JP2018085809A - 電圧変換装置、空調装置、電圧変換方法、及び制御プログラム - Google Patents

Abstract

【課題】負荷への出力電圧の供給を開始する際に、入力電圧が上昇した場合であっても、突入電流が発生しにくい電圧変換装置を提供する。
【解決手段】チョッパ回路１０は、直流の入力電圧Ｖｉｎを変圧すると共に、その変圧量を制御可能な変圧部、及び変圧部の出力を平滑化する出力キャパシタを有する。出力キャパシタの両端の電圧が、負荷に供給される出力電圧Ｖｏｕｔである。下位制御部４２は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧値Ｖｒｅｆに近づくように、変圧部を制御する。上位制御部４１は、負荷への出力電圧Ｖｏｕｔの供給が開始される際、出力電圧Ｖｏｕｔが予め定められた安全値に満たない場合に、目標電圧値Ｖｒｅｆを、安全値未満の初期値から安全値に向けて、予め定められた安全速度で増大させる始動制御、及び始動制御の後に、目標電圧値Ｖｒｅｆを、安全値以上の値に設定する通常制御、を行う。
【選択図】図２

Description

本発明は、電圧変換装置、空調装置、電圧変換方法、及び制御プログラムに関する。

室内を空調する空調装置において、負荷としての圧縮機とファンに安定した電力を供給するために、直流電圧を変圧する電圧変換装置が使用されている。電圧変換装置は、直流の入力電圧を変圧すると共に、その変圧量を制御可能な変圧部と、変圧部の出力を平滑化する出力キャパシタとを有する。出力キャパシタの両端の電圧が、負荷に供給される出力電圧である。

負荷に出力電圧を供給する前は、出力キャパシタが空の状態になっている。このため、負荷への出力電圧の供給を開始する際には、まず出力キャパシタを充電する大きな電流（以下、突入電流という。）が電圧変換装置の内部を流れる。この突入電流は、電圧変換装置の故障を招く。

そこで、負荷への出力電圧の供給を開始する際、出力キャパシタが徐々に充電されるように、変圧部において、まず入力電圧を降圧するソフトスタートを行う電圧変換装置が知られている（特許文献１及び２参照）。

特開２００７−２８８９７９号公報 特開２００５−３５４８６０号公報

特許文献１の手法では、ソフトスタート時の入力電圧の降圧率が固定である。従って、ソフトスタート中に入力電圧が上昇した場合は、それに伴って出力キャパシタへの印加電圧も上昇する。このため、ソフトスタートの開始後の、入力電圧の上昇の仕方によっては、突入電流が発生しうる。

特許文献２の手法では、ソフトスタート時の、入力電圧の降圧率の減少速度が固定である。従って、ソフトスタート中に入力電圧が上昇した場合には、その上昇がない場合に比べて、出力キャパシタへの印加電圧の上昇速度が大きくなる。このため、特許文献１の場合と同様、突入電流が発生しうる。

本発明の目的は、負荷への出力電圧の供給を開始する際に、入力電圧が上昇した場合であっても、突入電流が発生しにくい電圧変換装置及びこれを備える空調装置、電圧変換方法、並びに制御プログラムを提供することである。

上記目的を達成するために、本発明に係る電圧変換装置は、
直流の入力電圧を変圧すると共に、その変圧量を制御可能な変圧部、及び前記変圧部の出力を平滑化する出力キャパシタを有し、前記出力キャパシタの両端の電圧が、負荷に供給される出力電圧である電圧変換回路と、
前記出力電圧が目標電圧値に近づくように、前記変圧部における前記入力電圧の前記変圧量を制御する下位制御部と、
前記負荷への前記出力電圧の供給が開始される際、前記出力電圧が予め定められた安全値に満たない場合に、前記目標電圧値を、前記安全値未満の初期値から前記安全値に向けて、予め定められた安全速度で増大させる始動制御、及び前記始動制御の後に、前記目標電圧値を前記安全値以上の値に設定する通常制御、を行う上位制御部と、
を備える。

本発明によれば、負荷への出力電圧の供給を開始する際に、入力電圧が上昇した場合であっても、出力電圧は目標電圧値に近づけられる。目標電圧値を安全値未満の初期値から安全値に向けて安全速度で増大させることで、出力電圧も同様に変動する。このため、突入電流が発生しにくい。

実施形態１に係る電圧変換装置の構成を示す概念図 実施形態１に係る制御器の機能を示す概念図 実施形態１に係る上位制御部の通常制御を示すフローチャート 実施形態１に係る上位制御部の通常制御の結果を示すグラフ 実施形態１に係る上位制御部の始動制御を示すフローチャート 実施形態１に係る上位制御部の始動制御の結果を示すグラフ 実施形態２に係る上位制御部の始動制御の結果を示すグラフ 実施形態３に係る上位制御部の始動制御の結果を示すグラフ 実施形態４に係る上位制御部の始動制御の結果を示すグラフ 実施形態５に係る電圧変換装置の構成を示す概念図 実施形態５に係る制御器の機能を示す概念図 実施形態５に係る目標電流値設定処理のフローチャート 実施形態５に係るデューティ比設定処理のフローチャート 実施形態６に係る上位制御部の動作を示すフローチャート 実施形態７に係る上位制御部の動作を示すフローチャート 実施形態８に係る電圧変換装置の構成を示す概念図 実施形態９に係る電圧変換装置の構成を示す概念図 実施形態１０に係る鉄道車両用空調装置の構成を示す概念図

以下、図面を参照し、本発明の実施形態１に係る電圧変換装置について説明する。図中、同一又は対応する部分に同一の符号を付す。

［実施形態１］
図１に示すように、本実施形態に係る電圧変換装置１００は、直流の入力電圧Ｖｉｎを降圧もしくは昇圧して直流の出力電圧Ｖｏｕｔとして出力し、又は入力電圧Ｖｉｎをそのまま出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する電圧変換回路としてのチョッパ回路１０と、入力電圧Ｖｉｎを検出する入力電圧検出器２０と、出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧検出器３０と、入力電圧検出器２０及び出力電圧検出器３０の検出結果に基づいて、チョッパ回路１０を制御する制御器４０と、を備える。

チョッパ回路１０は、入力電圧Ｖｉｎを平滑化する入力キャパシタＣｉｎと、入力キャパシタＣｉｎによって平滑化された入力電圧Ｖｉｎを変圧する変圧部ＴＦと、変圧部ＴＦの出力を平滑化する出力キャパシタＣｏｕｔとを有する。出力キャパシタＣｏｕｔの両端の電圧が、負荷に供給される出力電圧Ｖｏｕｔである。

変圧部ＴＦの構成を説明する。入力電圧Ｖｉｎをチョッピングによって降圧する降圧用スイッチング素子としての降圧用トランジスタＱ１と、ダイオードＤ１との直接接続が、入力キャパシタＣｉｎに並列接続されている。

降圧用トランジスタＱ１は入力キャパシタＣｉｎの正極と接続され、ダイオードＤ１は入力キャパシタＣｉｎの負極と接続されている。降圧用トランジスタＱ１はダイオードＤ１にエミッタを向け、ダイオードＤ１は降圧用トランジスタＱ１にカソードを向けている。

また、入力電圧Ｖｉｎをチョッピングによって昇圧する昇圧用スイッチング素子としての昇圧用トランジスタＱ２と、ダイオードＤ２との直接接続が、出力キャパシタＣｏｕｔに並列接続されている。

昇圧用トランジスタＱ２は出力キャパシタＣｏｕｔの負極と接続され、ダイオードＤ２は入力キャパシタＣｉｎの正極と接続されている。昇圧用トランジスタＱ２はダイオードＤ２にコレクタを向け、ダイオードＤ２は昇圧用トランジスタＱ２にアノードを向けている。

また、降圧用トランジスタＱ１及びダイオードＤ１の直接接続と、昇圧用トランジスタＱ２及びダイオードＤ２の直接接続とは、リアクトルＬＥを介して接続されている。リアクトルＬＥの一端は、降圧用トランジスタＱ１とダイオードＤ１との間に接続され、他端は、昇圧用トランジスタＱ２とダイオードＤ２との間に接続されている。

降圧用トランジスタＱ１と昇圧用トランジスタＱ２は、共にＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）よりなる。降圧用トランジスタＱ１と昇圧用トランジスタＱ２は、それぞれゲート電圧がハイレベルのときオンし、ローレベルのときオフする。

制御器４０は、降圧用トランジスタＱ１に与えるゲート電圧ＧＰ１によって、降圧用トランジスタＱ１のオン／オフを制御すると共に、昇圧用トランジスタＱ２に与えるゲート電圧ＧＰ２によって、昇圧用トランジスタＱ２のオン／オフを制御する。

昇圧用トランジスタＱ２をオフした状態で、降圧用トランジスタＱ１をオンすると、リアクトルＬＥとダイオードＤ２を通じて出力キャパシタＣｏｕｔが充電されると共に、リアクトルＬＥに励磁エネルギが蓄えられる。この状態で、降圧用トランジスタＱ１をオフすると、ダイオードＤ１、リアクトルＬＥ、及びダイオードＤ２を流れる環流が生じ、リアクトルＬＥの励磁エネルギによって出力キャパシタＣｏｕｔが充電される。

このようにして、昇圧用トランジスタＱ２をオフした状態で、降圧用トランジスタＱ１のオンとオフを周期的に繰り返した場合の、出力キャパシタＣｏｕｔへの印加電圧の実行値、即ち出力電圧Ｖｏｕｔは、降圧用トランジスタＱ１のオン期間の１周期に対する割合をｄ１［％］とすると、（ｄ１／１００）・Ｖｉｎで与えられる。ｄ１を１００［％］未満とすることで降圧が実現され、降圧率はｄ１で制御できる。このように、チョッパ回路１０では、入力電圧Ｖｉｎを降圧すると共に、その降圧量を制御可能である。

なお、降圧用トランジスタＱ１のオン期間の１周期に対する割合ｄ１は、降圧用トランジスタＱ１に周期的なパルス状のゲート電圧ＧＰ１を与える場合に、そのゲート電圧ＧＰ１のデューティ比で制御できる。

また、降圧用トランジスタＱ１をオンした状態で、昇圧用トランジスタＱ２をオンすると、リアクトルＬＥに励磁エネルギが蓄えられる。この状態で、昇圧用トランジスタＱ２をオフすると、リアクトルＬＥの励磁エネルギで生じる逆起電力と、入力電圧Ｖｉｎとの和に相当する電圧が、ダイオードＤ２を通じて、出力キャパシタＣｏｕｔに印加される。

このようにして、降圧用トランジスタＱ１をオンした状態で、昇圧用トランジスタＱ２のオンとオフを周期的に繰り返した場合の出力電圧Ｖｏｕｔは、昇圧用トランジスタＱ２のオン期間の１周期に対する割合をｄ２［％］とすると、Ｖｉｎ／｛１−（ｄ２／１００）｝で与えられる。ｄ２を１００［％］未満とすることで昇圧が実現され、昇圧量はｄ２で制御できる。このように、チョッパ回路１０では、入力電圧Ｖｉｎを昇圧すると共に、その昇圧量を制御可能である。

なお、昇圧用トランジスタＱ２のオン期間の１周期に対する割合ｄ２は、昇圧用トランジスタＱ２に周期的なパルス状のゲート電圧ＧＰ２を与える場合に、そのゲート電圧ＧＰ２のデューティ比で制御できる。

また、降圧用トランジスタＱ１を常時オンし、かつ昇圧用トランジスタＱ２を常時オフした状態では、Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎとなる。つまり、チョッパ回路１０は、入力電圧Ｖｉｎをそのまま出力電圧Ｖｏｕｔとして出力することが可能である。

なお、降圧用トランジスタＱ１を常時オンすることは、ゲート電圧ＧＰ１のデューティ比を１００［％］とすることで実現され、昇圧用トランジスタＱ２を常時オフすることは、ゲート電圧ＧＰ２のデューティ比をゼロ［％］とすることで実現される。

次に、制御器４０の構成について説明する。制御器４０は、降圧用トランジスタＱ１にゲート電圧ＧＰ１を、また昇圧用トランジスタＱ２にはゲート電圧ＧＰ２を、それぞれ出力する駆動部４０ａと、駆動部４０ａを制御するプロセッサ４０ｂと、制御プログラム４０ｃを記憶するメモリ４０ｄと、を有する。

制御プログラム４０ｃは、制御器４０の機能を表すアルゴリズムを記述したものである。プロセッサ４０ｂが制御プログラム４０ｃを実行することで、制御器４０が、図２に示す上位制御部４１及び下位制御部４２として機能する。

図２に示すように、下位制御部４２は、出力電圧検出器３０で検出される出力電圧Ｖｏｕｔが、外部から与えられる目標電圧値Ｖｒｅｆに近づくように、チョッパ回路１０をフィードバック制御する。フィードバック制御では、駆動部４０ａから出力されるゲート電圧ＧＰ１及びＧＰ２の各々のデューティ比によって、入力電圧Ｖｉｎの降圧率又は昇圧率を調整することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧値Ｖｒｅｆに近づける。

具体的には、下位制御部４２は、目標電圧値Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔとの偏差Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔを求める比較部４３と、偏差Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔがゼロに近づくような、ゲート電圧ＧＰ１及びＧＰ２の各々のデューティ比を求めるデューティ比設定部４４と、デューティ比設定部４４で求められたデューティ比をもつゲート電圧ＧＰ１とＧＰ２を形成し、ゲート電圧ＧＰ１を降圧用トランジスタＱ１に、またゲート電圧ＧＰ２を昇圧用トランジスタＱ２にそれぞれ出力する駆動部４０ａと、を有する。

上位制御部４１が、下位制御部４２に目標電圧値Ｖｒｅｆを与える。上位制御部４１は、入力電圧検出器２０で検出された入力電圧Ｖｉｎと、出力電圧検出器３０で検出された出力電圧Ｖｏｕｔとに基づいて、目標電圧値Ｖｒｅｆを定める。

上位制御部４１が行う制御には、負荷への出力電圧Ｖｏｕｔの供給が開始される際の突入電流の発生を抑える始動制御と、負荷への出力電圧Ｖｏｕｔの供給が開始された後に行う通常制御とがある。以下、まず、通常制御について説明する。通常制御とは、出力電圧Ｖｏｕｔを、予め定められた定格区間に収める制御である。

ここで、定格区間とは、負荷にとって許容される出力電圧Ｖｏｕｔの変動幅を意味する。定格区間の上限値をＶａ、下限値をＶｂとする。以下、図３及び図４を参照し、通常制御について具体的に説明する。

図３に示すように、上位制御部４１はまず、入力電圧Ｖｉｎが、定格区間内であるか（Ｖｂ≦Ｖｉｎ≦Ｖａ）、定格区間の上限値より大きいか（Ｖｉｎ＞Ｖａ）、又は定格区間の下限値より小さいか（Ｖｉｎ＜Ｖｂ）を判定する（ステップＳ２１）。

上位制御部４１は、入力電圧Ｖｉｎが定格区間内であるとき（Ｖｂ≦Ｖｉｎ≦Ｖａ）、目標電圧値Ｖｒｅｆを、入力電圧Ｖｉｎと等しい値に設定する通過制御を行う（ステップＳ２２）。これに伴って、図２に示す下位制御部４２は、出力電圧Ｖｏｕｔを入力電圧Ｖｉｎと一致させるべく、降圧用トランジスタＱ１を常時オン、昇圧用トランジスタＱ２を常時オフするゲート電圧ＧＰ１及びＧＰ２を、チョッパ回路１０に出力する。

図４に示すように、目標電圧値Ｖｒｅｆを入力電圧Ｖｉｎと等しい値に設定することにより、期間Ｔ２、Ｔ４、及びＴ６で、入力電圧Ｖｉｎがそのまま出力され、出力電圧Ｖｏｕｔ＝入力電圧Ｖｉｎの波形が得られる。

図３に戻り、上位制御部４１は、ステップＳ２１で入力電圧Ｖｉｎが定格区間の上限値より大きいとき（Ｖｉｎ＞Ｖａ）、目標電圧値Ｖｒｅｆを、定格区間の上限値Ｖａに設定する降圧制御を行う（ステップＳ２３）。これに伴って、図２に示す下位制御部４２は、入力電圧Ｖｉｎを降圧させることで、出力電圧Ｖｏｕｔを定格区間の上限値Ｖａに一致させるべく、昇圧用トランジスタＱ２にデューティ比がゼロ［％］のゲート電圧ＧＰ２を、また降圧用トランジスタＱ１には、偏差Ｖａ−Ｖｏｕｔがゼロに近づくようなデューティ比をもつゲート電圧ＧＰ１を、それぞれ出力する。

図４に示すように、目標電圧値Ｖｒｅｆを上限値Ｖａに設定することにより、期間Ｔ１及びＴ５で、入力電圧Ｖｉｎが上限値Ｖａまで降圧され、出力電圧Ｖｏｕｔ＝上限値Ｖａの波形が得られる。

図３に戻り、上位制御部４１は、ステップＳ１で入力電圧Ｖｉｎが定格区間の下限値より小さいとき（Ｖｉｎ＜Ｖｂ）、目標電圧値Ｖｒｅｆを、定格区間の下限値Ｖｂに設定する昇圧制御を行う（ステップＳ２４）。これに伴って、図２に示す下位制御部４２は、入力電圧Ｖｉｎを昇圧させることで、出力電圧Ｖｏｕｔを定格区間の下限値Ｖｂに一致させるべく、降圧用トランジスタＱ１にデューティ比が１００［％］のゲート電圧ＧＰ１を、また昇圧用トランジスタＱ２には、偏差Ｖｂ−Ｖｏｕｔがゼロに近づくようなデューティ比をもつゲート電圧ＧＰ２を、それぞれ出力する。

図４に示すように、目標電圧値Ｖｒｅｆを下限値Ｖｂに設定することにより、期間Ｔ３で、入力電圧Ｖｉｎが下限値Ｖｂまで昇圧され、出力電圧Ｖｏｕｔ＝下限値Ｖｂの波形が得られる。

以上のように、通常制御によれば、出力電圧Ｖｏｕｔが定格区間に収められる。但し、通常制御のみでは、負荷への出力電圧Ｖｏｕｔの供給を開始する際に、チョッパ回路１０に突入電流が発生する場合がある。以下、具体的に説明する。

図１において、チョッパ回路１０に入力電圧Ｖｉｎを印加する前、即ち負荷への出力電圧Ｖｏｕｔの供給を開始する前は、出力キャパシタＣｏｕｔが空の状態になっている。この状態で、チョッパ回路１０に入力電圧Ｖｉｎを印加したとき、通常制御によって、出力キャパシタＣｏｕｔの両端の電圧が、ゼロから一気に定格区間内の値に高められる。このとき、チョッパ回路１０内を、出力キャパシタＣｏｕｔを充電する大きな突入電流が流れる。この突入電流は、チョッパ回路１０を構成する各素子の劣化、ひいては電圧変換装置１００の故障を招く。

そこで、この突入電流の発生を防止するために、上位制御部４１は、負荷への出力電圧Ｖｏｕｔの供給が開始される際に、出力キャパシタＣｏｕｔを徐々に充電させる始動制御を行う。以下、図５及び図６を参照し、始動制御について具体的に説明する。

図５に示すように、上位制御部４１は、負荷への出力電圧Ｖｏｕｔの供給が開始される際、まず目標電圧値Ｖｒｅｆを初期値としてゼロに設定する（ステップＳ１１）。これに伴って、図２に示す下位制御部４２は、入力電圧Ｖｉｎを降圧させることで、出力電圧Ｖｏｕｔをゼロに一致させるべく、昇圧用トランジスタＱ２にデューティ比がゼロ［％］のゲート電圧ＧＰ２を、また降圧用トランジスタＱ１にも、デューティ比がゼロ［％］のゲート電圧ＧＰ１を、それぞれ出力する。

次に、上位制御部４１は、目標電圧値Ｖｒｅｆを一定量増加させる（ステップＳ１２）。これに伴って、図２に示す下位制御部４２は、昇圧用トランジスタＱ２に出力しているゲート電圧ＧＰ２のデューティ比をゼロ［％］に保ったまま、降圧用トランジスタＱ１に出力しているゲート電圧ＧＰ１のデューティ比を、偏差Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔがゼロに近づくように増大させる。

次に、上位制御部４１は、出力電圧Ｖｏｕｔが、予め定められた安全値に達したか否かを判定する（ステップＳ１３）。上位制御部４１は、出力電圧Ｖｏｕｔが安全値に達していれば（ステップＳ１３；ＹＥＳ）、始動制御を終了し、上述した通常制御に移る。

ここで、安全値とは、入力電圧Ｖｉｎとの電位差が、突入電流が発生しない程度に小さくなるときの、出力電圧Ｖｏｕｔの値を意味する。出力キャパシタＣｏｕｔの両端の電圧が安全値に達すれば、入力電圧Ｖｉｎの典型的な値、具体的には、少なくとも、入力電圧Ｖｉｎの分布の半値幅に収まる入力電圧Ｖｉｎの値に対して、突入電流が発生しない。本実施形態では、安全値は、上述した定格区間の下限値Ｖｂに等しい値とする。

上位制御部４１は、出力電圧Ｖｏｕｔが安全値Ｖｂに達していない場合（ステップＳ１３；ＮＯ）、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに達したか否かを判定する（ステップＳ１４）。上位制御部４１は、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに達していれば（ステップＳ１４；ＹＥＳ）、始動制御を終了し、上述した通常制御に移る。

一方、上位制御部４１は、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎに達していなければ（ステップＳ１４；ＮＯ）、ステップＳ１２に戻り、再び目標電圧値Ｖｒｅｆを一定量増加させる（ステップＳ１２）。このようにして、ステップＳ１２が繰り返し行われることにより、目標電圧値Ｖｒｅｆが増大してゆく。

上位制御部４１は、ステップＳ１２での目標電圧値Ｖｒｅｆの増加量を、目標電圧値Ｖｒｅｆが予め定められた安全速度で増大するような値に定めている。即ち、上位制御部４１は、目標電圧値Ｖｒｅｆを予め定められた安全速度で増大させる。

ここで、安全速度とは、突入電流の発生が抑えられるような、即ちチョッパ回路１０内を流れる電流が許容値未満に抑えられるような、予め定められた時間当たりの出力電圧Ｖｏｕｔの上昇量を意味する。

上位制御部４１が目標電圧値Ｖｒｅｆを安全速度で増大させることに伴って、図２に示す下位制御部４２によって、出力電圧Ｖｏｕｔが安全速度で高められる。

図６を参照し、始動制御を行った場合の出力電圧Ｖｏｕｔの変動を、具体例を挙げて説明する。なお、入力電圧Ｖｉｎの変動に対して、下位制御部４２が出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧値Ｖｒｅｆに近づける速度が充分に速い。このため、図６では、理解を容易にするために、出力電圧Ｖｏｕｔの波形を、目標電圧値Ｖｒｅｆの波形と一致させて示す。

始動制御では、目標電圧値Ｖｒｅｆを安全速度で高めるため、入力電圧Ｖｉｎが、波形Ａｉｎのように変動する場合であっても、波形Ｂｉｎのように変動する場合であっても、出力電圧Ｖｏｕｔは、波形Ａｏｕｔ及びＢｏｕｔが示すように、初期値ゼロから、一定の勾配、即ち安全速度で徐々に上昇する。

入力電圧Ｖｉｎの波形Ａｉｎ及びＢｉｎが急峻な上昇ＲＺを示しても、出力電圧Ｖｏｕｔは、急峻に上昇するのではなく、安全速度で徐々に上昇するので、突入電流の発生が抑えられる。

入力電圧Ｖｉｎが、波形Ａｉｎのように、目標電圧値Ｖｒｅｆと交差しない場合は、出力電圧Ｖｏｕｔが安全値Ｖｂに達した時点ＴＡで始動制御が終了し、通常制御に移る。出力電圧Ｖｏｕｔが安全値Ｖｂに達すれば、定格区間内の入力電圧Ｖｉｎに対して、突入電流が発生しない。このため、通常制御に移行した時点ＴＡでも、突入電流は発生しない。

入力電圧Ｖｉｎが、波形Ｂｉｎのように、目標電圧値Ｖｒｅｆと交差する場合は、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎと等しい値に達した時点ＴＢで始動制御が終了し、通常制御に移る。出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎと等しい値に達すると、両電圧ＶｏｕｔとＶｉｎの電位差がゼロになるため、突入電流が発生しない。また、通常制御に移行した時点ＴＢで、出力電圧Ｖｏｕｔが定格区間の下限値Ｖｂまで立ち上げられるが、そのときは入力電圧Ｖｉｎより出力電圧Ｖｏｕｔが大きいため、突入電流は発生しない。

以上説明したように、実施形態によれば、負荷への出力電圧Ｖｏｕｔの供給を開始する際に、入力電圧Ｖｉｎが上昇ＲＺを示した場合であっても、出力電圧Ｖｏｕｔは目標電圧値Ｖｒｅｆに近づけられる。目標電圧値Ｖｒｅｆを安全値Ｖｂ未満の初期値ゼロから安全値Ｖｂに向けて安全速度で増大させることで、出力電圧Ｖｏｕｔも同様に変動する。つまり、出力電圧Ｖｏｕｔは、定格区間内の値へ一気に立ち上がるのではなく、安全値Ｖｂ未満の初期値ゼロから安全値Ｖｂに向けて安全速度で徐々に増大する。このため、突入電流の発生が抑えられる。

なお、特許文献１及び２に示される従来技術では、負荷への出力電圧Ｖｏｕｔの供給を開始する際の、変圧部ＴＦでの降圧率又はその降圧率の減少速度が固定であった。このため、入力電圧Ｖｉｎが上昇ＲＺを示した場合は、その上昇ＲＺの際に、突入電流が発生する場合があった。

これに対して、本実施形態では、始動制御の過程での、変圧部ＴＦにおける降圧率及びその降圧率の減少速度は、出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧値Ｖｒｅｆとの偏差をゼロに収束させるように、下位制御部４２によって調整される。このため、負荷への出力電圧Ｖｏｕｔの供給を開始する際に、入力電圧Ｖｉｎが上昇ＲＺを示す場合であっても、出力電圧Ｖｏｕｔは、安全値Ｖｂ未満の領域内において安全速度で増大することとなり、突入電流が発生しにくい。

また、本実施形態によれば、通常制御においては、目標電圧値Ｖｒｅｆが、安全値Ｖｂ以上の領域において予め定められた定格区間内の値に設定されるので、負荷に安定した電力を供給することができる。

［実施形態２］
上記実施形態では、安全値を定格区間の下限値Ｖｂとしたが、安全値は、通常制御を開始した際に突入電流が抑えられるような値であれば、特に限定されない。以下、その具体例を説明する。

図７に示すように、本実施形態では、安全値を定格区間の下限値Ｖｂより小さい値とする。安全値は、始動制御を終えた時点ＴＣで、その安全値から定格区間内の値に出力電圧Ｖｏｕｔが立ち上がった場合でも、突入電流が発生しないような値に定められる。

本実施形態によれば、安全値が定格区間の下限値Ｖｂより小さい値であるため、安全速度が同じ場合、実施形態１よりも速やかに始動制御を終えることができる。このため、負荷を速やかに始動できる。

［実施形態３］
上記実施形態では、図５のステップＳ１１で、目標電圧値Ｖｒｅｆの初期値をゼロに設定したが、目標電圧値Ｖｒｅｆの初期値は、始動制御を開始した際に突入電流が抑えられるような値であれば、特にゼロに限定されない。以下、その具体例を説明する。

図８に示すように、本実施形態では、始動制御を開始する際の、目標電圧値Ｖｒｅｆの初期値ＳＢがゼロを超える値に設定されうる。初期値ＳＢは可変であり、始動制御を開始した時点の、入力電圧Ｖｉｎの値に応じて、ゼロ以上、安全値未満の値に設定される。

具体的には、本実施形態では、図２に示す上位制御部４１は、始動制御を開始した時点の入力電圧Ｖｉｎが大きい程、突入電流が発生しやすいため、初期値ＳＢを小さな値に設定する。また、上位制御部４１は、始動制御を開始した時点の入力電圧Ｖｉｎが小さい程、突入電流が発生しにくいため、速やかに始動制御を終えるべく、初期値ＳＢを大きな値に設定する。上位制御部４１は、入力電圧Ｖｉｎの値と初期値ＳＢとの対応関係を表すテーブルを有していて、そのテーブルを用いて、初期値ＳＢを決定する。

本実施形態によれば、始動制御を開始する際の、目標電圧値Ｖｒｅｆの初期値ＳＢがゼロを超える値に設定されうるため、安全速度が同じ場合、実施形態１よりも速やかに始動制御を終えることができる。このため、負荷を速やかに始動できる。

［実施形態４］
図６〜図８には、目標電圧値Ｖｒｅｆが直線的に増大する様子を示したが、始動制御における目標電圧値Ｖｒｅｆの増大のさせ方は、突入電流を抑制できれば、特に限定されない。以下、その具体例を説明する。

図９に示すように、本実施形態では、始動制御において目標電圧値Ｖｒｅｆを段階的に増大させる。但し、１回の目標電圧値Ｖｒｅｆの増分は、突入電流の発生が抑えられる程度の値に制限される。本実施形態によっても、実施形態１と同様の効果が得られる。

［実施形態５］
上記実施形態では、下位制御部４２が、出力電圧Ｖｏｕｔの値を用いたフィードバック制御を行ったが、出力電圧Ｖｏｕｔの値だけでなく、チョッパ回路１０内を流れる電流の値をも用いたフィードバック制御を行ってもよい。以下、その具体例を説明する。

図１０に示すように、本実施形態に係る電圧変換装置２００は、図１に示した電圧変換装置１００に加えて、チョッパ回路１０内を流れる電流を検出する電流検出器５０を備える。電流検出器５０は、降圧用トランジスタＱ１とダイオードＤ１との直接接続へのリアクトルＬＥの接続点と、降圧用トランジスタＱ１のエミッタと、の間に配置されており、降圧用トランジスタＱ１からリアクトルＬＥに流れ込む電流（以下、リアクトル電流という。）ＩＬの値を検出する。

図１１に示すように、本実施形態に係る下位制御部４５は、出力電圧Ｖｏｕｔの値だけでなく、電流検出器５０で検出されたリアクトル電流ＩＬの値も用いて、チョッパ回路１０をフィードバック制御する。具体的には、下位制御部４５は、Ｐ（Proportional）Ｉ（Integral）制御を行う。以下、下位制御部４５の動作を詳細に説明する。

比較部４３が、上位制御部４１から与えられた目標電圧値Ｖｒｅｆと、出力電圧Ｖｏｕｔと、の偏差ΔＶ＝Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔを求める。

目標電流値設定部４６は、偏差ΔＶ＝Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔをゼロに近づけるチョッピングをチョッパ回路１０で行う場合の、リアクトル電流ＩＬの値を表す目標電流値ＩＬｒｅｆを求める。

図１２を参照し、目標電流値ＩＬｒｅｆを求める目標電流値設定処理について説明する。まず、目標電流値設定部４６は、比較部４３で求められた偏差ΔＶ＝Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔに、予め定められた比例項ゲインＧ１を掛けた値である比例項ＶＰを求める（ステップＳ３１）。

次に、目標電流値設定部４６は、求めた比例項ＶＰに対して、予め定められた上限値を超える場合に、比例項ＶＰをその上限値に制限する比例項リミット処理を施す（ステップＳ３２）。なお、ステップＳ３１で求めた比例項ＶＰが上限値以下の場合は、ステップＳ３２では、比例項ＶＰの値は不変である。

次に、目標電流値設定部４６は、偏差ΔＶに予め定められた積分項ゲインＧ２を掛けた値Ｇ２・ΔＶに、前回積分項ＶＩを加えた値である積分項ＶＩを求める（ステップＳ３３）。ここで、前回積分項ＶＩとは、この目標電流値設定処理の繰り返し周期、具体的には、出力電圧検出器３０のサンプリング周期に関して、１周期前の積分項ＶＩの値という意味である。なお、積分項ＶＩの初期値はゼロとする。

次に、目標電流値設定部４６は、求めた積分項ＶＩに対して、予め定められた上限値を超える場合に、積分項ＶＩをその上限値に制限する積分項リミット処理を施す（ステップＳ３４）。なお、ステップＳ３３で求めた積分項ＶＩが上限値以下の場合は、ステップＳ３４では、積分項ＶＩの値は不変である。

次に、目標電流値設定部４６は、比例項リミット処理が施された比例項ＶＰと、積分項リミット処理が施された積分項ＶＩとの和を求める（ステップＳ３５）。この和を、目標電流値ＩＬｒｅｆとする。なお、比例項ゲインＧ１と積分項ゲインＧ２がインピーダンスの逆数の次元をもつことで、目標電流値ＩＬｒｅｆが電流の次元をもつ。

次に、目標電流値設定部４６は、目標電流値ＩＬｒｅｆに対して、予め定められた限界値を超える場合に、目標電流値ＩＬｒｅｆをその限界値に制限する出力リミット処理を施す（ステップＳ３６）。

ここで、限界値とは、突入電流よりも小さな値、具体的には、降圧用トランジスタＱ１及びリアクトルＬＥの故障を招かない範囲で許される電流値の最大値を意味する。なお、ステップＳ３５で求めた目標電流値ＩＬｒｅｆが限界値以下の場合は、ステップＳ３６では、目標電流値ＩＬｒｅｆは不変である。

次に、目標電流値設定部４６は、出力リミット処理が施された目標電流値ＩＬｒｅｆを、図１１に示す比較部４７に出力し（ステップＳ３７）、再びステップＳ３１に戻る。このようにして、目標電流値設定処理が繰り返し行われる。

図１１に戻り、比較部４７は、目標電流値設定部４６によって出力された目標電流値ＩＬｒｅｆと、電流検出器５０で検出されたリアクトル電流ＩＬの値と、の偏差ΔＩ＝ＩＬｒｅｆ−ＩＬを求める。

デューティ比設定部４８は、偏差ΔＩ＝ＩＬｒｅｆ−ＩＬをゼロに近づけるチョッピングがなされるような、ゲート電圧ＧＰ１及びＧＰ２のデューティ比を求める。

図１３を参照し、偏差ΔＩからデューティ比を求めるデューティ比設定処理について説明する。まず、デューティ比設定部４８は、比較部４７で求められた偏差ΔＩ＝ＩＬｒｅｆ−ＩＬに、予め定められた比例項ゲインＧ３を掛けた値である比例項ＣＰを求める（ステップＳ４１）。

次に、デューティ比設定部４８は、求めた比例項ＣＰに対して、予め定められた上限値を超える場合に、比例項ＣＰをその上限値に制限する比例項リミット処理を施す（ステップＳ４２）。なお、ステップＳ４１で求めた比例項ＣＰが上限値以下の場合は、ステップＳ４２では、比例項ＣＰの値は不変である。

次に、デューティ比設定部４８は、偏差ΔＩに予め定められた積分項ゲインＧ４を掛けた値Ｇ４・ΔＩに、前回積分項ＣＩを加えた値である積分項ＣＩを求める（ステップＳ４３）。ここで、前回積分項ＣＩとは、このデューティ比設定処理の繰り返し周期、具体的には、電流検出器５０のサンプリング周期に関して、１周期前の積分項ＣＩの値という意味である。なお、積分項ＣＩの初期値はゼロとする。

次に、デューティ比設定部４８は、求めた積分項ＣＩに対して、予め定められた上限値を超える場合に、積分項ＣＩをその上限値に制限する積分項リミット処理を施す（ステップＳ４４）。なお、ステップＳ４３で求めた積分項ＣＩが上限値以下の場合は、ステップＳ４４では、積分項ＣＩの値は不変である。

次に、デューティ比設定部４８は、比例項リミット処理が施された比例項ＣＰと、積分項リミット処理が施された積分項ＣＩとの和を求める（ステップＳ４５）。この和を、ゲート電圧ＧＰ１及びＧＰ２のデューティ比ｄｕｔｙとする。なお、比例項ゲインＧ３と積分項ゲインＧ４が電流の逆数の次元をもつことで、比例項ＣＰと積分項ＣＩが無次元の値となる。

次に、デューティ比設定部４８は、デューティ比ｄｕｔｙに対して、予め定められた上限値を超える場合に、デューティ比ｄｕｔｙをその上限値に制限する出力リミット処理を施す（ステップＳ４６）。この上限値は、降圧用トランジスタＱ１と昇圧用トランジスタＱ２のスイッチング能力で決まる。なお、ステップＳ４５で求めたデューティ比ｄｕｔｙが上限値以下の場合は、ステップＳ４６では、目標電流値ＩＬｒｅｆは不変である。

次に、デューティ比設定部４８は、出力リミット処理が施されたデューティ比ｄｕｔｙの値を、図１１に示す駆動部４０ａに出力し（ステップＳ４７）、再びステップＳ４１に戻る。このようにして、デューティ比設定処理が繰り返し行われる。

図１１に戻り、駆動部４０ａは、デューティ比設定部４８から出力されたデューティ比ｄｕｔｙの値をもつゲート電圧ＧＰ１とＧＰ２を形成し、ゲート電圧ＧＰ１を降圧用トランジスタＱ１に、またゲート電圧ＧＰ２を昇圧用トランジスタＱ２にそれぞれ出力する。

以上説明したように、本実施形態によれば、下位制御部４５が、リアクトル電流ＩＬを監視しつつ、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧値Ｖｒｅｆに近づけるので、突入電流が発生する可能性を一層低減できる。つまり、目標電流値ＩＬｒｅｆに対してリアクトル電流ＩＬが大きくなった場合、電流偏差ΔＩが負数となる結果、チョッパ回路１０での降圧率が高められるので、リアクトル電流ＩＬが抑えられる。

また、目標電流値設定部４６が、出力リミット処理を行うので、始動制御において上位制御部４１が目標電圧値Ｖｒｅｆを速く増大させ過ぎたとしても、目標電流値ＩＬｒｅｆが突入電流より小さな限界値に制限される。このため、制御器４０の信頼性及びロバスト性を高めることができる。

また、以上の結果、リアクトル電流ＩＬが過大となることを抑えながら、可能な限り速い合理的な速度で出力キャパシタＣｏｕｔを充電できるため、始動制御を速やかに終えることができ、負荷を速やかに始動できる。

［実施形態６］
上記実施形態では、下位制御部４５の、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧値Ｖｒｅｆに近づける制御の速応性を固定したが、これを可変としてもよい。速応性は、ＰＩ制御のゲインＧ１〜Ｇ４によって調整できる。以下、その具体例を説明する。

本実施形態では、ゲインＧ１〜Ｇ４の各々を２段階に調整可能とする。ゲインＧ１〜Ｇ４の各々を相対的に大きい値に設定することで、下位制御部４５の速応性を高めることができる。つまり、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧値Ｖｒｅｆに収束させる速度を速めることができる。

図１４に示すように、本実施形態では、上位制御部４１が、始動制御に先立って、ゲインＧ１〜Ｇ４の各々を相対的に大きい値に設定する速応性向上ゲイン設定を行う（ステップＳ５０）。上位制御部４１は、始動制御を終えると（ステップＳ１０）、ゲインＧ１〜Ｇ４の各々を相対的に小さい値に設定する通常ゲイン設定を行い（ステップＳ６０）、通常制御に移る（ステップＳ２０）。

本実施形態によれば、下位制御部４５の速応性が高められた状態で始動制御を行うので、始動制御において出力電圧Ｖｏｕｔをきめ細かく制御できる。このため、突入電流の発生を抑えながら、より合理的な速度で出力キャパシタＣｏｕｔを充電できる。また、通常制御においては、ゲインＧ１〜Ｇ４の各々を相対的に小さい値に設定することで、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧値Ｖｒｅｆに近づける制御の定常安定性が高められうる。

［実施形態７］
上記実施形態では、チョッパ回路１０における入力電圧Ｖｉｎのチョッピングの周波数、特に降圧用スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を固定値としたが、これを可変としてもよい。降圧用スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数は、ゲート電圧ＧＰ１の周波数によって調整できる。以下、その具体例を説明する。

本実施形態では、降圧用トランジスタＱ１に出力するゲート電圧ＧＰ１の周波数を２段階に調整可能とする。ゲート電圧ＧＰ１の周波数を相対的に大きい値に設定することで、降圧を行う際の出力電圧Ｖｏｕｔのきめ細かな制御が可能となる。

図１５に示すように、本実施形態では、上位制御部４１が、始動制御に先立って、ゲート電圧ＧＰ１の周波数を相対的に大きい値に設定する高周波数設定を行う（ステップＳ７０）。駆動部４０ａは、高周波数設定で設定された周波数のゲート電圧ＧＰ１を降圧用トランジスタＱ１に出力する。上位制御部４１は、始動制御を終えると（ステップＳ１０）、ゲート電圧ＧＰ１の周波数を相対的に小さい値に戻す通常周波数設定を行い（ステップＳ８０）、通常制御に移る（ステップＳ２０）。

本実施形態によれば、ゲート電圧ＧＰ１の周波数が高められた状態で始動制御を行うので、始動制御において目標電圧値Ｖｒｅｆへの出力電圧Ｖｏｕｔの追従が小刻みになり、出力電圧Ｖｏｕｔをきめ細かく制御できる。このため、突入電流の発生を抑えながら、より合理的な速度で出力キャパシタＣｏｕｔを充電できる。

また、ゲート電圧ＧＰ１の周波数を高めることで、リアクトル電流ＩＬにリップルが生じることを抑制できる。この結果、出力キャパシタＣｏｕｔの劣化が抑制される。

［実施形態８］
上記実施形態では、降圧用トランジスタＱ１のスイッチングによる降圧で、突入電流を抑えたが、これに加えて、チョッパ回路１０の入力インピーダンスを高めることにより、突入電流を抑える機能を備えてもよい。以下、その具体例を説明する。

図１６に示すように、本実施形態に係るチョッパ回路１１は、図１に示すチョッパ回路１０のリアクトルＬＥに代えて、可変リアクトル回路ＶＬを備える。可変リアクトル回路ＶＬの合成インダクタンスが２段階に切り替え可能であることにより、チョッパ回路１１が、入力インピーダンスが相対的に小さい低インピーダンス状態と、入力インピーダンスが相対的に大きい高インピーダンス状態とに切り替え可能である。

可変リアクトル回路ＶＬは、一端が降圧用トランジスタＱ１とダイオードＤ１との間に接続された第１リアクトルＬＥ１と、一端がダイオードＤ２と昇圧用トランジスタＱ２との間に接続された第２リアクトルＬＥ２と、を有する。

第１リアクトルＬＥ１の他端と、第２リアクトルＬＥ２の他端との間に、第１スイッチＳＷ１が設けられている。第１リアクトルＬＥ１の一端と、第２リアクトルＬＥ２の他端との間に、第２スイッチＳＷ２が設けられている。第１リアクトルＬＥ１の他端と、第２リアクトルＬＥ２の一端との間に、第３スイッチＳＷ３が設けられている。

第１スイッチＳＷ１をオフ、第２スイッチＳＷ２と第３スイッチＳＷ３をオンした状態では、第１リアクトルＬＥ１と第２リアクトルＬＥ２とが並列接続される。これにより、可変リアクトル回路ＶＬが、合成リアクタンスの相対的に小さい状態となる。つまり、チョッパ回路１１は、低インピーダンス状態となる。

第１スイッチＳＷ１をオン、第２スイッチＳＷ２と第３スイッチＳＷ３をオフした状態では、第１リアクトルＬＥ１と第２リアクトルＬＥ２とが直列接続される。これにより、可変リアクトル回路ＶＬが、合成リアクタンスの相対的に大きい状態となる。つまり、チョッパ回路１１は、高インピーダンス状態となる。

制御器４０は、第１〜第３スイッチＳＷ１〜ＳＷ３の各々をオン／オフする切替部４０ｅを有する。プロセッサ４０ｂが切替部４０ｅを制御する。

プロセッサ４０ｂは、チョッパ回路１１が低インピーダンス状態のときに、電流検出器５０によって検出されたリアクトル電流ＩＬの値が、予め定められた第１閾値に達すると、切替部４０ｅに、チョッパ回路１１を高インピーダンス状態に切り替えさせる。これにより、リアクトル電流ＩＬが低減する。

また、プロセッサ４０ｂは、チョッパ回路１１が高インピーダンス状態のときに、リアクトル電流ＩＬの値が、予め定められた第２閾値を下回ると、切替部４０ｅに、チョッパ回路１１を低インピーダンス状態に切り替えさせる。これにより、下位制御部４２による出力電圧Ｖｏｕｔの制御のきめ細かさが改善される。

なお、チョッパ回路１１を高インピーダンス状態から低インピーダンス状態に切り替えた瞬間は、リアクトル電流ＩＬが上昇する。但し、高インピーダンス状態において第２閾値に相当するリアクトル電流ＩＬが流れている状態で、低インピーダンス状態に切り替えたときの、リアクトル電流ＩＬの値は、第１閾値より小さな値である。

本実施形態によれば、降圧用トランジスタＱ１のスイッチングによる降圧だけでなく、チョッパ回路１１の高インピーダンス状態への切り替えによっても、リアクトル電流ＩＬが低減される。このため、突入電流が発生する可能性を一層低減できる。

［実施形態９］
上記実施形態では、チョッパ回路１１のリアクタンス、特に誘導リアクタンスを調整することで、チョッパ回路１１の入力インピーダンスを高めたが、レジスタンスを調整することで入力インピーダンスを高めてもよい。以下、その具体例を説明する。

図１７に示すように、本実施形態に係るチョッパ回路１２は、図１に示したチョッパ回路１０に加えて、抵抗回路ＲＳを備える。抵抗回路ＲＳは、ダイオードＤ２と出力キャパシタＣｏｕｔの正極との間に設けられたスイッチＳＷと、スイッチＳＷに並列に接続された限流抵抗Ｒ１と、から構成される。

スイッチＳＷ１をオンした状態では、ダイオードＤ２と出力キャパシタＣｏｕｔの正極とが短絡される。これにより、チョッパ回路１２が低インピーダンス状態となる。スイッチＳＷ１をオフした状態では、ダイオードＤ２と出力キャパシタＣｏｕｔの正極との間に限流抵抗Ｒ１が介在する。これにより、チョッパ回路１２が高インピーダンス状態となる。

制御器４０は、スイッチＳＷをオン／オフする切替部４０ｆを有する。プロセッサ４０ｂは、チョッパ回路１２が低インピーダンス状態のときに、リアクトル電流ＩＬの値が第１閾値に達すると、切替部４０ｆに、チョッパ回路１２を高インピーダンス状態に切り替えさせる。また、プロセッサ４０ｂは、チョッパ回路１２が高インピーダンス状態のときに、リアクトル電流ＩＬの値が第２閾値を下回ると、切替部４０ｆに、チョッパ回路１２を低インピーダンス状態に切り替えさせる。本実施形態によっても、実施形態８と同様の効果が得られる。

［実施形態１０］
上記実施形態に係る電圧変換装置１００〜４００は、その用途は特に限定されないが、入力電圧Ｖｉｎの変動が生じやすい鉄道車両用空調装置に特に適する。以下、その具体例を説明する。

図１８に示すように、本実施形態では、電圧変換装置６５０が、鉄道車両用空調装置６００を構成している。電圧変換装置６５０には、上述した電圧変換装置１００〜４００が用いられる。鉄道車両用空調装置６００は、パンタグラフ９０１を通じて架線９０２から供給される交流電圧を変圧するトランス９０３の出力によって作動する。

まず、鉄道車両用空調装置６００の、電圧変換装置６５０より前段の構成を説明する。鉄道車両用空調装置６００は、トランス９０３からの電圧の印加をオン／オフする第１接触器６１０と、第１接触器６１０に直列接続された第２接触器６２１と、第２接触器６２１に並列接続された限流抵抗６２２と、第１接触器６１０に直列接続された交流リアクトル６３０と、交流リアクトル６３０とアースとの電位差が印加される整流器６４０と、を備える。

第１接触器６１０は、電圧変換装置６５０への電圧の印加を開始する際にオンされる。
第２接触器６２１は、電圧変換装置６５０で始動制御が行われる期間にはオフされ、電圧変換装置６５０で通常制御が行われる期間にはオンされる。交流リアクトル６３０は、サージを抑制する。

整流器６４０は、トランス９０３から出力される交流電圧を直流電圧に変換する。整流器６４０の出力が、電圧変換装置６５０の入力電圧Ｖｉｎである。電圧変換装置６５０は、入力電圧Ｖｉｎを、降圧もしくは昇圧させ、又はそのまま出力する。

次に、鉄道車両用空調装置６００の、電力変換装置６５０より後段の構成を説明する。鉄道車両用空調装置６００は、電圧変換装置６５０の出力電圧Ｖｏｕｔを交流電圧に変換するインバータ６６０と、インバータ６６０から出力される交流電圧によって作動し、冷凍サイクルを構成する冷凍サイクル装置６７０と、を備える。

冷凍サイクル装置６７０は、冷媒を圧縮する圧縮機６７１と、冷媒を液化させる室外熱交換器６７２と、冷媒を減圧する膨張器６７３と、冷媒を気化させる室内熱交換器６７４と、気体の冷媒と液体の冷媒とを分離する気液分離器６７５と、これら圧縮機６７１、室外熱交換器６７２、膨張器６７３、室内熱交換器６７４、及び気液分離器６７５を接続し、冷媒を流通させる冷媒配管６７６と、を有する。

また、冷凍サイクル装置６７０は、室内熱交換器６７４で温度調整された空気を鉄道車両の客室に送り込む室内送風機６７７と、室外熱交換器６７２で温度調整された空気を鉄道車両の外部に放出させる室外送風機６７８と、を有する。圧縮機６７１、室内送風機６７７、及び室外送風機６７８が、インバータ６６０によって給電されることで作動する。

本実施形態では、架線９０２に、変電所の給電区間を切り替えるためのセクション９０４が設けられており、セクション９０４では架線９０２からの給電が遮断されるので、入力電圧Ｖｉｎに急峻な変動が生じやすい。しかし、入力電圧Ｖｉｎが急峻に変動しても、電圧変換装置６５０において出力電圧Ｖｏｕｔの急峻な変動が抑制されるので、電圧変換装置６５０内での突入電流の発生が抑制されると共に、冷凍サイクル装置６７０の動作の安定化が図られる。

なお、図１８には、架線９０２から交流電圧が供給される構成を例示したが、架線９０２から直流電圧が供給される場合は、トランス９０３と整流器６４０とを省略できる。

以上、本発明の実施形態について説明した。本発明はこれに限られず、以下に述べる変形も可能である。

上記各実施形態では、電圧変換回路としてチョッパ回路を例示したが、電圧変換回路はチョッパ回路に限られない。電圧変換回路として、オペアンプを用いた負帰還回路で構成されるリニアレギュレータや、入力電圧Ｖｉｎを一旦交流に変換し、その交流電圧をトランスで昇圧もしくは降圧又は通過させた後、再度直流に変換するスイッチングレギュレータ等のＤＣ−ＤＣコンバータを用いてもよい。

上記各実施形態では、チョッパ回路１０、１１、及び１２の変圧部ＴＦが、入力電圧Ｖｉｎを降圧及び昇圧する機能を有したが、変圧部ＴＦは、必ずしも入力電圧Ｖｉｎを昇圧する機能は有していなくてもよく、入力電圧Ｖｉｎを降圧する機能及び入力電圧Ｖｉｎをそのまま出力する機能のみを有していてもよい。

図６〜図８には、目標電圧値Ｖｒｅｆが直線的に増大する様子を示し、図９には、目標電圧値Ｖｒｅｆが階段状に増大する様子を示したが、目標電圧値Ｖｒｅｆの増大のさせ方は、突入電流を抑制できれば、特に限定されない。予め定められた時間あたりの目標電圧値Ｖｒｅｆの増加量が安全速度に該当すれば、目標電圧値Ｖｒｅｆを非線形な曲線的に増大させてもよい。

図１に示す制御プログラム４０ｃをコンピュータにインストールすることで、そのコンピュータを制御器４０として機能させることもできる。制御プログラム４０ｃは、通信回線を介して配布してもよいし、光ディスク、磁気ディスク、光磁気ディスク、フラッシュメモリ等のコンピュータ読み取り可能な記録媒体に格納して配布してもよい。

１０，１１，１２…チョッパ回路（電圧変換回路）、２０…入力電圧検出器、３０…出力電圧検出器、４０…制御器、４０ａ…駆動部、４０ｂ…プロセッサ、４０ｃ…制御プログラム、４０ｄ…メモリ、４０ｅ，４０ｆ…切替部、４１…上位制御部、４２…下位制御部、４３…比較部、４４…デューティ比設定部、４５…下位制御部、４６…目標電流値設定部、４７…比較部、４８…デューティ比設定部、５０…電流検出器、１００，２００，３００，４００…電圧変換装置、６００…鉄道車両用空調装置（空調装置）、６１０…第１接触器、６２１…第２接触器、６２２…限流抵抗、６３０…交流リアクトル、６４０…整流器、６５０…電圧変換装置、６６０…インバータ、６７０…冷凍サイクル装置、６７１…圧縮機、６７２…室外熱交換器、６７３…膨張器、６７４…室内熱交換器、６７５…気液分離器、６７６…冷媒配管、６７７…室内送風機、６７８…室外送風機、９０１…パンタグラフ、９０２…架線、９０３…トランス、９０４…セクション、ＴＦ…変圧部、Ｃｉｎ…入力キャパシタ、Ｃｏｕｔ…出力キャパシタ、Ｑ１…降圧用トランジスタ（スイッチング素子）、Ｑ２…昇圧用トランジスタ（スイッチング素子）、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、ＬＥ…リアクトル、ＶＬ…可変リアクトル回路、ＬＥ１…第１リアクトル、ＬＥ２…第２リアクトル、ＳＷ１…第１スイッチ、ＳＷ２…第２スイッチ、ＳＷ３…第３スイッチ、ＲＳ…抵抗回路、ＳＷ…スイッチ、Ｒ１…限流抵抗、Ｖｉｎ…入力電圧、Ｖｏｕｔ…出力電圧、ＩＬ…リアクトル電流、Ｖｒｅｆ…目標電圧値、ＩＬｒｅｆ…目標電流値、ＳＢ…初期値、ＧＰ１，ＧＰ２…ゲート電圧、Ｖａ…定格区間の上限値、Ｖｂ…定格区間の下限値（安全値）、Ａｉｎ，Ｂｉｎ…入力電圧の波形、Ａｏｕｔ，Ｂｏｕｔ…出力電圧の波形、ＲＺ…入力電圧の上昇、ＴＡ，ＴＢ，ＴＣ…始動制御の終了時点、ΔＶ，ΔＩ…偏差、ｄｕｔｙ…デューティ比。

Claims (11)

1. 直流の入力電圧を変圧すると共に、その変圧量を制御可能な変圧部、及び前記変圧部の出力を平滑化する出力キャパシタを有し、前記出力キャパシタの両端の電圧が、負荷に供給される出力電圧である電圧変換回路と、
   前記出力電圧が目標電圧値に近づくように、前記変圧部における前記入力電圧の前記変圧量を制御する下位制御部と、
   前記負荷への前記出力電圧の供給が開始される際、前記出力電圧が予め定められた安全値に満たない場合に、前記目標電圧値を、前記安全値未満の初期値から前記安全値に向けて、予め定められた安全速度で増大させる始動制御、及び前記始動制御の後に、前記目標電圧値を前記安全値以上の値に設定する通常制御、を行う上位制御部と、
   を備える電圧変換装置。
2. 前記上位制御部が、前記出力電圧が前記安全値に達した場合、又は前記出力電圧が前記入力電圧に達した場合に、前記始動制御を終えて前記通常制御を行う、
   請求項１に記載の電圧変換装置。
3. 前記下位制御部が、
   前記目標電圧値と前記出力電圧との偏差に基づいて、前記電圧変換回路の内部を流れる電流の目標値である目標電流値を定める目標電流値設定部と、
   前記電圧変換回路の内部を流れる電流の値が前記目標電流値に近づくように、前記変圧部における前記入力電圧の前記変圧量を制御する回路制御部と、
   を有する請求項１又は２に記載の電圧変換装置。
4. 前記目標電流値設定部が、前記目標電流値を、予め定められた値以下に制限するリミット処理を行う、
   請求項３に記載の電圧変換装置。
5. 前記下位制御部が、前記出力電圧を前記目標電圧値に近づける制御の速応性を調整できるように構成されており、
   前記上位制御部が、前記始動制御を行う期間に、前記通常制御を行う期間よりも、前記下位制御部の前記速応性を高める、
   請求項１から４のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
6. 前記電圧変換回路が、前記変圧部を構成するスイッチング素子によって、前記入力電圧をチョッピングすることにより変圧するチョッパ回路よりなり、
   前記下位制御部が、前記始動制御が行われる期間に、前記通常制御が行われる期間よりも高い周波数で、前記スイッチング素子をスイッチングさせる、
   請求項１から５のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
7. 前記電圧変換回路が、入力インピーダンスが相対的に小さい低インピーダンス状態と、入力インピーダンスが相対的に大きい高インピーダンス状態とに切り替え可能であり、
   前記電圧変換回路の内部を流れる電流の値を検出する電流検出器と、
   前記電流検出器によって検出された電流の値が予め定められた値に達した場合に、前記電圧変換回路を前記高インピーダンス状態に切り替える切替部と、
   をさらに備える請求項１から６のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
8. 直流の入力電圧を変圧すると共に、その変圧量を制御可能な変圧部、及び前記変圧部の出力を平滑化する出力キャパシタを有し、前記出力キャパシタの両端の電圧が、負荷に供給される出力電圧であり、かつ入力インピーダンスが相対的に小さい低インピーダンス状態と、入力インピーダンスが相対的に大きい高インピーダンス状態とに切り替え可能な電圧変換回路と、
   前記出力電圧が目標電圧値に近づくように、前記変圧部における前記入力電圧の前記変圧量を制御する下位制御部と、
   前記電圧変換回路の内部を流れる電流の値を検出する電流検出器と、
   前記電流検出器によって検出された電流の値が予め定められた値に達した場合に、前記電圧変換回路を前記高インピーダンス状態に切り替える切替部と、
   を備える電圧変換装置。
9. 請求項１から８のいずれか１項に記載の電圧変換装置と、
   前記出力電圧に基づいて作動し、冷凍サイクルを構成する冷凍サイクル装置と、
   を備える空調装置。
10. 直流の入力電圧を変圧すると共に、その変圧量を制御可能な変圧部、及び前記変圧部の出力を平滑化する出力キャパシタを有し、前記出力キャパシタの両端の電圧が、負荷に供給される出力電圧である電圧変換回路を用いて、
    前記負荷への前記出力電圧の供給が開始される際、前記出力電圧が予め定められた安全値に満たない場合に、前記出力電圧が、前記安全値未満の予め定められた初期値に近づくように、前記変圧部での前記変圧量を制御するステップと、
    前記出力電圧が、前記初期値から前記安全値に向けて、予め定められた安全速度で増大するように、前記変圧部での前記変圧量を制御するステップと、
    を含む電圧変換方法。
11. 直流の入力電圧を変圧すると共に、その変圧量を制御可能な変圧部、及び前記変圧部の出力を平滑化する出力キャパシタを有し、前記出力キャパシタの両端の電圧が、負荷に供給される出力電圧である電圧変換回路を制御するコンピュータに、
    前記出力電圧が目標電圧値に近づくように、前記変圧部における前記入力電圧の前記変圧量を制御する下位制御機能と、
    前記負荷への前記出力電圧の供給が開始される際、前記出力電圧が予め定められた安全値に満たない場合に、前記目標電圧値を、前記安全値未満の初期値から前記安全値に向けて、予め定められた安全速度で増大させる始動制御、及び前記始動制御の後に、前記目標電圧値を前記安全値以上の値に設定する通常制御、を行う上位制御機能と、
    を実現させる制御プログラム。