＰＦ７０で折り
返しノイズが除去されて出力側のＡＧＣ回路７２に出力
される。このＡＧＣ回路７２には入力側のＡＧＣ回路５
６における振幅調整情報が送られており、変換後のアナ
ログ信号は元の振幅値に変換されて出力される（図２
（Ｆ）参照）。ＡＧＣ回路７２の出力信号は、一方では
そのまま出力され、他方では遅延回路６６から出力され
た直流成分信号と加算器７４で加算されて出力される
（図２（Ｇ）参照）。
【００１９】以上のように、本実施例によれば、入力信
号振幅はＡＧＣ回路５６でＡ／Ｄ変換器６０の入力レン
ジに調整された後にディジタル処理され、その後ＡＧＣ
回路５６による調整量に対応した逆調整がＡＧＣ回路７
２で行われて出力される。従って、入力信号の振幅値が
Ａ／Ｄ変換器６０の最大分解能レベル（１量子化ステッ
プ）の影響を受けるほど小さい場合、あるいは電源ライ
ンなどからのノイズの影響を受けてＳ／Ｎが悪くなるよ
うな場合には、ＡＧＣ回路５６による振幅値の増幅調整
が行われる。このため、Ａ／Ｄ変換によって生ずる量子
化ノイズや外来ノイズによるＳ／Ｎの劣化は良好に低減
されるようになる。
号振幅はＡＧＣ回路５６でＡ／Ｄ変換器６０の入力レン
ジに調整された後にディジタル処理され、その後ＡＧＣ
回路５６による調整量に対応した逆調整がＡＧＣ回路７
２で行われて出力される。従って、入力信号の振幅値が
Ａ／Ｄ変換器６０の最大分解能レベル（１量子化ステッ
プ）の影響を受けるほど小さい場合、あるいは電源ライ
ンなどからのノイズの影響を受けてＳ／Ｎが悪くなるよ
うな場合には、ＡＧＣ回路５６による振幅値の増幅調整
が行われる。このため、Ａ／Ｄ変換によって生ずる量子
化ノイズや外来ノイズによるＳ／Ｎの劣化は良好に低減
されるようになる。
【００２０】また、本実施例によれば、ＡＧＣ回路を用
いるため１つのＡ／Ｄ変換器でよく、またビット数を増
やしたり素子を高速化する必要がないという利点もあ
る。信号のクランプを行う必要がないので、全体として
簡便な回路構成となる。更に、コンポジット信号中の必
要な部分のみをゲート回路５０で取り出し、この部分に
ついてＡＧＣ回路５６による振幅調整を行ってＡ／Ｄ変
換を行うことで、必要部分のＳ／Ｎ向上を図ることもで
きる。
いるため１つのＡ／Ｄ変換器でよく、またビット数を増
やしたり素子を高速化する必要がないという利点もあ
る。信号のクランプを行う必要がないので、全体として
簡便な回路構成となる。更に、コンポジット信号中の必
要な部分のみをゲート回路５０で取り出し、この部分に
ついてＡＧＣ回路５６による振幅調整を行ってＡ／Ｄ変
換を行うことで、必要部分のＳ／Ｎ向上を図ることもで
きる。
【００２１】なお、本発明は、何ら上記実施例に限定さ
れるものではなく、例えば次のようなものも含まれる。 （１）前記実施例は、本発明をテレビジョンのコンポジ
ット信号のＹ−Ｃ分離に適用したものであるが、他のデ
ィジタル処理，例えば信号復調や補間などにも同様に適
用可能である。また、コンポジット信号以外の信号にも
同様に適用可能である。
れるものではなく、例えば次のようなものも含まれる。 （１）前記実施例は、本発明をテレビジョンのコンポジ
ット信号のＹ−Ｃ分離に適用したものであるが、他のデ
ィジタル処理，例えば信号復調や補間などにも同様に適
用可能である。また、コンポジット信号以外の信号にも
同様に適用可能である。
【００２２】（２）前記実施例では、出力側のＡＧＣ回
路７２によって、入力側のＡＧＣ回路５６と逆の振幅調
整を行って、信号振幅を元に戻すようにしたが、波形が
元に戻れば必ずしも振幅を元に戻す必要はない。別言す
れば、出力側のＡＧＣ回路７２によって、元の波形と同
一の波形又はその増幅波形となればよい。この場合、必
要があれば、遅延回路６６の出力側にその波形増幅に相
当する増幅率のアンプを設けるようにする。 （３）更に、図１に示した回路構成も、同様の作用を奏
するように種々設計変更が可能である。例えば、前記実
施例では、遅延回路６４の出力側を遅延回路６６に接続
したが、減算器５４の出力側を直接遅延回路６６に接続
し、遅延回路６４による遅延も遅延回路６６で行うよう
にしてよい。
路７２によって、入力側のＡＧＣ回路５６と逆の振幅調
整を行って、信号振幅を元に戻すようにしたが、波形が
元に戻れば必ずしも振幅を元に戻す必要はない。別言す
れば、出力側のＡＧＣ回路７２によって、元の波形と同
一の波形又はその増幅波形となればよい。この場合、必
要があれば、遅延回路６６の出力側にその波形増幅に相
当する増幅率のアンプを設けるようにする。 （３）更に、図１に示した回路構成も、同様の作用を奏
するように種々設計変更が可能である。例えば、前記実
施例では、遅延回路６４の出力側を遅延回路６６に接続
したが、減算器５４の出力側を直接遅延回路６６に接続
し、遅延回路６４による遅延も遅延回路６６で行うよう
にしてよい。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明による信号
処理回路によれば、第１のＡＧＣ回路で一定の振幅とな
るように調整を行なった後に信号のＡ／Ｄ変換を行うと
ともに、Ｄ／Ａ変換後の信号の波形を戻す振幅調整を第
２のＡＧＣ回路で行なうこととしたので、ビット数の増
大や素子の高速化を必要とすることなく、小振幅時にお
いても簡便な回路構成で良好にノイズの影響を低減する
ことができるという効果がある。
処理回路によれば、第１のＡＧＣ回路で一定の振幅とな
るように調整を行なった後に信号のＡ／Ｄ変換を行うと
ともに、Ｄ／Ａ変換後の信号の波形を戻す振幅調整を第
２のＡＧＣ回路で行なうこととしたので、ビット数の増
大や素子の高速化を必要とすることなく、小振幅時にお
いても簡便な回路構成で良好にノイズの影響を低減する
ことができるという効果がある。
【図１】本発明による信号処理回路の一実施例を示す回
路ブロック図である。
路ブロック図である。
【図２】前記実施例における主要部の信号波形の例を示
す波形図である。
す波形図である。
【図３】従来の信号処理回路の例を示す回路ブロック図
である。
である。
【図４】従来技術における小振幅信号と大振幅信号にお
けるノイズの影響を示す波形図である。
けるノイズの影響を示す波形図である。
５０…ゲート回路、５２…同期回路、５４…減算器、５
６…ＡＧＣ回路（第１のＡＧＣ回路）、５８，７０…Ｌ
ＰＦ、６０…Ａ／Ｄ変換器、６２…ディジタル処理回
路、６４，６６…遅延回路、６８…Ｄ／Ａ変換器、７２
…ＡＧＣ回路（第２のＡＧＣ回路）、７４…加算回路、
ＳＡ…水平同期信号、ＳＢ…カラーバースト信号、ＳＣ
…映像信号、Δ…入力レンジの最大レベル。
６…ＡＧＣ回路（第１のＡＧＣ回路）、５８，７０…Ｌ
ＰＦ、６０…Ａ／Ｄ変換器、６２…ディジタル処理回
路、６４，６６…遅延回路、６８…Ｄ／Ａ変換器、７２
…ＡＧＣ回路（第２のＡＧＣ回路）、７４…加算回路、
ＳＡ…水平同期信号、ＳＢ…カラーバースト信号、ＳＣ
…映像信号、Δ…入力レンジの最大レベル。
Claims (1)
- 【請求項１】 入力アナログ信号をＡ／Ｄ変換器でディ
ジタル信号に変換して所要の信号処理を行い、処理後の
ディジタル信号をＤ／Ａ変換器で出力アナログ信号に変
換する信号処理回路において、前記入力アナログ信号の
振幅をＡ／Ｄ変換器の入力レンジに対応した一定値とし
て出力する第１のＡＧＣ回路を、前記Ａ／Ｄ変換器の入
力側に設けるとともに、前記出力アナログ信号の振幅を
前記第１のＡＧＣ回路による振幅調整に対応して波形を
戻すように調整する第２のＡＧＣ回路を、前記Ｄ／Ａ変
換器の出力側に設けたことを特徴とする信号処理回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16207792A JPH05336402A (ja) | 1992-05-27 | 1992-05-27 | 信号処理回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16207792A JPH05336402A (ja) | 1992-05-27 | 1992-05-27 | 信号処理回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05336402A true JPH05336402A (ja) | 1993-12-17 |
Family
ID=15747651
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16207792A Pending JPH05336402A (ja) | 1992-05-27 | 1992-05-27 | 信号処理回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05336402A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1168851A2 (en) * | 2000-06-23 | 2002-01-02 | Sony United Kingdom Limited | Colour component signal interface circuit |
| US7982760B2 (en) | 2006-12-19 | 2011-07-19 | Canon Kabushiki Kaisha | Optical scanning apparatus and technique for correcting optical characteristics in an image forming apparatus that employs an electrostatic recording method or an electrophotographic recording method |
-
1992
- 1992-05-27 JP JP16207792A patent/JPH05336402A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1168851A2 (en) * | 2000-06-23 | 2002-01-02 | Sony United Kingdom Limited | Colour component signal interface circuit |
| EP1168851A3 (en) * | 2000-06-23 | 2005-02-09 | Sony United Kingdom Limited | Colour component signal interface circuit |
| US7982760B2 (en) | 2006-12-19 | 2011-07-19 | Canon Kabushiki Kaisha | Optical scanning apparatus and technique for correcting optical characteristics in an image forming apparatus that employs an electrostatic recording method or an electrophotographic recording method |
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