JPH05316720A - アクティブフィルタ型スイッチング電源 - Google Patents
アクティブフィルタ型スイッチング電源Info
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- JPH05316720A JPH05316720A JP14355792A JP14355792A JPH05316720A JP H05316720 A JPH05316720 A JP H05316720A JP 14355792 A JP14355792 A JP 14355792A JP 14355792 A JP14355792 A JP 14355792A JP H05316720 A JPH05316720 A JP H05316720A
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- active filter
- diode
- resistor
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 定常時における高い出力電圧精度と過渡時に
おけるオーバーシュート及び過渡状態の継続時間低減を
実現できる 【構成】 スイッチングトランジスタＱを有するＤＣ−
ＤＣコンバータ回路１０と、該コンバータ回路の出力電
圧Ｖo に比例した電圧と一定基準電圧Ｖr との差を制御
増幅器２２で増幅し該コンバータ回路のライン消費電流
を正弦波化するよう前記スイッチングトランジスタＱを
定電圧制御するアクティブフィルタ制御回路２０と、過
電圧保護回路３０とを具備する。前期制御増幅器２２の
出力端と逆相入力端との間に、抵抗Ｒ5 とコンデンサＣ
1 との直列接続と、抵抗Ｒ6 とダイオードＤ1 との直列
接続を並列に組み合わせた負帰還ループを、前記ダイオ
ードのカソード端が逆相入力端を向くように配置してい
る。
おけるオーバーシュート及び過渡状態の継続時間低減を
実現できる 【構成】 スイッチングトランジスタＱを有するＤＣ−
ＤＣコンバータ回路１０と、該コンバータ回路の出力電
圧Ｖo に比例した電圧と一定基準電圧Ｖr との差を制御
増幅器２２で増幅し該コンバータ回路のライン消費電流
を正弦波化するよう前記スイッチングトランジスタＱを
定電圧制御するアクティブフィルタ制御回路２０と、過
電圧保護回路３０とを具備する。前期制御増幅器２２の
出力端と逆相入力端との間に、抵抗Ｒ5 とコンデンサＣ
1 との直列接続と、抵抗Ｒ6 とダイオードＤ1 との直列
接続を並列に組み合わせた負帰還ループを、前記ダイオ
ードのカソード端が逆相入力端を向くように配置してい
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、アクティブフィルタ型
スイッチング電源に関し、更に詳しく述べると、ＤＣ−
ＤＣコンバータをアクティブフィルタとして制御するこ
とにより、高調波の発生を抑制して高力率化するスイッ
チング電源に関するものである。
スイッチング電源に関し、更に詳しく述べると、ＤＣ−
ＤＣコンバータをアクティブフィルタとして制御するこ
とにより、高調波の発生を抑制して高力率化するスイッ
チング電源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】アクティブフィルタ型スイッチング電源
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッチングトランジ
スタのオン−オフ動作を適切に制御することにより、ラ
イン消費電流を入力電圧と同相の正弦波とし、力率を大
幅に改善した電源装置である。この方式には次のような
利点がある。 入力電流波形が正弦波形になるため、入力電流のピー
ク値が下がること、広い入力電圧範囲に対応できるこ
と、装置の入力ライン設備の負担が軽くなること、
波形歪みが改善され、さまざまな高調波障害を低減でき
ること、入力電圧が安定するため、コンバータ回路を
小形化できること、
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッチングトランジ
スタのオン−オフ動作を適切に制御することにより、ラ
イン消費電流を入力電圧と同相の正弦波とし、力率を大
幅に改善した電源装置である。この方式には次のような
利点がある。 入力電流波形が正弦波形になるため、入力電流のピー
ク値が下がること、広い入力電圧範囲に対応できるこ
と、装置の入力ライン設備の負担が軽くなること、
波形歪みが改善され、さまざまな高調波障害を低減でき
ること、入力電圧が安定するため、コンバータ回路を
小形化できること、
【０００３】図２に代表的なアクティブフィルタ型スイ
ッチング電源の一例を示す。この電源は、主として昇圧
形ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０と、アクティブフィル
タ制御回路２０とを有する。この電源では、コンバータ
回路のスイッチングトランジスタＱをオン−オフ駆動し
てライン消費電流を商用電源入力電圧と同相の正弦波と
するように制御して力率を改善すると共に出力を定電圧
制御する。
ッチング電源の一例を示す。この電源は、主として昇圧
形ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０と、アクティブフィル
タ制御回路２０とを有する。この電源では、コンバータ
回路のスイッチングトランジスタＱをオン−オフ駆動し
てライン消費電流を商用電源入力電圧と同相の正弦波と
するように制御して力率を改善すると共に出力を定電圧
制御する。
【０００４】コンバータ回路１０は、負荷４０に対して
並列に配置されるスイッチングトランジスタＱ及び平滑
コンデンサＣと、負荷４０に対して直列に配置されるチ
ョークコイルＬ及びフライホイールダイオードＤなどか
らなる。スイッチングトランジスタＱがオンするとチョ
ークコイルＬに電流が流れてエネルギーが蓄積され、ス
イッチングトランジスタＱがオフしたとき、チョークコ
イルＬに蓄積されていたエネルギーが放出されフライホ
イールダイオードＤを通り平滑コンデンサＣで平滑化さ
れて負荷４０に供給される。スイッチングトランジスタ
Ｑのオン−オフの時比率により出力電圧Ｖo が決められ
ることになる。
並列に配置されるスイッチングトランジスタＱ及び平滑
コンデンサＣと、負荷４０に対して直列に配置されるチ
ョークコイルＬ及びフライホイールダイオードＤなどか
らなる。スイッチングトランジスタＱがオンするとチョ
ークコイルＬに電流が流れてエネルギーが蓄積され、ス
イッチングトランジスタＱがオフしたとき、チョークコ
イルＬに蓄積されていたエネルギーが放出されフライホ
イールダイオードＤを通り平滑コンデンサＣで平滑化さ
れて負荷４０に供給される。スイッチングトランジスタ
Ｑのオン−オフの時比率により出力電圧Ｖo が決められ
ることになる。
【０００５】アクティブフィルタ制御回路２０は、コン
バータ回路１０のチョークコイルＬに流れる電流ｉL に
相当する電圧を、入力電圧ｖinに比例する目標電圧と比
較しながら、スイッチングトランジスタＱをオン−オフ
することで、入力電流波形を入力電圧波形と同相の正弦
波に整形する。この時、比較する目標電圧に、出力電圧
Ｖo の検出信号を加味することで、出力の安定化を図っ
ている。この種の回路は既にＩＣ化されて市販されてお
り（例えば「ＴＤＡ4814」シーメンス社製）、僅かな外
付け部品の付加により構成できる。
バータ回路１０のチョークコイルＬに流れる電流ｉL に
相当する電圧を、入力電圧ｖinに比例する目標電圧と比
較しながら、スイッチングトランジスタＱをオン−オフ
することで、入力電流波形を入力電圧波形と同相の正弦
波に整形する。この時、比較する目標電圧に、出力電圧
Ｖo の検出信号を加味することで、出力の安定化を図っ
ている。この種の回路は既にＩＣ化されて市販されてお
り（例えば「ＴＤＡ4814」シーメンス社製）、僅かな外
付け部品の付加により構成できる。
【０００６】このアクティブフィルタ制御回路２０は、
制御増幅器２２、乗算器２４、比較器２６、状態レジス
タ２８等を備えている。出力電圧ＶO の分圧抵抗Ｒ1 ，
Ｒ2による分圧Ｖf と基準電圧Ｖr との差を制御増幅器
２２で増幅し、その制御電圧Ｖs と入力電圧瞬時値との
積（目標電圧）を乗算器２４で求める。スイッチングト
ランジスタＱの電流センス抵抗Ｒs の電圧降下（チョー
ク電流の瞬時値に相当する）と、前記乗算器２４からの
目標電圧とを比較器２６で比較し、状態レジスタ２８を
制御する。電流センス抵抗Ｒs の電圧降下が前記の目標
電圧に達した時に比較器２６は状態レジスタ２８をリセ
ットし、チョークコイルＬが放電を終了した時に状態レ
ジスタ２８をセットする。この動作によってスイッチン
グトランジスタＱはオン−オフを繰り返し、図３に示す
ように、チョーク電流ｉL は三角波となる。そのピーク
値は、乗算器２４による目標電圧に対応し、平均入力電
流ｉinはチョーク電流ｉL の半分になるので、結果とし
て入力電圧ｖinと同相の正弦波に整形され、同時に出力
電圧Ｖo は安定化される。
制御増幅器２２、乗算器２４、比較器２６、状態レジス
タ２８等を備えている。出力電圧ＶO の分圧抵抗Ｒ1 ，
Ｒ2による分圧Ｖf と基準電圧Ｖr との差を制御増幅器
２２で増幅し、その制御電圧Ｖs と入力電圧瞬時値との
積（目標電圧）を乗算器２４で求める。スイッチングト
ランジスタＱの電流センス抵抗Ｒs の電圧降下（チョー
ク電流の瞬時値に相当する）と、前記乗算器２４からの
目標電圧とを比較器２６で比較し、状態レジスタ２８を
制御する。電流センス抵抗Ｒs の電圧降下が前記の目標
電圧に達した時に比較器２６は状態レジスタ２８をリセ
ットし、チョークコイルＬが放電を終了した時に状態レ
ジスタ２８をセットする。この動作によってスイッチン
グトランジスタＱはオン−オフを繰り返し、図３に示す
ように、チョーク電流ｉL は三角波となる。そのピーク
値は、乗算器２４による目標電圧に対応し、平均入力電
流ｉinはチョーク電流ｉL の半分になるので、結果とし
て入力電圧ｖinと同相の正弦波に整形され、同時に出力
電圧Ｖo は安定化される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】出力電圧精度を向上さ
せるためには、制御増幅器２２は高い利得をもつ必要が
あり、力率改善を行うには、商用周波数での利得をゼロ
にする必要がある。そのため制御増幅器２２に抵抗Ｒ5
とコンデンサＣ1 との直列接続からなる負帰還ループを
設けて所望の利得−周波数特性を持たせている。
せるためには、制御増幅器２２は高い利得をもつ必要が
あり、力率改善を行うには、商用周波数での利得をゼロ
にする必要がある。そのため制御増幅器２２に抵抗Ｒ5
とコンデンサＣ1 との直列接続からなる負帰還ループを
設けて所望の利得−周波数特性を持たせている。
【０００８】この回路では、前記のように制御増幅器を
高利得とする必要があるために入力投入時にオーバーシ
ュート（出力電圧の増大）が生じる。オーバーシュート
を防止するためには、例えば出力電圧設定値よりも若干
高めの過電圧保護設定値を有する過電圧保護回路を設け
て、その過電圧保護設定値を超えないように（過電圧保
護設定値を超えるとスイッチングトランジスタがオフす
るように）制御することが考えられる。ところが、制御
増幅器２２が前記のような負帰還ループを有すると、過
渡状態（過電圧保護回路の動作状態）が長く続き、その
間、入力電流が乱れて高力率を実現できない問題が生じ
る。その過渡状態の継続時間は、過電圧保護設定値が出
力電圧設定値に近いほど長くなる。つまり、オーバーシ
ュートを抑えようとすると過渡状態が長く続き、逆に過
渡状態を短くしようとするとオーバーシュートが大きく
なる欠点があった。
高利得とする必要があるために入力投入時にオーバーシ
ュート（出力電圧の増大）が生じる。オーバーシュート
を防止するためには、例えば出力電圧設定値よりも若干
高めの過電圧保護設定値を有する過電圧保護回路を設け
て、その過電圧保護設定値を超えないように（過電圧保
護設定値を超えるとスイッチングトランジスタがオフす
るように）制御することが考えられる。ところが、制御
増幅器２２が前記のような負帰還ループを有すると、過
渡状態（過電圧保護回路の動作状態）が長く続き、その
間、入力電流が乱れて高力率を実現できない問題が生じ
る。その過渡状態の継続時間は、過電圧保護設定値が出
力電圧設定値に近いほど長くなる。つまり、オーバーシ
ュートを抑えようとすると過渡状態が長く続き、逆に過
渡状態を短くしようとするとオーバーシュートが大きく
なる欠点があった。
【０００９】本発明の目的は、上記のような技術的課題
を解決し、定常時における高い出力電圧精度と過渡時に
おけるオーバーシュート及び過渡状態の継続時間低減を
実現できるアクティブフィルタ型スイッチング電源を提
供することである。
を解決し、定常時における高い出力電圧精度と過渡時に
おけるオーバーシュート及び過渡状態の継続時間低減を
実現できるアクティブフィルタ型スイッチング電源を提
供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】従来の回路において、入
力投入時に過渡状態が長く継続する原因を究明した結
果、抵抗とコンデンサの直列接続のみからなる負帰還ル
ープを有する制御増幅器は、利得が高く且つ応答が遅い
ためであることが判明した。入力投入時、未だ出力電圧
Ｖo が所定の電圧に到達しない間、分圧Ｖf は基準電圧
Ｖr より低くなるので、制御増幅器２２の制御電圧Ｖs
は基準電圧Ｖr より高い値、即ち“Ｈ”レベルとなる。
この間、コンデンサＣ1 は充電される。次に出力電圧Ｖ
o が所定の電圧に到達して分圧Ｖf が基準電圧Ｖr 以上
になると、制御増幅器２２は反転して制御電圧Ｖs は基
準電圧Ｖr より低い値、即ち“Ｌ”レベルとなろうとす
る。しかし、商用周波数での利得をゼロにするため、コ
ンデンサＣ1 を大容量とし分圧抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 を高抵抗
にする必要があるから、コンデンサＣ1 に蓄積されてい
る電荷はなかなか放電せず、そのため制御電圧Ｖs は徐
々にしか下がらない。つまり、“Ｌ”レベルになるまで
に時間がかかる。このために、入力投入時における過渡
状態の継続時間が長くなっていたのである。
力投入時に過渡状態が長く継続する原因を究明した結
果、抵抗とコンデンサの直列接続のみからなる負帰還ル
ープを有する制御増幅器は、利得が高く且つ応答が遅い
ためであることが判明した。入力投入時、未だ出力電圧
Ｖo が所定の電圧に到達しない間、分圧Ｖf は基準電圧
Ｖr より低くなるので、制御増幅器２２の制御電圧Ｖs
は基準電圧Ｖr より高い値、即ち“Ｈ”レベルとなる。
この間、コンデンサＣ1 は充電される。次に出力電圧Ｖ
o が所定の電圧に到達して分圧Ｖf が基準電圧Ｖr 以上
になると、制御増幅器２２は反転して制御電圧Ｖs は基
準電圧Ｖr より低い値、即ち“Ｌ”レベルとなろうとす
る。しかし、商用周波数での利得をゼロにするため、コ
ンデンサＣ1 を大容量とし分圧抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 を高抵抗
にする必要があるから、コンデンサＣ1 に蓄積されてい
る電荷はなかなか放電せず、そのため制御電圧Ｖs は徐
々にしか下がらない。つまり、“Ｌ”レベルになるまで
に時間がかかる。このために、入力投入時における過渡
状態の継続時間が長くなっていたのである。
【００１１】本発明は、スイッチングトランジスタを有
するＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、該コンバータ回路の
出力電圧に比例した電圧と一定基準電圧との差を制御増
幅器で増幅し該コンバータ回路のライン消費電流を正弦
波化するよう前記スイッチングトランジスタを定電圧制
御するアクティブフィルタ制御回路とを具備しているア
クテティブフィルタ型のスイッチング電源である。上記
問題を解決するため、本発明では、前記制御増幅器の出
力端と逆相入力端との間に、抵抗とコンデンサとの直列
接続と、抵抗とダイオードとの直列接続を並列に組み合
わせた負帰還ループを、前記ダイオードのカソード端が
逆相入力端を向くように配置している。特に、抵抗とダ
イオードとの直列接続を付加する点に、本発明の特徴が
ある。
するＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、該コンバータ回路の
出力電圧に比例した電圧と一定基準電圧との差を制御増
幅器で増幅し該コンバータ回路のライン消費電流を正弦
波化するよう前記スイッチングトランジスタを定電圧制
御するアクティブフィルタ制御回路とを具備しているア
クテティブフィルタ型のスイッチング電源である。上記
問題を解決するため、本発明では、前記制御増幅器の出
力端と逆相入力端との間に、抵抗とコンデンサとの直列
接続と、抵抗とダイオードとの直列接続を並列に組み合
わせた負帰還ループを、前記ダイオードのカソード端が
逆相入力端を向くように配置している。特に、抵抗とダ
イオードとの直列接続を付加する点に、本発明の特徴が
ある。
【００１２】本発明のスイッチング電源には、通常、前
記コンバータ回路の出力電圧が設定値を超えた場合に前
記スイッチングトランジスタをオフする過電圧保護回路
が組み込まれる。
記コンバータ回路の出力電圧が設定値を超えた場合に前
記スイッチングトランジスタをオフする過電圧保護回路
が組み込まれる。
【００１３】
【作用】電源投入時のように出力電圧が低い場合、制御
増幅器の逆相入力側電圧（電源出力電圧の分圧）は同相
入力側電圧（一定基準電圧）より低いため、制御増幅器
の出力側電圧（制御電圧）は一定基準電圧より高い
“Ｈ”レベルにある。このときコンデンサは充電され
る。次に、電源出力電圧が所定の電圧に到達し、逆相入
力側電圧が同相入力側電圧（一定基準電圧）以上になっ
た場合、制御増幅器は反転して制御電圧は一定基準電圧
より低い“Ｌ”レベルになろうと低くなり始めると共
に、負帰還ループのコンデンサも放電を始める。この時
点では制御電圧が、まだ“Ｈ”レベルにあるため、コン
デンサの電荷は、抵抗とダイオードとの直列接続を通っ
て放電されることになる。こうして、制御電圧は速やか
に“Ｌ”レベルに達し、且つその間ダイオードがオン状
態で利得が低くなるため、オーバーシュートは生じ難く
なり、同時に過渡状態の継続時間も低減することにな
る。定常状態（定電圧動作）時はダイオードが逆バイア
スでオフ状態を保つため、ダイオードと直列接続してい
る抵抗は負帰還ループから外れることになり、高精度の
電源出力が得られる。
増幅器の逆相入力側電圧（電源出力電圧の分圧）は同相
入力側電圧（一定基準電圧）より低いため、制御増幅器
の出力側電圧（制御電圧）は一定基準電圧より高い
“Ｈ”レベルにある。このときコンデンサは充電され
る。次に、電源出力電圧が所定の電圧に到達し、逆相入
力側電圧が同相入力側電圧（一定基準電圧）以上になっ
た場合、制御増幅器は反転して制御電圧は一定基準電圧
より低い“Ｌ”レベルになろうと低くなり始めると共
に、負帰還ループのコンデンサも放電を始める。この時
点では制御電圧が、まだ“Ｈ”レベルにあるため、コン
デンサの電荷は、抵抗とダイオードとの直列接続を通っ
て放電されることになる。こうして、制御電圧は速やか
に“Ｌ”レベルに達し、且つその間ダイオードがオン状
態で利得が低くなるため、オーバーシュートは生じ難く
なり、同時に過渡状態の継続時間も低減することにな
る。定常状態（定電圧動作）時はダイオードが逆バイア
スでオフ状態を保つため、ダイオードと直列接続してい
る抵抗は負帰還ループから外れることになり、高精度の
電源出力が得られる。
【００１４】
【実施例】図１は、本発明に係るアクティブフィルタ型
スイッチング電源の一実施例を示す回路図である。ＤＣ
−ＤＣコンバータ回路１０及びアクティブフィルタ制御
回路２０の基本的な回路構成は、図２に示すものとほぼ
同様であるから、対応する部分に同一符号を付し、それ
らについての説明は省略する。本発明は、アクティブフ
ィルタ制御回路２０の制御増幅器２２の出力端と逆相入
力端との間に、抵抗Ｒ5 とコンデンサＣ1 との直列接続
と、抵抗Ｒ6 とダイオードＤ1 との直列接続を並列に組
み合わせた負帰還ループを、前記ダイオードのカソード
端が逆相入力端を向くように配置している。
スイッチング電源の一実施例を示す回路図である。ＤＣ
−ＤＣコンバータ回路１０及びアクティブフィルタ制御
回路２０の基本的な回路構成は、図２に示すものとほぼ
同様であるから、対応する部分に同一符号を付し、それ
らについての説明は省略する。本発明は、アクティブフ
ィルタ制御回路２０の制御増幅器２２の出力端と逆相入
力端との間に、抵抗Ｒ5 とコンデンサＣ1 との直列接続
と、抵抗Ｒ6 とダイオードＤ1 との直列接続を並列に組
み合わせた負帰還ループを、前記ダイオードのカソード
端が逆相入力端を向くように配置している。
【００１５】更に本実施例では、過電圧保護回路３０が
組み込まれている。この過電圧保護回路３０は、出力電
圧Ｖo を抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 により分圧し、その分圧電圧を
過電圧設定値Ｖp と比較器３２で比較し、過電圧設定値
Ｖp を超えた時にスイッチングトランジスタＱをオフす
る過電圧保護信号を発生する。そのため、この過電圧保
護信号とチョークコイルの動作状態信号（ダイオードＤ
を流れる電流のゼロクロス制御信号）との論理積をアン
ド回路３４でとり、出力電圧Ｖo が過電圧状態の間、ス
イッチングトランジスタＱを停止させるように制御す
る。
組み込まれている。この過電圧保護回路３０は、出力電
圧Ｖo を抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 により分圧し、その分圧電圧を
過電圧設定値Ｖp と比較器３２で比較し、過電圧設定値
Ｖp を超えた時にスイッチングトランジスタＱをオフす
る過電圧保護信号を発生する。そのため、この過電圧保
護信号とチョークコイルの動作状態信号（ダイオードＤ
を流れる電流のゼロクロス制御信号）との論理積をアン
ド回路３４でとり、出力電圧Ｖo が過電圧状態の間、ス
イッチングトランジスタＱを停止させるように制御す
る。
【００１６】電源投入時のように出力電圧Ｖo が低い場
合、制御電圧Ｖs が基準電圧Ｖr より高い“Ｈ”レベル
にある。この時コンデンサＣ1 は充電される。出力電圧
Ｖoが所定の電圧に到達した場合、制御増幅器２２は反
転して制御電圧Ｖs が基準電圧Ｖr より低い“Ｌ”レベ
ルになろうと低くなり始めると共に、コンデンサＣ1も
放電を始める。この時点では制御電圧Ｖs が、まだ
“Ｈ”レベルにあるため、コンデンサＣ1 の電荷は、抵
抗Ｒ6 とダイオードＤ1 との直列接続を通って放電され
ることになる。こうして制御電圧Ｖs はコンデンサＣ1
の放電に妨げられることなしに速やかに“Ｌ”レベルに
達し、且つその間ダイオードＤ1 がオン状態で利得が低
くなるため、オーバーシュートは生じ難くなり、同時に
過渡状態の継続時間も低減することになる。
合、制御電圧Ｖs が基準電圧Ｖr より高い“Ｈ”レベル
にある。この時コンデンサＣ1 は充電される。出力電圧
Ｖoが所定の電圧に到達した場合、制御増幅器２２は反
転して制御電圧Ｖs が基準電圧Ｖr より低い“Ｌ”レベ
ルになろうと低くなり始めると共に、コンデンサＣ1も
放電を始める。この時点では制御電圧Ｖs が、まだ
“Ｈ”レベルにあるため、コンデンサＣ1 の電荷は、抵
抗Ｒ6 とダイオードＤ1 との直列接続を通って放電され
ることになる。こうして制御電圧Ｖs はコンデンサＣ1
の放電に妨げられることなしに速やかに“Ｌ”レベルに
達し、且つその間ダイオードＤ1 がオン状態で利得が低
くなるため、オーバーシュートは生じ難くなり、同時に
過渡状態の継続時間も低減することになる。
【００１７】負帰還ループに必ずダイオードＤ1 を所定
の向きに設ける必要がある。もし、このダイオードＤ1
が無いと、分圧Ｖf は単純に出力電圧Ｖo の抵抗Ｒ3 ，
Ｒ4による分圧とはならず、制御電圧Ｖs によって、抵
抗Ｒ6 から流れ込む電流により左右され、結果として出
力電圧Ｖo が変化することになる。しかし負帰還ループ
にダイオードＤ1 があるため、制御電圧Ｖs が基準電圧
Ｖr 以下の時、出力電圧Ｖo が設定値で安定するように
回路設計を行えば、定常状態（定電圧動作）時には、ダ
イオードＤ1 がオフ状態を保つため、高精度の電源出力
が得られる。
の向きに設ける必要がある。もし、このダイオードＤ1
が無いと、分圧Ｖf は単純に出力電圧Ｖo の抵抗Ｒ3 ，
Ｒ4による分圧とはならず、制御電圧Ｖs によって、抵
抗Ｒ6 から流れ込む電流により左右され、結果として出
力電圧Ｖo が変化することになる。しかし負帰還ループ
にダイオードＤ1 があるため、制御電圧Ｖs が基準電圧
Ｖr 以下の時、出力電圧Ｖo が設定値で安定するように
回路設計を行えば、定常状態（定電圧動作）時には、ダ
イオードＤ1 がオフ状態を保つため、高精度の電源出力
が得られる。
【００１８】電源投入時の過渡状態継続時間の実測結果
を図４に示す。これは、条件を 入力電圧：１３５Ｖ（ＡＣ） 出力電圧設定値：３８５Ｖ 過電圧保護設定値：４００Ｖ に設定したときの出力電圧波形を示しており、Ａは抵抗
Ｒ6 及びダイオードＤ1が無い場合（従来技術）、Ｂは
抵抗Ｒ6 及びダイオードＤ1 を付加した場合（本発明）
である。定電圧動作領域（定常状態継続状態）ｔb に到
るまでの過電圧保護動作領域（過渡状態継続時間）ｔa
は、図４のＡに示すように、従来のスイッチング電源で
は約１．２秒程度あったものが、図４のＢに示すよう
に、本発明のスイッチング電源では、約０．１〜０．２
秒程度にまで大幅に短縮できた。
を図４に示す。これは、条件を 入力電圧：１３５Ｖ（ＡＣ） 出力電圧設定値：３８５Ｖ 過電圧保護設定値：４００Ｖ に設定したときの出力電圧波形を示しており、Ａは抵抗
Ｒ6 及びダイオードＤ1が無い場合（従来技術）、Ｂは
抵抗Ｒ6 及びダイオードＤ1 を付加した場合（本発明）
である。定電圧動作領域（定常状態継続状態）ｔb に到
るまでの過電圧保護動作領域（過渡状態継続時間）ｔa
は、図４のＡに示すように、従来のスイッチング電源で
は約１．２秒程度あったものが、図４のＢに示すよう
に、本発明のスイッチング電源では、約０．１〜０．２
秒程度にまで大幅に短縮できた。
【００１９】本発明は、このような構成のみに限定され
るものではない。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、上記の
昇圧形の場合のみならず、昇圧−降圧形やフライバック
コンバータにも適用可能である。
るものではない。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、上記の
昇圧形の場合のみならず、昇圧−降圧形やフライバック
コンバータにも適用可能である。
【００２０】
【発明の効果】本発明は、アクティブフィルタ制御回路
の制御増幅器に、抵抗とコンデンサとの直列接続と、抵
抗とダイオードとの直列接続を並列に組み合わせた負帰
還ループを設けて、その制御増幅器の制御電圧（出力電
圧）が基準電圧（入力電圧）より低くなろうとする時に
コンデンサの電荷が抵抗とダイオードとの直列接続を通
って放電されるため、制御電圧は速やかに基準電圧（入
力電圧）より低くなり、且つその間ダイオードがオン状
態で利得が低くなる。このためオーバーシュートは生じ
難くなり、同時に過渡状態の継続時間も低減することに
なる。また、定常状態（定電圧動作）時にはダイオード
が逆バイアスでオフ状態を保つため、ダイオードと直列
接続している抵抗は負帰還ループから外れることにな
り、高精度の電源出力が得られる。このように本発明で
は、アクティブフィルタ型の特徴を維持しつつ、過渡時
の速やかな安定化、定常化が可能となる。
の制御増幅器に、抵抗とコンデンサとの直列接続と、抵
抗とダイオードとの直列接続を並列に組み合わせた負帰
還ループを設けて、その制御増幅器の制御電圧（出力電
圧）が基準電圧（入力電圧）より低くなろうとする時に
コンデンサの電荷が抵抗とダイオードとの直列接続を通
って放電されるため、制御電圧は速やかに基準電圧（入
力電圧）より低くなり、且つその間ダイオードがオン状
態で利得が低くなる。このためオーバーシュートは生じ
難くなり、同時に過渡状態の継続時間も低減することに
なる。また、定常状態（定電圧動作）時にはダイオード
が逆バイアスでオフ状態を保つため、ダイオードと直列
接続している抵抗は負帰還ループから外れることにな
り、高精度の電源出力が得られる。このように本発明で
は、アクティブフィルタ型の特徴を維持しつつ、過渡時
の速やかな安定化、定常化が可能となる。
【図１】本発明に係るスイッチング電源の一実施例を示
す回路図。
す回路図。
【図２】従来のスイッチング電源の一例を示す回路図。
【図３】アクティブフィルタ型スイッチング電源の動作
波形図。
波形図。
【図４】電源投入時の出力電圧実測波形図。
１０ ＤＣ−ＤＣコンバータ回路 ２０ アクティブフィルタ制御回路 ２２ 制御増幅器 ３０ 過電圧保護回路 Ｄ1 ダイオード Ｒ6 抵抗
Claims (2)
- 【請求項１】 スイッチングトランジスタを有するＤＣ
−ＤＣコンバータ回路と、該コンバータ回路の出力電圧
に比例した電圧と一定基準電圧との差を制御増幅器で増
幅し該コンバータ回路のライン消費電流を正弦波化する
よう前記スイッチングトランジスタを定電圧制御するア
クティブフィルタ制御回路とを具備するアクティブフィ
ルタ型スイッチング電源において、前記制御増幅器の出
力端と逆相入力端との間に、抵抗とコンデンサとの直列
接続と、抵抗とダイオードとの直列接続を並列に組み合
わせた負帰還ループを、前記ダイオードのカソード端が
逆相入力端を向くように配置することを特徴とするアク
ティブフィルタ型スイッチング電源。 - 【請求項２】 コンバータ回路の出力電圧が設定値を超
えた場合に前記スイッチングトランジスタをオフする過
電圧保護回路を有する請求項１記載のスイッチング電
源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14355792A JP2654732B2 (ja) | 1992-05-08 | 1992-05-08 | アクティブフィルタ型スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14355792A JP2654732B2 (ja) | 1992-05-08 | 1992-05-08 | アクティブフィルタ型スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05316720A true JPH05316720A (ja) | 1993-11-26 |
| JP2654732B2 JP2654732B2 (ja) | 1997-09-17 |
Family
ID=15341514
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14355792A Expired - Lifetime JP2654732B2 (ja) | 1992-05-08 | 1992-05-08 | アクティブフィルタ型スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2654732B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07255168A (ja) * | 1994-01-05 | 1995-10-03 | Samsung Electron Co Ltd | 複数の信号を生成するためのｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2006129145A (ja) * | 2004-10-29 | 2006-05-18 | Daito Electron Co Ltd | アクティブフィルタ回路 |
-
1992
- 1992-05-08 JP JP14355792A patent/JP2654732B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07255168A (ja) * | 1994-01-05 | 1995-10-03 | Samsung Electron Co Ltd | 複数の信号を生成するためのｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2006129145A (ja) * | 2004-10-29 | 2006-05-18 | Daito Electron Co Ltd | アクティブフィルタ回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2654732B2 (ja) | 1997-09-17 |
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