JPH05315992A - 受信回路 - Google Patents
受信回路Info
- Publication number
- JPH05315992A JPH05315992A JP14341692A JP14341692A JPH05315992A JP H05315992 A JPH05315992 A JP H05315992A JP 14341692 A JP14341692 A JP 14341692A JP 14341692 A JP14341692 A JP 14341692A JP H05315992 A JPH05315992 A JP H05315992A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- oscillator
- local oscillator
- output
- oscillation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 位相同期ループ構成の局部発振器の周波数同
期時間の高速化を図る。 【構成】 第１局部発振器１２と、変調された受信信号
を第１局部発振器１２の出力を用いて第１中間周波信号
に変換する第１周波数変換回路１１と、位相同期ループ
で構成された第２局部発振器１４と、第２局部発振器１
４の出力を用いてこの第１中間周波信号を第２中間周波
信号に変換する第２周波数変換回路１３と、第１局部発
振器１２と第２局部発振器１４に周波数基準となる基準
発振出力を供給する可変周波数形の基準発振器１５と、
第２周波数変換回路１３の第２中間周波数の所望値から
の誤差に基づいてその誤差を抑圧するように基準発振器
１５の発振周波数を制御する自動周波数制御回路１６と
を備え、第２局部発振器１４の発振周波数に対し、基準
発振器１５の発振周波数との公約数周波数が大となるよ
うに許容範囲内でその真値に対して偏差を持たせる。
期時間の高速化を図る。 【構成】 第１局部発振器１２と、変調された受信信号
を第１局部発振器１２の出力を用いて第１中間周波信号
に変換する第１周波数変換回路１１と、位相同期ループ
で構成された第２局部発振器１４と、第２局部発振器１
４の出力を用いてこの第１中間周波信号を第２中間周波
信号に変換する第２周波数変換回路１３と、第１局部発
振器１２と第２局部発振器１４に周波数基準となる基準
発振出力を供給する可変周波数形の基準発振器１５と、
第２周波数変換回路１３の第２中間周波数の所望値から
の誤差に基づいてその誤差を抑圧するように基準発振器
１５の発振周波数を制御する自動周波数制御回路１６と
を備え、第２局部発振器１４の発振周波数に対し、基準
発振器１５の発振周波数との公約数周波数が大となるよ
うに許容範囲内でその真値に対して偏差を持たせる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、中間周波信号を得るた
めの局部発振器として位相同期ループ（ＰＬＬ）回路を
用いた受信回路に関するものである。
めの局部発振器として位相同期ループ（ＰＬＬ）回路を
用いた受信回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】例えばディジタル移動通信システムにお
いては、一般に、基地局または移動機の受信機にダブル
スーパヘテロダイン受信方式が用いられており、受信し
たＲＦ信号を第１の中間周波信号に変換しそれを更に第
２の中間周波信号に変換してから、その第２中間周波信
号を復調回路で復調してベースバンド信号を得ている。
いては、一般に、基地局または移動機の受信機にダブル
スーパヘテロダイン受信方式が用いられており、受信し
たＲＦ信号を第１の中間周波信号に変換しそれを更に第
２の中間周波信号に変換してから、その第２中間周波信
号を復調回路で復調してベースバンド信号を得ている。
【０００３】またかかるディジタル移動通信システムに
おいては、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式などのディジ
タル変調方式が採用されつつある。かかるディジタル変
調方式では、送信周波数とともに、復調回路に入力され
る受信周波数（第２中間周波数）の高精度の安定化が要
求される。
おいては、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式などのディジ
タル変調方式が採用されつつある。かかるディジタル変
調方式では、送信周波数とともに、復調回路に入力され
る受信周波数（第２中間周波数）の高精度の安定化が要
求される。
【０００４】図４には第２中間周波数の高安定化を図っ
た移動機用の受信回路の構成例が示される。この例は受
信方式としてダブルスーパヘテロダイン受信方式を、変
調方式としてπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式を採用した
ディジタル移動通信システムに適用されるものであり、
基地局からのＲＦ信号の周波数として８２０ＭHz〜９０
０ＭHz程度、第１中間周波数として１３０ＭHz、第２中
間周波数として４５５ｋHz（したがって第２局部発振周
波数として１２９．５４５ＭHz）が用いられている。こ
こで基地局からのＲＦ信号の周波数は０．１ppm 程度の
高安定度のものである。
た移動機用の受信回路の構成例が示される。この例は受
信方式としてダブルスーパヘテロダイン受信方式を、変
調方式としてπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式を採用した
ディジタル移動通信システムに適用されるものであり、
基地局からのＲＦ信号の周波数として８２０ＭHz〜９０
０ＭHz程度、第１中間周波数として１３０ＭHz、第２中
間周波数として４５５ｋHz（したがって第２局部発振周
波数として１２９．５４５ＭHz）が用いられている。こ
こで基地局からのＲＦ信号の周波数は０．１ppm 程度の
高安定度のものである。
【０００５】図４において、アンテナで受信されたＲＦ
信号は混合器１により第１局部発振器２の出力を用いて
第１中間周波信号に変換され、さらにその第１中間周波
信号は混合器３により第２局部発振器４’の出力を用い
て第２中間周波信号に変換される。この第１局部発振器
２は位相同期ループによる周波数シンセサイザで、また
第２局部発振器４’は位相同期ループで構成される。ま
た第１、第２局部発振器２、４’の動作の周波数基準と
して３ppm 程度の精度を持つ基準発振器５の発振周波数
（１２．８ＭHz）が用いられる。
信号は混合器１により第１局部発振器２の出力を用いて
第１中間周波信号に変換され、さらにその第１中間周波
信号は混合器３により第２局部発振器４’の出力を用い
て第２中間周波信号に変換される。この第１局部発振器
２は位相同期ループによる周波数シンセサイザで、また
第２局部発振器４’は位相同期ループで構成される。ま
た第１、第２局部発振器２、４’の動作の周波数基準と
して３ppm 程度の精度を持つ基準発振器５の発振周波数
（１２．８ＭHz）が用いられる。
【０００６】混合器３から出力される第２中間周波信号
は、後段の復調回路（図示しない）に入力されてベース
バンド信号が復調されると共に、自動周波数制御回路６
に入力されてその真値ｆIF2 からの誤差εIF2 が検出さ
れる。自動周波数制御回路６はその誤差εIF2 が無くな
るように基準発振器の発振周波数を制御する。このよう
に、周波数安定度が０．１ppm 程度と高精度な基地局か
らの受信波を参照してＡＦＣ動作を行うことにより、基
準発振器５は低精度のものであるにかかわらずその発振
周波数を高安定化することができ、よって第２中間周波
信号の周波数安定度も高めることができる。
は、後段の復調回路（図示しない）に入力されてベース
バンド信号が復調されると共に、自動周波数制御回路６
に入力されてその真値ｆIF2 からの誤差εIF2 が検出さ
れる。自動周波数制御回路６はその誤差εIF2 が無くな
るように基準発振器の発振周波数を制御する。このよう
に、周波数安定度が０．１ppm 程度と高精度な基地局か
らの受信波を参照してＡＦＣ動作を行うことにより、基
準発振器５は低精度のものであるにかかわらずその発振
周波数を高安定化することができ、よって第２中間周波
信号の周波数安定度も高めることができる。
【０００７】図５には第１局部発振器２の構成例が示さ
れる。この第１局部発振器２では、電圧制御発振器２１
からの出力は可変分周器２２で分周（２５ｋHzに分周）
されて、位相比較器２３の一方に入力端子に入力され
る。この位相比較器２３の他方の入力端子には基準発振
器５からの出力が分周器２４で分周（２５ｋHzに分周）
されて入力されている。位相比較器２３はこの二つの入
力波の位相誤差を検出し、その位相誤差を積分器２５を
通して電圧制御発振器２１に制御電圧として供給する。
これにより電圧制御発振器２１の出力（第１局部発振器
２の出力）は基準発振器５の出力に位相同期させられ
る。なお、可変分周器２２の分周比は受信チャネルの切
替え時にその選局データに基づいて第１中間周波数ｆ
IF1 を一定とするよう制御される。
れる。この第１局部発振器２では、電圧制御発振器２１
からの出力は可変分周器２２で分周（２５ｋHzに分周）
されて、位相比較器２３の一方に入力端子に入力され
る。この位相比較器２３の他方の入力端子には基準発振
器５からの出力が分周器２４で分周（２５ｋHzに分周）
されて入力されている。位相比較器２３はこの二つの入
力波の位相誤差を検出し、その位相誤差を積分器２５を
通して電圧制御発振器２１に制御電圧として供給する。
これにより電圧制御発振器２１の出力（第１局部発振器
２の出力）は基準発振器５の出力に位相同期させられ
る。なお、可変分周器２２の分周比は受信チャネルの切
替え時にその選局データに基づいて第１中間周波数ｆ
IF1 を一定とするよう制御される。
【０００８】図６には第２局部発振器４’の構成例が示
される。この第２局部発振器４’では、電圧制御発振器
４１’の出力は分周器４２で分周（５ｋHzに分周）され
て、位相比較器４３の一方の入力端子に入力される。こ
の位相比較器４３の他方の入力端子には基準発振器５か
らの出力が分周器４４で分周（５ｋHzに分周）されて入
力されている。位相比較器７３はこの二つの入力波の位
相誤差を検出してその位相誤差を積分器４５を通して電
圧制御発振器４１’に制御電圧として供給する。これに
より電圧制御発振器４１’の出力（第２局部発振器４の
出力）は基準発振器５の出力に位相同期させられる。
される。この第２局部発振器４’では、電圧制御発振器
４１’の出力は分周器４２で分周（５ｋHzに分周）され
て、位相比較器４３の一方の入力端子に入力される。こ
の位相比較器４３の他方の入力端子には基準発振器５か
らの出力が分周器４４で分周（５ｋHzに分周）されて入
力されている。位相比較器７３はこの二つの入力波の位
相誤差を検出してその位相誤差を積分器４５を通して電
圧制御発振器４１’に制御電圧として供給する。これに
より電圧制御発振器４１’の出力（第２局部発振器４の
出力）は基準発振器５の出力に位相同期させられる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ディジタル移動通信シ
ステムの移動機では、電源として電池を使用するため低
消費電力化を図る必要があり、そのため間欠受信による
バッテリーセービングを行っている。この間欠受信は例
えば７００ｍＳの周期で７ｍＳだけ受信機を動作させて
受信を行うというものであるが、この間欠受信時にも、
復調回路に入力される第２中間周波信号は高精度な周波
数安定度が得られなければならず、周波数安定度が悪い
と復調回路における復調に際してビット誤りを生じる。
ステムの移動機では、電源として電池を使用するため低
消費電力化を図る必要があり、そのため間欠受信による
バッテリーセービングを行っている。この間欠受信は例
えば７００ｍＳの周期で７ｍＳだけ受信機を動作させて
受信を行うというものであるが、この間欠受信時にも、
復調回路に入力される第２中間周波信号は高精度な周波
数安定度が得られなければならず、周波数安定度が悪い
と復調回路における復調に際してビット誤りを生じる。
【００１０】一方、第２局部発振器４’は位相同期ルー
プ構成であるため、その電圧制御発振器４１’の出力と
基準発振器５の出力とを位相比較するが、この位相比較
のため、両方の周波数を同じにする必要がある。このた
め分周器４２、４４でそれぞれの発振出力を分周してそ
れらの最大公約数となる周波数まで落としている。すわ
なち、１２．８ＭHzの基準発振器５の出力を分周器４４
で５ｋHzに落とし、１２４．５４５ＭHzの第２局部発振
器４の出力を分周器４２で５ｋHzに落としている。
プ構成であるため、その電圧制御発振器４１’の出力と
基準発振器５の出力とを位相比較するが、この位相比較
のため、両方の周波数を同じにする必要がある。このた
め分周器４２、４４でそれぞれの発振出力を分周してそ
れらの最大公約数となる周波数まで落としている。すわ
なち、１２．８ＭHzの基準発振器５の出力を分周器４４
で５ｋHzに落とし、１２４．５４５ＭHzの第２局部発振
器４の出力を分周器４２で５ｋHzに落としている。
【００１１】このように、第２局部発振器４’はその発
振周波数と基準発振器５の発振周波数との関係から、位
相同期ループの比較周波数（両方の発振周波数の最大公
約数となる周波数で、ここでは５ｋHz）が限定され、よ
って第２局部発振器４’の周波数同期時間の高速化には
限界がある。
振周波数と基準発振器５の発振周波数との関係から、位
相同期ループの比較周波数（両方の発振周波数の最大公
約数となる周波数で、ここでは５ｋHz）が限定され、よ
って第２局部発振器４’の周波数同期時間の高速化には
限界がある。
【００１２】このため、従来は第２局部発振器４の電圧
制御発振器４１’として、ＶＣＸＯ（電圧制御形水晶発
振器）等のゲインが比較的低く短期安定度が良いものを
用いており、それにより間欠受信中に発振周波数が変動
しないようにしている。ところが、このようにＶＣＸＯ
は、ＳＡＷ（表面弾性波）による電圧制御発振器などに
比べて回路が大型となるし、また高価でもある。
制御発振器４１’として、ＶＣＸＯ（電圧制御形水晶発
振器）等のゲインが比較的低く短期安定度が良いものを
用いており、それにより間欠受信中に発振周波数が変動
しないようにしている。ところが、このようにＶＣＸＯ
は、ＳＡＷ（表面弾性波）による電圧制御発振器などに
比べて回路が大型となるし、また高価でもある。
【００１３】本発明はかかる事情に鑑みてなされたもの
であり、その目的とするところは、位相同期ループ構成
の局部発振器の周波数同期時間の高速化を図ることにあ
り、それによりその電圧制御発振器としてＳＡＷ電圧制
御発振器などのような短期安定度が比較的悪いが、ゲイ
ンが高く、しかも回路の小型化が可能な発振器も使用で
きるようにすることにある。
であり、その目的とするところは、位相同期ループ構成
の局部発振器の周波数同期時間の高速化を図ることにあ
り、それによりその電圧制御発振器としてＳＡＷ電圧制
御発振器などのような短期安定度が比較的悪いが、ゲイ
ンが高く、しかも回路の小型化が可能な発振器も使用で
きるようにすることにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】図１は本発明に係る原理
説明図である。本発明の受信回路は、一つの形態とし
て、第１局部発振器１２と、変調された受信信号を第１
局部発振器１２の出力を用いて第１中間周波信号に変換
する第１周波数変換回路１１と、位相同期ループで構成
された第２局部発振器１４と、第２局部発振器１２の出
力を用いて第１中間周波信号を第２中間周波信号に変換
する第２周波数変換回路１３と、第１局部発振器１２と
第２局部発振器１４に周波数基準となる基準発振出力を
供給する可変周波数形の基準発振器１５と、第２周波数
変換回路１３の第２中間周波数の所望値からの誤差に基
づいてその誤差を抑圧するように基準発振器１５の発振
周波数を制御する自動周波数制御回路１６とを備え、第
２局部発振器１４の発振周波数に対し、基準発振器１５
の発振周波数との公約数周波数が大となるように許容範
囲内でその真値に対して偏差を持たせるよう構成したこ
とを特徴とするものである。
説明図である。本発明の受信回路は、一つの形態とし
て、第１局部発振器１２と、変調された受信信号を第１
局部発振器１２の出力を用いて第１中間周波信号に変換
する第１周波数変換回路１１と、位相同期ループで構成
された第２局部発振器１４と、第２局部発振器１２の出
力を用いて第１中間周波信号を第２中間周波信号に変換
する第２周波数変換回路１３と、第１局部発振器１２と
第２局部発振器１４に周波数基準となる基準発振出力を
供給する可変周波数形の基準発振器１５と、第２周波数
変換回路１３の第２中間周波数の所望値からの誤差に基
づいてその誤差を抑圧するように基準発振器１５の発振
周波数を制御する自動周波数制御回路１６とを備え、第
２局部発振器１４の発振周波数に対し、基準発振器１５
の発振周波数との公約数周波数が大となるように許容範
囲内でその真値に対して偏差を持たせるよう構成したこ
とを特徴とするものである。
【００１５】また本発明の受信回路は、他の形態とし
て、位相同期ループで構成された局部発振器と、この局
部発振器の出力を用いて、変調された受信信号を中間周
波信号に変換する周波数変換回路と、局部発振器に周波
数基準となる基準発振出力を供給する可変周波数形の基
準発振器と、周波数変換回路の中間周波数の所望値から
の誤差に基づいてその誤差を抑圧するように基準発振器
の発振周波数を制御する自動周波数制御回路とを備え、
局部発振器の発振周波数に対し、基準発振器の発振周波
数との公約数周波数が大となるように許容範囲内でその
真値に対して偏差を持たせるよう構成したことを特徴と
するものである。
て、位相同期ループで構成された局部発振器と、この局
部発振器の出力を用いて、変調された受信信号を中間周
波信号に変換する周波数変換回路と、局部発振器に周波
数基準となる基準発振出力を供給する可変周波数形の基
準発振器と、周波数変換回路の中間周波数の所望値から
の誤差に基づいてその誤差を抑圧するように基準発振器
の発振周波数を制御する自動周波数制御回路とを備え、
局部発振器の発振周波数に対し、基準発振器の発振周波
数との公約数周波数が大となるように許容範囲内でその
真値に対して偏差を持たせるよう構成したことを特徴と
するものである。
【００１６】上述の第２局部発振器は、基準発振器から
の基準発振出力を分周する第１の分周器と、第２局部発
振器の出力を分周する第２の分周器と、第１の分周器の
出力と第２の分周器の出力を位相比較する位相比較器
と、位相比較器の比較結果に応じて出力の発振周波数が
制御されてその出力を第２局部発振出力とする可変周波
数形発振器とを含み構成することができる。
の基準発振出力を分周する第１の分周器と、第２局部発
振器の出力を分周する第２の分周器と、第１の分周器の
出力と第２の分周器の出力を位相比較する位相比較器
と、位相比較器の比較結果に応じて出力の発振周波数が
制御されてその出力を第２局部発振出力とする可変周波
数形発振器とを含み構成することができる。
【００１７】また自動周波数制御回路では、所望値とし
て本来の中間周波数の真値に局部発振周波数の偏差を含
ませたものを用いることができる。
て本来の中間周波数の真値に局部発振周波数の偏差を含
ませたものを用いることができる。
【００１８】
【作用】第１の形態の受信回路においては、第２局部発
振周波数に許容範囲内で故意に偏差を持たせてあり、そ
れにより第２局部発振器１４内の位相同期ループの位相
比較周波数を従来よりも高くとれるようにしてある。同
様に第２の形態の受信回路においては、局部発振周波数
に許容範囲内で故意に偏差を持たせてあり、それにより
局部発振器内の位相同期ループの位相比較周波数を従来
よりも高くとれるようにしてある。これにより位相同期
ループの周波数同期時間の高速化を図ることができる。
振周波数に許容範囲内で故意に偏差を持たせてあり、そ
れにより第２局部発振器１４内の位相同期ループの位相
比較周波数を従来よりも高くとれるようにしてある。同
様に第２の形態の受信回路においては、局部発振周波数
に許容範囲内で故意に偏差を持たせてあり、それにより
局部発振器内の位相同期ループの位相比較周波数を従来
よりも高くとれるようにしてある。これにより位相同期
ループの周波数同期時間の高速化を図ることができる。
【００１９】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。図２には本発明の一実施例としての受信回路の全
体構成が示される。この実施例の受信回路はディジタル
移動通信システムの移動機に搭載されるものであり、変
調方式としてはπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式を用い、
受信方式としてはダブルスーパヘテロダイン受信方式を
用いている。
する。図２には本発明の一実施例としての受信回路の全
体構成が示される。この実施例の受信回路はディジタル
移動通信システムの移動機に搭載されるものであり、変
調方式としてはπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式を用い、
受信方式としてはダブルスーパヘテロダイン受信方式を
用いている。
【００２０】ここで、１はアンテナで受信した周波数ｆ
R のＲＦ信号を周波数ｆIF1 の第１中間周波信号に変換
するための混合器（または第１周波数変換回路）、２は
混合器１に対して周波数変換のための周波数ｆL1の第１
局部発振出力を供給する第１局部発振器である。この第
１局部発振器２の構成は前述の図５で示したものと同じ
である。
R のＲＦ信号を周波数ｆIF1 の第１中間周波信号に変換
するための混合器（または第１周波数変換回路）、２は
混合器１に対して周波数変換のための周波数ｆL1の第１
局部発振出力を供給する第１局部発振器である。この第
１局部発振器２の構成は前述の図５で示したものと同じ
である。
【００２１】第１局部発振器２の発振周波数はその真値
がｆL1、混合器１から出力される第１中間周波信号の周
波数はその真値がｆIF1 であるが、この第１局部発振器
２の発振周波数は真値ｆL1に対して温度変動や経時変化
等に起因する誤差εL1を含むので、第１中間周波信号の
周波数もその真値ｆIF1 に誤差εIF1 を含む。すなわ
ち、第１中間周波数の実際の値は、 ｆIF1 ＋εIF1 ＝ｆR −（ｆL1＋εL1）＝（ｆR −ｆL1）−εL1 である。
がｆL1、混合器１から出力される第１中間周波信号の周
波数はその真値がｆIF1 であるが、この第１局部発振器
２の発振周波数は真値ｆL1に対して温度変動や経時変化
等に起因する誤差εL1を含むので、第１中間周波信号の
周波数もその真値ｆIF1 に誤差εIF1 を含む。すなわ
ち、第１中間周波数の実際の値は、 ｆIF1 ＋εIF1 ＝ｆR −（ｆL1＋εL1）＝（ｆR −ｆL1）−εL1 である。
【００２２】３は混合器１から出力される第１中間周波
信号を周波数ｆIF2 の第２中間周波信号に変換するため
の混合器（または第２周波数変換回路）、４は混合器３
に対して周波数変換のための周波数ｆL2の第２局部発振
出力を供給する第２局部発振器である。この第２局部発
振器４の構成が図３に示される。この構成は前述の図６
で示したものとほぼ同じであるが、位相同期ループ内の
電圧制御発振器としては、電圧制御形水晶発振器（ＶＣ
ＸＯ）４１’に換えて、ＳＡＷ（表面弾性波）形の電圧
制御発振器４１が用いられている点が相違する。
信号を周波数ｆIF2 の第２中間周波信号に変換するため
の混合器（または第２周波数変換回路）、４は混合器３
に対して周波数変換のための周波数ｆL2の第２局部発振
出力を供給する第２局部発振器である。この第２局部発
振器４の構成が図３に示される。この構成は前述の図６
で示したものとほぼ同じであるが、位相同期ループ内の
電圧制御発振器としては、電圧制御形水晶発振器（ＶＣ
ＸＯ）４１’に換えて、ＳＡＷ（表面弾性波）形の電圧
制御発振器４１が用いられている点が相違する。
【００２３】混合器３から出力される第２中間周波信号
の周波数はその真値がｆIF2 であり、第２局部発振器４
の発振周波数はその真値がｆL2であるが、本発明ではこ
の真値ｆL2に加えて、許容される範囲で故意に周波数偏
差ΔｆL2を持たせてある。この周波数偏差ΔｆL2の大き
さは、第２局部発振器４における位相比較のための周波
数を高くする値、すなわち基準発振器５の出力の周波数
ｆ0 と第２局部発振器４の出力の周波数ｆL2＋ΔｆL2の
最大公約数の周波数が、従来の周波数ｆ0 （１２．８Ｍ
Hz）とｆL2（１２９．５４５ＭHz）の最大公約数の周波
数（５ｋHz）よりも高くなる値であり、かつ、この周波
数偏差ΔｆL2に基づいて第２中間周波数がその真値ｆ
IF2 から周波数偏差（−ΔｆL2）を生じても、後段にあ
る復調回路において復調に際して誤り率が大きくならな
い程度の許容される範囲の値とされる。
の周波数はその真値がｆIF2 であり、第２局部発振器４
の発振周波数はその真値がｆL2であるが、本発明ではこ
の真値ｆL2に加えて、許容される範囲で故意に周波数偏
差ΔｆL2を持たせてある。この周波数偏差ΔｆL2の大き
さは、第２局部発振器４における位相比較のための周波
数を高くする値、すなわち基準発振器５の出力の周波数
ｆ0 と第２局部発振器４の出力の周波数ｆL2＋ΔｆL2の
最大公約数の周波数が、従来の周波数ｆ0 （１２．８Ｍ
Hz）とｆL2（１２９．５４５ＭHz）の最大公約数の周波
数（５ｋHz）よりも高くなる値であり、かつ、この周波
数偏差ΔｆL2に基づいて第２中間周波数がその真値ｆ
IF2 から周波数偏差（−ΔｆL2）を生じても、後段にあ
る復調回路において復調に際して誤り率が大きくならな
い程度の許容される範囲の値とされる。
【００２４】例えば基準発振器５の発振周波数ｆ0 を１
２．８ＭHzとしたとき、第２局部発振器の発振周波数の
真値ｆIF2 ＝１２９．５４５ＭHzに対して１７２Hzの周
波数偏差ΔｆL2を持たせ、この偏差を持った第２中間周
波数を１２９．５４４８２８ＭHzとする。
２．８ＭHzとしたとき、第２局部発振器の発振周波数の
真値ｆIF2 ＝１２９．５４５ＭHzに対して１７２Hzの周
波数偏差ΔｆL2を持たせ、この偏差を持った第２中間周
波数を１２９．５４４８２８ＭHzとする。
【００２５】このように、第２局部発振器では、分周器
４２をｍ分周器、分周器４４をｎ分周器とし、基準発振
器５の基準周波数をｆ0 、電圧制御発振器４１の発振周
波数をｆV 、位相同期ループの比較周波数をｆc 、第２
局部発振周波数の真値をｆL2とすると、 ｆc ＝ｆ0 ／ｎ＝ｆV ／ｍ となるが、ここで、従来は電圧制御発振器４１の発振周
波数ｆV が、 ｆV ＝ｆL2 であったのに対して、本発明では、 ｆV ＝ｆL2＋ΔｆL2 のように偏差ΔｆL2を持たせてあるものである。
４２をｍ分周器、分周器４４をｎ分周器とし、基準発振
器５の基準周波数をｆ0 、電圧制御発振器４１の発振周
波数をｆV 、位相同期ループの比較周波数をｆc 、第２
局部発振周波数の真値をｆL2とすると、 ｆc ＝ｆ0 ／ｎ＝ｆV ／ｍ となるが、ここで、従来は電圧制御発振器４１の発振周
波数ｆV が、 ｆV ＝ｆL2 であったのに対して、本発明では、 ｆV ＝ｆL2＋ΔｆL2 のように偏差ΔｆL2を持たせてあるものである。
【００２６】なお第２局部発振器４の発振周波数は真値
ｆL2に対して温度変動や経時変化等に起因する誤差εL2
を含むので、第２中間周波信号の周波数もこの誤差εL2
に起因してその真値ｆIF2 に対して誤差εIF2 を含む。
すなわち、第２中間周波数の実際の値は、周波数偏差Δ
ｆL2も含めると、 ｆIF2 −ΔｆL2＋εIF2 ＝（ｆIF1 ＋εIF1 ）−（ｆL2＋ΔｆL2＋εL2） ＝｛（ｆR −ｆL1）−εL1｝−（ｆL2＋ΔｆL2＋εL2） ＝（ｆR −ｆL1−ｆL2）−ΔｆL2−（εL1＋εL2） である。
ｆL2に対して温度変動や経時変化等に起因する誤差εL2
を含むので、第２中間周波信号の周波数もこの誤差εL2
に起因してその真値ｆIF2 に対して誤差εIF2 を含む。
すなわち、第２中間周波数の実際の値は、周波数偏差Δ
ｆL2も含めると、 ｆIF2 −ΔｆL2＋εIF2 ＝（ｆIF1 ＋εIF1 ）−（ｆL2＋ΔｆL2＋εL2） ＝｛（ｆR −ｆL1）−εL1｝−（ｆL2＋ΔｆL2＋εL2） ＝（ｆR −ｆL1−ｆL2）−ΔｆL2−（εL1＋εL2） である。
【００２７】５は低精度（３ppm 程度）の電圧制御発振
器で構成される基準発振器であり、位相同期ループから
なる第１局部発振器２と第２局部発振器４に対して周波
数基準となる周波数（真値ｆ0 ＋誤差ε0 ）の基準発振
出力を供給する。この基準発振器５の出力はまた送信信
号の搬送波を作成するためにも用いられる。
器で構成される基準発振器であり、位相同期ループから
なる第１局部発振器２と第２局部発振器４に対して周波
数基準となる周波数（真値ｆ0 ＋誤差ε0 ）の基準発振
出力を供給する。この基準発振器５の出力はまた送信信
号の搬送波を作成するためにも用いられる。
【００２８】６は自動周波数制御（ＡＦＣ）回路であ
り、混合器３から出力される第２中間周波信号の周波数
を測定し、その実測値と所望値との誤差を検出し、その
誤差をアナログ電圧に変換して制御電圧として基準発振
器５に供給することにより、その誤差を低減するように
基準発振器５の発振周波数を制御しているものである。
自動周波数制御回路６は、この誤差検出のために所望値
をテーブルとして持つ。この所望値は第２中間周波信号
の周波数の真値ｆIF2 に、第２局部発振器４の出力の周
波数偏差ΔｆL2を含ませたもの、すなわち（ｆIF2 −Δ
ｆL2）に設定される。
り、混合器３から出力される第２中間周波信号の周波数
を測定し、その実測値と所望値との誤差を検出し、その
誤差をアナログ電圧に変換して制御電圧として基準発振
器５に供給することにより、その誤差を低減するように
基準発振器５の発振周波数を制御しているものである。
自動周波数制御回路６は、この誤差検出のために所望値
をテーブルとして持つ。この所望値は第２中間周波信号
の周波数の真値ｆIF2 に、第２局部発振器４の出力の周
波数偏差ΔｆL2を含ませたもの、すなわち（ｆIF2 −Δ
ｆL2）に設定される。
【００２９】したがって、本実施例回路では、自動周波
数制御回路６により、混合器３から出力される第２中間
周波信号の周波数が、 ｆIF2 −ΔｆL2＝ｆR −ｆL1−ｆL2−ΔｆL2 になるようＡＦＣ動作が行われる。このように、周波数
安定度が高い基地局からの受信ＲＦ信号を参照してＡＦ
Ｃ動作により制御されるものであるから、誤差εL1、ε
L2は除去され、基準発振器５や第２局部発振器の電圧制
御発振器２１の精度が低くてもそれらの発振周波数の周
波数安定度は高くなり、よって第２中間周波信号の周波
数安定度も高いものとなる。また、この基準発振器５の
出力に基づき作成される送信側の搬送波周波数も高安定
化できる。
数制御回路６により、混合器３から出力される第２中間
周波信号の周波数が、 ｆIF2 −ΔｆL2＝ｆR −ｆL1−ｆL2−ΔｆL2 になるようＡＦＣ動作が行われる。このように、周波数
安定度が高い基地局からの受信ＲＦ信号を参照してＡＦ
Ｃ動作により制御されるものであるから、誤差εL1、ε
L2は除去され、基準発振器５や第２局部発振器の電圧制
御発振器２１の精度が低くてもそれらの発振周波数の周
波数安定度は高くなり、よって第２中間周波信号の周波
数安定度も高いものとなる。また、この基準発振器５の
出力に基づき作成される送信側の搬送波周波数も高安定
化できる。
【００３０】以上のように、第２中間周波信号は真値の
ｆIF2 に対して周波数偏差ΔｆL2だけずれた値となる
が、第２局部発振器４で与える周波数偏差ΔｆL2は、混
合器３の後段の復調回路での復調の際の誤り率を大きく
しない程度の許容される範囲の大きさに設定されている
ので、復調動作には影響を与えない。
ｆIF2 に対して周波数偏差ΔｆL2だけずれた値となる
が、第２局部発振器４で与える周波数偏差ΔｆL2は、混
合器３の後段の復調回路での復調の際の誤り率を大きく
しない程度の許容される範囲の大きさに設定されている
ので、復調動作には影響を与えない。
【００３１】一方、第２局部発振器４での位相比較のた
めの周波数は従来の５ｋHzからｋHzに上げることができ
るため、その周波数同期時間が高速になり、その結果、
第２局部発振器４の位相同期ループ内の電圧制御発振器
４１として、ＶＣＸＯの代わりに、ＳＡＷ形電圧制御発
振器などの短期安定度が比較的悪いが、ゲインが高く、
しかも回路の小型化が可能な発振器を用いることができ
る。
めの周波数は従来の５ｋHzからｋHzに上げることができ
るため、その周波数同期時間が高速になり、その結果、
第２局部発振器４の位相同期ループ内の電圧制御発振器
４１として、ＶＣＸＯの代わりに、ＳＡＷ形電圧制御発
振器などの短期安定度が比較的悪いが、ゲインが高く、
しかも回路の小型化が可能な発振器を用いることができ
る。
【００３２】本発明の実施にあたっては種々の変形形態
が可能である。例えば上述の実施例では本発明をダブル
スーパヘテロダイン受信方式の受信機に適用した場合に
ついて述べたが、本発明はこれに限られるものではな
く、例えば通常の１段構成のスーパヘテロダイン受信方
式の受信機に適用してもよい。この場合も、局部発振器
としては位相同期ループ構成のものが用いられ、その発
振周波数がＡＦＣ回路により制御される。
が可能である。例えば上述の実施例では本発明をダブル
スーパヘテロダイン受信方式の受信機に適用した場合に
ついて述べたが、本発明はこれに限られるものではな
く、例えば通常の１段構成のスーパヘテロダイン受信方
式の受信機に適用してもよい。この場合も、局部発振器
としては位相同期ループ構成のものが用いられ、その発
振周波数がＡＦＣ回路により制御される。
【００３３】また本発明は、実施例のようなディジタル
移動通信システムの受信機だけに限られるものではな
く、一般の通信用の受信機にも勿論適用できるものであ
る。
移動通信システムの受信機だけに限られるものではな
く、一般の通信用の受信機にも勿論適用できるものであ
る。
【００３４】
【発明の効果】以上に説明したように、本発明によれ
ば、受信機において位相同期ループ構成の局部発振器の
周波数同期時間を高速化することができるようになり、
それによりその位相同期ループに用いる電圧制御発振器
としてＳＡＷ（表面弾性波）形の電圧制御発振器などの
ような短期安定度が比較的悪いが、ゲインが高く、しか
も回路の小型化が可能な発振器を使用できるようにな
る。
ば、受信機において位相同期ループ構成の局部発振器の
周波数同期時間を高速化することができるようになり、
それによりその位相同期ループに用いる電圧制御発振器
としてＳＡＷ（表面弾性波）形の電圧制御発振器などの
ような短期安定度が比較的悪いが、ゲインが高く、しか
も回路の小型化が可能な発振器を使用できるようにな
る。
【図１】本発明に係る原理説明図である。
【図２】本発明の一実施例としての受信回路を示す図で
ある。
ある。
【図３】実施例の受信回路における第２局部発振器の構
成例を示す図である。
成例を示す図である。
【図４】受信信号の周波数の高安定化を図った受信回路
の例を示す図である。
の例を示す図である。
【図５】図４の受信回路における第１局部発振器の構成
例を示す図である。
例を示す図である。
【図６】図４の受信回路における第２局部発振器の構成
例を示す図である。
例を示す図である。
１ 第１中間周波数変換用の混合器 ２ 第１局部発振器 ３ 第２中間周波数変換用の混合器 ４、４’ 第２局部発振器 ５ 基準発振器 ６ 自動周波数制御回路 ２１ 電圧制御発振器 ２２ 可変分周器 ２３、４３ 位相比較器 ２４、４２、４４ 分周器 ２５、４５ 積分器 ４１ ＳＡＷ電圧制御発振器 ４１’電圧制御形水晶発振器（ＶＸＣＯ）
Claims (4)
- 【請求項１】 第１局部発振器（１２）と、 変調された受信信号を該第１局部発振器（１２）の出力
を用いて第１中間周波信号に変換する第１周波数変換回
路（１１）と、 位相同期ループで構成された第２局部発振器（１４）
と、 該第１中間周波信号を該第２局部発振器（１４）の出力
を用いて第２中間周波信号に変換する第２周波数変換回
路（１３）と、 該第１局部発振器と該第２局部発振器に周波数基準とな
る基準発振出力を供給する可変周波数形の基準発振器
（１５）と、 該第２周波数変換回路の第２中間周波数の所望値からの
誤差に基づいてその誤差を抑圧するように該基準発振器
の発振周波数を制御する自動周波数制御回路（１６）と
を備え、 該第２局部発振器の発振周波数に対し、該基準発振器の
発振周波数との公約数周波数が大となるように許容範囲
内でその真値に対して偏差を持たせるよう構成したこと
を特徴とする受信回路。 - 【請求項２】 位相同期ループで構成された局部発振器
と、 該局部発振器の出力を用いて中間周波信号に変換する周
波数変換回路と、 該局部発振器に周波数基準となる基準発振出力を供給す
る可変周波数形の基準発振器と、 該周波数変換回路の中間周波数の所望値からの誤差に基
づいてその誤差を抑圧するように該基準発振器の発振周
波数を制御する自動周波数制御回路とを備え、 該局部発振器の発振周波数に対し、該基準発振器の発振
周波数との公約数周波数が大となるように許容範囲内で
その真値に対して偏差を持たせるよう構成したことを特
徴とする受信回路。 - 【請求項３】 該第２局部発振器は、 該基準発振器からの基準発振出力を分周する第１の分周
器と、 該第２局部発振器の出力を分周する第２の分周器と、 該第１の分周器の出力と第２の分周器の出力を位相比較
する位相比較器と、 該位相比較器の比較結果に応じて出力の発振周波数が制
御されてその出力を第２局部発振出力とする可変周波数
形発振器とを含み構成された請求項１または２記載の受
信回路。 - 【請求項４】 該自動周波数制御回路は、所望値として
本来の中間周波数の真値に局部発振周波数の偏差を含ま
せたものを用いるよう構成された請求項１〜３の何れか
に記載の受信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14341692A JP2752850B2 (ja) | 1992-05-08 | 1992-05-08 | 受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14341692A JP2752850B2 (ja) | 1992-05-08 | 1992-05-08 | 受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05315992A true JPH05315992A (ja) | 1993-11-26 |
| JP2752850B2 JP2752850B2 (ja) | 1998-05-18 |
Family
ID=15338257
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14341692A Expired - Fee Related JP2752850B2 (ja) | 1992-05-08 | 1992-05-08 | 受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2752850B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009289113A (ja) * | 2008-05-30 | 2009-12-10 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd | 情報収集装置、情報収集プログラム、及び情報収集方法 |
-
1992
- 1992-05-08 JP JP14341692A patent/JP2752850B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009289113A (ja) * | 2008-05-30 | 2009-12-10 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd | 情報収集装置、情報収集プログラム、及び情報収集方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2752850B2 (ja) | 1998-05-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5734970A (en) | Single oscillator transceiver with multiple frequency converters | |
| KR100579680B1 (ko) | 이동 전화기에서 간략화된 기준 주파수 분포 | |
| US5301367A (en) | Direct digital synthesizer for producing a modulated intermediate frequency in a radio apparatus | |
| KR960700578A (ko) | 자동 주파수 제어 장치(Automatic Frequency Control Apparatus) | |
| US6240147B1 (en) | Auto frequency control apparatus | |
| CN101023577A (zh) | 复合信号电路中数字噪声耦合的降低及可变中频的产生 | |
| JP4365814B2 (ja) | 受信機および無線通信装置 | |
| US7046968B2 (en) | Frequency correcting method for cellular phone terminal | |
| JPH09130291A (ja) | デュアルモード携帯電話端末のクロック分配方式 | |
| JPH1188219A (ja) | 受信機および送受信機 | |
| JP2752850B2 (ja) | 受信機 | |
| JP3203119B2 (ja) | 周波数シンセサイザ回路 | |
| JP2005051428A (ja) | 周波数シンセサイザおよび通信装置 | |
| JPH0799448A (ja) | Ｐｌｌ周波数シンセサイザ回路 | |
| JPH09261019A (ja) | 同期回路 | |
| JP3698543B2 (ja) | 無線受信機、無線送受信機及び無線受信機用回路 | |
| JP2796969B2 (ja) | 移動無線装置 | |
| JP3302301B2 (ja) | Ｐｌｌ発振器 | |
| JP2990535B2 (ja) | 無線送受信機の自動周波数制御方式 | |
| JPS5845860B2 (ja) | 変調回路 | |
| JPH09294089A (ja) | 周波数シンセサイザ回路 | |
| JPH05315949A (ja) | Ｐｌｌ制御方式 | |
| JPH0722846A (ja) | 周波数変換器 | |
| JPH0722980A (ja) | 時分割多重デジタル無線通信装置 | |
| JPH1041833A (ja) | 送信機及び通信機 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19980217 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |