JPH05292754A - ３レベル３相インバータ装置 - Google Patents

３レベル３相インバータ装置

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JPH05292754A
JPH05292754A JP4092636A JP9263692A JPH05292754A JP H05292754 A JPH05292754 A JP H05292754A JP 4092636 A JP4092636 A JP 4092636A JP 9263692 A JP9263692 A JP 9263692A JP H05292754 A JPH05292754 A JP H05292754A
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 ３相３レベルインバータにおいて、素子の最
小パルス巾制限の影響を受けず、優れた出力電圧を得る
パルス巾変調法を提案し、中性点電圧を制御する手段を
併せ提供する。 【構成】 変調回路をマイクロプロセッサ１で構成し、
１周期を６０度ごとに６つの区間に分け、各区間を電圧
ベクトルの頂点で決まる４つの三角形の領域に分け、出
力電圧指令をベクトルとして与え、このベクトルが属す
る区間と領域を判定する手段を有し、この領域に応じて
インバータの電圧ベクトルとその出力順序をあらかじめ
決めて記憶する電圧ベクトル選択回路８を有し、上記順
序はどれかの１相を１回スィッチングすることにより移
行できる電圧ベクトルを順次出力するように決められて
おり、この順次出力する電圧ベクトルのそのキャリア周
期での時間平均が上記指令ベクトルに一致するように変
調する。 【効果】 優れた出力電圧波形を得ると共に中性点電圧
が制御できる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、トランジスタやＧＴ
Ｏサイリスタなどのスィッチング素子を用いたインバー
タのうち、いわゆる３レベルインバータあるいはＮＰＣ
インバータ（Neutral Point Clamped インバータの略
語）とも呼ばれる３相インバータのパルス巾変調（以下
ＰＷＭと略）の制御方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】スィッチング素子としてＧＴＯを用いた
３レベルインバータの例を図２０に示す。この回路は、
中性点出力端子を有する直流電源の正極と負極間に、順
次、第１、第２、第３及び第４のスィッチング素子Ｓ
１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４を直列接続するとともに、該第１
と第２のスィッチング素子の接続点及び第３と第４のス
ィッチング素子の接続点がそれぞれダイオードなどのク
ランプ素子を介して前記中性点出力端子に接続されてお
り、第２と第３のスィッチング素子の接続点が出力端子
とされたものである。通常の２レベルインバータは正負
２つの電圧レベルしか出力できないが、この回路では、
次のように３つの電圧レベルを出力することができる。 （ａ）Ｓ１とＳ２がオンの時： 直流電源の正の電位 （ｂ）Ｓ２とＳ３がオンの時： 直流電源の零の電位 （ｃ）Ｓ３とＳ４がオンの時： 直流電源の負の電位 その結果、この単相回路を３組設けた図２１の３相イン
バータは、２レベルインバータと比較して、出力電圧の
高調波を少なくすることが出来る。
【０００３】この３レベル３相インバータの制御方式と
して従来から種々の方式が発表されている。例えば、特
開平２−２６１０６３号公報「インバータ装置と交流電
動機駆動システム」も３レベルインバータの制御に関す
るもので、同公報の図１では搬送波と各相の出力電圧指
令値の交点でスィッチングを行うＰＷＭパルス演算器を
用いることが述べられている。この引例では、直流電源
の中性点の電圧変動を少なくするために、ＰＷＭパルス
演算器に３相共通の零相電圧指令演算器の信号を与える
制御方式が提案されている。しかし、ここで採用されて
いるＰＷＭ方式は通常の三角波比較でスィッチング時間
を設定するもので、スィッチング素子のスィッチング特
性の遅れによる制約、即ち最小オン時間（Ｔonmin）と
最小オフ時間（Ｔoffmin）の影響が考慮されていないの
で、トランジスタなどスィッチングの速い素子の場合は
よいが、スィッチングが遅く、５０から１００マイクロ
秒の長い最小オン時間（Ｔonmin）と最小オフ時間（Ｔo
ffmin）の制限のあるＧＴＯサイリスタの場合は、正弦
波の出力電圧指令を与えても、歪の多い出力波形しか得
ることが出来ない。それは、ＴonminやＴoffminを無視
したＰＷＭ回路のままでは、ＧＴＯを破損させることに
なるので、ＰＷＭ回路の後にＴonminやＴoffminより短
いパルスが出ないようにインターロック回路を設け、実
際には細いスィッチングを素子にさせないようにする。
その結果、インバータの出力電流や電圧が上位の制御系
の指令通りにならないからである。
【０００４】これを解決すべく最近、文献「中性点クラ
ンプ式インバータのＰＷＭ制御法の検討」三浦他、平成
３年電気学会産業応用全国大会、Ｎｏ．１０３、Ｐ４４
８から４５３において、インバータの出力電圧指令がゼ
ロ近辺の値の時にＴonminの影響が出ることを避ける方
法が示されている。この方法は、ユニポーラＰＷＭと呼
ばれる三角波比較ＰＷＭ法で、同文献のFig.2,3,6をそ
のまま図２２、２３、２４に示す。図２２に示すよう
に、正の電圧制御を受け持つ三角波Ｘと負の電圧制御を
受け持つ三角波Ｙを持つＰＷＭである。三角波Ｘは０か
ら＋Ｅmaxの正の範囲、三角波Ｙは０から−Ｅmaxの負の
範囲の振幅である。制御信号ｅuが正の時は、三角波Ｘ
との交点で素子Ｓ１とＳ３のスィッチングが行われる。
制御信号ｅuが負の時は、三角波Ｙとの交点で素子Ｓ２
とＳ４のスィッチングが行われる。
【０００５】この方法で、電圧指令が図２３のように小
さくなれば、Ｔonminより細いパルス指令を出そうとし
ても、出力パルスはＴonminとなり、小さな電圧指令に
追従しなくなる。本引例ではその対策として、ある相、
例えばＵ相の指令値ｅuを２つに分け、ｅu(+)はｅuの正
の信号の部分、ｅu(-)はｅuの負の信号の部分とする
と、次の関係となる。 Ｕ相指令値 ｅu＝ｅu(+)＋ｅu(-) 両者にＴonminに相当する値より少し大きな一定値Δｅ
を加減する。 Ｕ相指令値 ｅu＝（ｅu(+)＋Δｅ）＋（ｅu(-)−Δ
ｅ） 信号ｅu(+)*＝（ｅu(+)＋Δｅ）と正の三角波の交点
で、素子Ｓ１とＳ３を、信号ｅu(-)*＝（ｅu(-)−Δ
ｅ）と負の三角波の交点で、素子Ｓ２とＳ４を、スィッ
チングするようにすれば、図２４に示すように、インバ
ータの出力Ｖuは常にＴonminより大きなパルス巾で正負
に振れることになり、Ｔonminによる誤差はなくなり、
平均値として指令値の電圧が得られる。
【０００６】以上の方式はいずれも三角波形の変調波を
使用してパルス巾制御を行うものであるが、最新の文献
として、いわゆる各相のスィッチング状態に対応して定
まるいわゆる電圧ベクトルの概念を導入してＰＷＭ制御
を行う方式が、例えば、文献■DSP BASED SPACE VECTOR
PWM FOR THREE-LEVEL INVERTER WITH DC-LINK VOLTAGE
BALANCING■,Hyo L.Liu,Nam S.Choi and Gyu H.Cho, I
ECON■91 P.197 to 203 に発表されている。この文献
のFig.7を図２５に引用する。同文献における中性点電
圧の制御回路では、現在の指令ベクトルが同文献で云う
ＳＶベクトル（本願明細書後半で詳述する中間電圧ベク
トルａP、ａN、ｂP、ｂNが相当する）である場合に、中
性点電圧の偏差が正であれば、ＬＳＶ（ベクトルａN、
ｂNが相当する）の時間を増やし、ＵＳＶ（ベクトル
ａP、ｂPが相当する）の時間を短くするように制御する
と述べている。
【０００７】そして、ＵＳＶとＬＳＶを均等に使用する
特別の同期式変調法により、中性点のバランスは可能で
あり、図２５の三角形領域Δ１、Δ２、Δ３、Δ４のそ
れぞれで、次のような順序で電圧ベクトルを出力すれば
良いと述べている（Δ４はΔ３と対称のため記されてい
ない）。 Δ１： ０Ｎ０−Ｐ００−０００ Δ２： ０Ｎ０−ＰＮ０−Ｐ００ Δ３： ０Ｎ０−Ｐ０Ｎ（ＰＮ０の間違い）−ＰＮＰ この変調法は図２５に示されているように、６０度ごと
に正側と負側の中間電圧ベクトルの一方を使わないこと
が特徴である。また、ゼロベクトルも、３者の内、００
０以外のＰＰＰ、ＮＮＮは使わないことにしている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来の３レベル３相イ
ンバータ装置、特にその制御方式は以上のように構成さ
れているので、三角波の変調波を使用してスィッチング
時間を制御する典型的なＰＷＭ制御方式を適用したもの
では、正弦波形の電圧指令値と三角波形の変調波とを比
較し、その論理出力から各相各スィッチング素子の駆動
信号を制御するという制約から、３レベルインバータ特
有の回路条件に適合した最適な制御形態制御特性を追求
する上で充分とは言えない。
【０００９】また、電圧ベクトルを導入した制御方式に
あっても、上述したものでは、各相のスィッチング状態
としては異なるがベクトル量としては同一となる電圧ベ
クトルが複数存在し得る場合、いずれも唯一の電圧ベク
トルを選択して当該選択された電圧ベクトルで各三角形
領域を特定するようにしているので、各領域に応じて適
切な制御形態を追求することができず、全体として良好
な制御特性を得ることが困難であるという問題点があっ
た。
【００１０】この発明は以上のような問題点を解消する
ためになされたもので、電圧ベクトルを導入した制御方
式において、上記した実質同一電圧ベクトルの存在を最
大限に活用して所望の制御形態、制御特性を追求するこ
とができる３レベル３相インバータ装置を得ることを目
的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この発明の請求項１に係
る３レベル３相インバータ装置は、第１と第２のスィッ
チング素子をオンとする状態をＰ、上記第２と第３のス
ィッチング素子をオンとする状態を０、上記第３と第４
のスィッチング素子をオンとする状態をＮとして各相の
スィッチング状態に対応して定まる電圧ベクトルの互い
に隣接する３つの頂点を結んで形成される領域毎に、当
該領域の各頂点を形成する少なくとも３つの電圧ベクト
ルを予め選択するとともにこれら電圧ベクトルをキャリ
ア周期内で出力する順序を予め決定し、これら電圧ベク
トルおよびその出力順序を記憶する電圧ベクトル選択手
段、電圧指令をベクトルの形態で出力する電圧指令発生
手段、上記電圧指令を入力し上記キャリア周期毎に当該
電圧指令が位置する領域を判定する領域判定手段、上記
インバータの出力電圧が電圧指令に一致するよう上記領
域判定手段で判定された領域で選択された各電圧ベクト
ルのキャリア周期内での動作時間配分を決定する動作時
間決定手段、および各電圧ベクトル毎の動作時間から各
相スィッチング素子を駆動する信号を送出するスィッチ
ング信号発生手段を備えたものである。
【００１２】請求項２に係るものは、上記電圧ベクトル
選択手段で記憶すべき電圧ベクトルの出力順序として、
時間的に互いに隣接する電圧ベクトルは、いずれか１相
のスィッチング動作で相互に移行できるものであって、
かつスィッチング状態がＰ−０相互間または０−Ｎ相互
間のいずれかとしたものである。
【００１３】請求項３に係るものは、上記電圧ベクトル
を、スィッチング状態としてＰと０とのみからなる正極
性ベクトルとスィッチング状態としてＮと０とのみから
なる負極性ベクトルとに区分し、電圧ベクトル選択手段
で記憶すべき、所定のキャリア周期内で順次出力する電
圧ベクトルに上記正極性ベクトルと負極性ベクトルとを
混在させるものである。
【００１４】請求項４に係るものは、上記正極性ベクト
ルと負極性ベクトルとの動作時間配分を制御することに
より、直流電源の中性点電位の変動を抑制するようにし
たものである。
【００１５】請求項５に係るものは、上記電圧ベクトル
選択手段で各領域毎の電圧ベクトルおよびその出力順序
を選択する際、各電圧ベクトルを互いにそのベクトルの
大きさおよび零相電圧が等しいものを１グループとして
グループ分けし、各グループ内の電圧ベクトルを制御上
統一的に取り扱うようにしたものである。
【００１６】請求項６ないし８に係るものは、スィッチ
ング素子のオン時間、オフ時間が所定値以上となるよ
う、電圧ベクトル選択手段で記憶すべき電圧ベクトルの
一領域を、キャリア周期内で順次出力する電圧ベクトル
の組み合わせが互いに異なる複数の小領域に細分するよ
うにしたものである。
【００１７】請求項９に係るものは、電圧ベクトル選択
手段で記憶すべき電圧ベクトルの出力順序として、一の
領域から隣接する他の領域へ移行する場合の時間的に互
いに隣接する電圧ベクトル間においても請求項２に記載
する構成を満たすようにしたものである。
【００１８】
【作用】電圧指令が位置する領域が判定されると、電圧
ベクトル選択手段から当該領域で予め選択された電圧ベ
クトル、即ち各相のスィッチング状態およびその出力順
序が読み出される。そして、これら電圧ベクトル毎の動
作時間配分が動作時間決定手段により求められ、その出
力はスィッチング信号発生手段で駆動信号に変換され各
相スィッチング素子に送出される。
【００１９】また、請求項２に記載した電圧ベクトルの
選択およびその出力順序を採用することにより、電圧ベ
クトルの移行が、１相のみのスィッチングで行われ、し
かも、Ｐ−Ｎ相互間のスィッチングが回避されるので、
例えば、直流電圧のサージ変動が抑制される。なお、こ
の移行時の条件は、同一領域内のみならず、隣接領域間
での移行時にも満足させるようにすることにより、全体
として円滑で安定した特性が得られる。
【００２０】また、選択した電圧ベクトルに上記正極性
ベクトルと負極性ベクトルとを混在させることにより、
直流電源の中性点が例えばコンデンサ分割により形成さ
れている場合、当該中性点への電流の入出量が相殺され
結果として中性点電位の変動が抑制される。更に、上記
両極性ベクトルの動作時間配分を制御するようにすれ
ば、中性点電位の変動が一層低減する。
【００２１】この発明では、大きさおよび零相電圧が互
いに等しい、例えば電圧ベクトルＰ００、０Ｐ０、００
Ｐを電圧ベクトルａPとして統一的に取り扱い、電圧ベ
クトルの種別を実質的に低減して制御上の簡便化を図る
こともできる。
【００２２】また、請求項６ないし８のように、電圧ベ
クトルの一領域を複数の小領域に細分してそれぞれ異な
る電圧ベクトルおよびその出力順序で制御することによ
り、スィッチング素子のオン時間、オフ時間が極端に短
くなる現象が回避される。
【００２３】
【実施例】図１はマイクロプロセッサを用いて実現した
この発明の一実施例による３レベル３相インバータ装置
を示す回路図、図２は、主としてこのマイクロプロセッ
サで演算する処理の流れを示すフローチャートである。
但し、説明の都合上、具体的な実施例の説明の前に３レ
ベルインバータの原理と動作を解明し、それを踏まえて
本発明の原理を説明する。
【００２４】３レベルインバータでは、図３（ａ）に示
すように、原点にゼロベクトルがあり、大きな６角形の
周囲に１２のベクトルがあり、また中間ベクトルが小さ
な６角形の頂点に６つある。この図で１重丸は１つの電
圧ベクトル、２重丸は２つの電圧ベクトル、３重丸は３
つの電圧ベクトルがあることを示している。即ち、原点
には３つのゼロベクトルがある。また大きな６角形の周
囲に１２の１重の電圧ベクトルがある。小さな６角形の
頂点には６つの２重電圧ベクトルがある。従って電圧ベ
クトルは、合計３＋１２＋２×６＝２７個ある。２重や
３重の電圧ベクトルとは、出力の線間に同じ電圧を生じ
る電圧ベクトルで、その零相電圧が異なるものが２つあ
るいは３つあるものを云う。ここで、図示のように６０
度ごとに区間Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆと名付け、またそ
の区間のなかの小三角形を領域１、２、３、４として、
例えば、領域Ａ１、Ａ２、Ａ３及びＡ４などと呼ぶこと
にする。
【００２５】ここで説明の便宜上、図４に示すように３
レベルインバータのスィッチング状態を示す記号Ｐ，
０，Ｎとその図的表現を決める。これを用いると３レベ
ル３相インバータのスィッチング状態を示すには、例え
ば図５に示すようにＵ，Ｖ，Ｗ相の順にＰＰＰ，Ｐ０
Ｎ，ＰＮＮなどと表現することができる。この表現を用
いれば、３つのゼロベクトルは、図３（ａ）に示すよう
に、ＰＰＰ、０００、ＮＮＮと表現できる。１重のもの
は、０度から反時計方向に、ＰＮＮ、Ｐ０Ｎ、ＰＰＮ、
０ＰＮ、ＮＰＮ、ＮＰ０、ＮＰＰ、Ｎ０Ｐ、ＮＮＰ、０
ＮＰ、ＰＮＰ、ＰＮ０と表現される。また、２重ベクト
ルは、Ｐ００と０ＮＮ、ＰＰ０と００Ｎ、０Ｐ０とＮ０
Ｎ、０ＰＰとＮ００、００ＰとＮＮ０及びＰ０Ｐと０Ｎ
０である。これらの２重の電圧ベクトルは、線間電圧は
同じであるが、直流電源の正側を使うもの（正極性ベク
トル）と、直流電源の負側を使うもの（負極性ベクト
ル）との相異がある。即ち、零相電圧が異なるものであ
ることが分かる。
【００２６】３レベルインバータにおいて、図２１に示
すように正負電源からコンデンサ分割で中性点を作って
いる場合は、中性点電流の流入、流出に応じて中性点電
圧が変動するため、中性点電圧のバランスを保つことが
重要である。そのために、上記の種々の電圧ベクトルと
直流電源との関係、特に中性点の電流を調べてみる。こ
こで簡単のため、負荷は３相平衡で、電流脈動抑制のた
めの少しのリアクトルＬが負荷抵抗Ｒに直列になった抵
抗性のものとする。
【００２７】まず、３つのゼロベクトルＰＰＰ、００
０、ＮＮＮでは負荷は直流電源に接続されないので無関
係である。次に１２の１重ベクトルの内、０の無いＰＮ
Ｎ、ＰＰＮ、ＮＰＮ、ＮＰＰ、ＮＮＰ、ＰＮＰの電圧ベ
クトルは、スィッチが中性点に接続されていない。即
ち、電源の正負端子を負荷に接続するので、中性点には
電流は流れない。これらの６つの電圧ベクトルは最も大
きなベクトルであるので、仮にＬＬベクトルと名付け
る。次にＰ０Ｎ、０ＰＮ、ＮＰ０、Ｎ０Ｐ、０ＮＰ、Ｐ
Ｎ０の６つは、２番目に大きな電圧ベクトルであるの
で、Ｌベクトルと名付ける。Ｌベクトルは、正、負、中
性点の全てを負荷に接続するので、中性点に電流が流れ
る。中性点電流が流入するか、流出するかは、負荷力率
とインバータの運転位相で決まる。次に、２重ベクトル
のうちＰと０で構成された、Ｐ００、ＰＰ０、０Ｐ０、
０ＰＰ、００Ｐ及びＰ０Ｐは正端子と中性点を負荷に接
続しているので、抵抗性負荷では、中性点に電流が流入
する。これらの中間電圧ベクトルは中間的な大きさであ
り、また直流電源の正側を利用しているので、ＭＰベク
トルと名付ける。また、Ｎと０からなる０ＮＮ、００
Ｎ、Ｎ０Ｎ、Ｎ００、ＮＮ０と０Ｎ０の電圧ベクトル
は、負端子と中性点端子を負荷に接続しているので、抵
抗性負荷では中性点電流は流出する。これらの中間電圧
ベクトルは中間的な大きさであり、また直流電源の負側
を利用しているので、ＭＮベクトルと名付ける。以上を
整理すると、コンデンサ分割で中性点を作った３レベル
インバータを抵抗性負荷で運転した場合の各電圧ベクト
ルにおける中性点電圧の変化は、図６に示すようにな
る。
【００２８】この図６では電圧ベクトルを種類分けして
ａ、ａP、ａN、ｂ、ｂP、ｂN、ｃ等の名称を付けてい
る。例えばベクトルａPを例にとれば、Ｐ００、０Ｐ
０、００Ｐの３つのベクトルは、零相電圧が等しく１２
０度の位相差があるだけなので、同じベクトルであると
の見解で名付けたものである。この名称により図３
（ａ）を描き改めると、図３（ｂ）となる。これを見れ
ば、１２０度ごとに同じ現象の繰り返しであり、また６
０度ごとに対象になっていることが分かる。従って、例
えば０から６０度の区間について変調法、即ち、各電圧
ベクトルの組み合わせとその出力順序を解明すれば、他
の区間も同じ方法が適用できることが分かる。このベク
トルの名称で変調法を決めた後、図７により、その区間
に応じた具体的なスィッチングを行うことができる。
【００２９】以上をもとに本発明の「隣接関係の電圧ベ
クトル」という考え方を導入する。まず、どれかの相に
ついて考えると、どの相も図４に示したＰと０の間、０
とＮの間は１度のスィッチングで移行できるが、ＰとＮ
の間は移行できない。これをもとにして３相全てを考え
る。例えば、現在Ｐ０Ｎ＝ｃのスィッチング状態である
とすれば、Ｕ相のＰは０へ、Ｖ相の０はＰまたはＮへ、
Ｗ相のＮは０へスィッチングすることができる。ここ
で、２つの相が同時にスィッチングすることは原則とし
てしないことにする。そうすれば、電圧ベクトルＰ０Ｎ
＝ｃから１度のスィッチングで移行できる電圧ベクトル
は、ＰＰＮ＝ｂ、００Ｎ＝ｂN、Ｐ００＝ａP、ＰＮＮ＝
ａの４つしかないことになる。この４つをＰ０Ｎの隣接
電圧ベクトルと名付ける。２つの相が同時にスィッチン
グすることは、主回路の動作としては可能であるが、直
流電圧のサージ変動が大きくなるなど、好ましくない。
【００３０】ｃ以外のベクトルについても同様に「隣接
関係」を求め、図３（ａ）の０から６０度の区間を代表
としてその区間に存在する１０個の電圧ベクトルを「隣
接関係」で並べたものが図８である。この図で双方向矢
印で結ばれた電圧ベクトルは相互に１回のスィッチング
で無理なく移行できる関係にある。
【００３１】以上で３レベルインバータの動作は分析で
きたので、次にマイクロプロセッサによるサンプリング
制御に適した本発明のＰＷＭ方式について説明する。本
発明のマイクロプロセッサ制御では、電圧指令発生回路
２（図１）により、図９に０度から６０度の区間を示す
ように、例えば出力周波数が２０サイクルの時は、イン
バータの発生すべき電圧の指令が、サンプリング時間Ｔ
S＝１ｍｓごとに、１周期５０ｍｓの間に５０回与えら
れる。アナログ制御ではこの電圧指令は連続的な円軌跡
であるが、マイクロプロセッサ制御の場合は、飛び飛び
に与えられる。可変周波数インバータでは、出力周波数
の上昇につれ指令が与えられる電気角の刻みは大きくな
り、また軌跡はスパイラル状になる。インバータのＰＷ
Ｍも不連続現象であるので、このような離散的な指令と
は旨く繋がり、特にサンプリング時間ＴSとＰＷＭのキ
ャリア周期Ｔが同じか、または少なくとも整数倍の関係
で同期している場合は好都合である。以上、図２のＳＴ
ＥＰ１に該当する。
【００３２】上記のような離散的な電圧指令が与えられ
た時、本発明では従来の三角波比較ＰＷＭではなく、マ
イクロプロセッサの論理判断と計算でキャリア周期Ｔの
間の時間平均として、指令の電圧ベクトルを発生するよ
うに構成する。この方法をここでは「電圧ベクトル平均
値制御ＰＷＭ」と名付ける。例えば、図９のＶNの指令
の時は、ＶNを囲む三角形Ａ３の頂点のベクトル即ち、
ＶNに最も近い３つのベクトルａP（またはａN）とｂ
P（またはｂN）とｃを用いて変調する。即ち、ベクトル
ａP（またはａN）をＴ1時間、ｃをＴ2時間、ｂP（また
はｂN）をＴ3時間発生し、これらのベクトルの時間平均
として、ＶNを発生する。但し、Ｔ1＋Ｔ2＋Ｔ3＝Ｔであ
る。ここで２重ベクトルの場合、例えばベクトルａPと
ａNの場合は、ａPの継続時間ＴaPとａNの継続時間ＴaN
の和、ＴaP＋ＴaNをＴ1にすれば良い。両者の時間配分
を制御することによって中性点電圧のバランスを制御す
ることが本発明の提案の一つである。
【００３３】電圧指令が他の三角形Ａ１、Ａ２、Ａ４等
の何れに入った場合も同じである。本発明では、任意の
電圧指令が与えられた時、それがどの三角形（以後領域
という）に属するかをまず判定する。そのために指令を
極座標でＶN＝（θ、ｋ）で表す。ここで、変調率ｋ＝
２｜ＶN｜／〔√３Ｅd〕、π／３≧θ≧０である。図３
の説明で述べたように、６０度毎に同じ変調が適用でき
るので、まずＭ＝（θ／６０゜の整数部）から電圧指令
が図３（ａ）のＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆのどの区間に入
るかを判定する。図９を極座標で表すと、図１０のよう
になるので、このデータとの比較からどの領域に属する
かが判定できる。以上、図２に示すＳＴＥＰ２および３
が該当し、マイクロプロセッサ１からそれぞれ区間信号
および領域信号を後述する電圧ベクトル選択回路８へ送
出する。
【００３４】次に、ＳＴＥＰ４（図２）に入り、指令が
極座標（θ、ｋ）で与えられた場合のＡ１、Ａ２、Ａ
３、Ａ４の各領域での時間配分を求めることになるが、
各使用ベクトルに対応して発生すべき時間配分の計算結
果を図１１に示す。ここで、図１１に示す各領域の電圧
ベクトルの発生時間の求め方を次に説明する。図３
（ａ）に示す２７の電圧ベクトルをαを用いて複素数で
表示する。 但し、α＝ｅｘｐ（ｊ２π／３）＝−１／２＋ｊ√３／
２ １＋α＋α2＝０である。 ＰＰＮなどのスィッチング状態を一般的に示すために、
Ｕ、Ｖ、Ｗ相のスィッチング状態をスィッチング関数Ｓ
で表し、それぞれＳU、ＳV、ＳWとし、ＳUＳVＳWと表示
する。図２１の直流電源中性点を零電位として、Ｅd＝
１、ＥP＝ＥN＝１／２と規格化すれば、スィッチング状
態Ｐ，０，Ｎに応じて、スィッチング関数ＳはＰのとき
Ｓ＝１／２、０のときＳ＝０、ＮのときＳ＝−１／２と
なる。Ｕ相は実軸方向、Ｖ相はα方向、Ｗはα2方向で
あるので、電圧ベクトルの複素数表示はＳU＋ＳVα＋Ｓ
Wα2となる。
【００３５】以上を基に区間Ａの電圧ベクトルの複素数
表示を求めると次のようになる。 （ａ） ３つのゼロベクトル０P＝ＰＰＰ、０0＝００
０、０N＝ＮＮＮの複素数表示は全て０となる。これを
Ｖ0とする。 （ｂ） 電圧ベクトルａP＝Ｐ００、ａN＝０ＮＮの複素
数表示は共に１／２となる。これをＶ1とする。 （ｃ） 電圧ベクトルｂP＝ＰＰ０、ｂN＝００Ｎの複素
数表示は共に１／４＋ｊ√３／４となる。これをＶ2と
する。 （ｄ） 電圧ベクトルａ＝ＰＮＮの複素数表示は１とな
る。これをＶ3とする。 （ｅ） 電圧ベクトルｃ＝Ｐ０Ｎの複素数表示は３／４
＋ｊ√３／４となる。これをＶ4とする。 （ｆ） 電圧ベクトルｂ＝ＰＰＮの複素数表示は１／４
＋ｊ√３／４となる。これをＶ5とする
【００３６】まず領域Ａ１に電圧指令がある場合を検討
する。電圧指令ベクトルが振幅Ｖで角度θであるとすれ
ば、キャリア周期Ｔの間のこの電圧指令ベクトルの電圧
時間積は ＶＴｅｘｐ（ｊθ）＝ＶＴｃｏｓθ＋ｊＶＴｓｉｎθ 一方、領域Ａ１の３つのベクトルＶ0、Ｖ1、Ｖ2をそれ
ぞれＴ1、Ｔ2、Ｔ3の時間発生した場合の電圧時間積は
Ｖ0Ｔ1＋Ｖ1Ｔ2＋Ｖ2Ｔ3となる。両者が等しくなるには
次式が成立するようにＴ1、Ｔ2、Ｔ3を決めれば良い。 Ｖ0Ｔ1＋Ｖ1Ｔ2＋Ｖ2Ｔ3＝ＶＴｃｏｓθ＋ｊＶＴｓｉｎθ Ｔ1＋Ｔ2＋Ｔ3＝Ｔ 前に求めたように、Ｖ0＝０、Ｖ1＝１／２、Ｖ2＝１／
４＋ｊ√３／４であるので、これを代入し、実数部、虚
数部について整理すると次式が得られる。 （１／２）Ｔ2＋（１／４）Ｔ3＝ＶＴｃｏｓθ （√３／４）Ｔ3＝ＶＴｓｉｎθ これを解けば、図１１の領域Ａ１の式が得られる。 Ｔ1＝Ｔ（１−２ｋｓｉｎ（θ＋π／３）） Ｔ2＝２ｋＴｓｉｎ（π／３−θ） Ｔ3＝２ｋＴｓｉｎθ 但し、Ｅd＝１と規格化しているので、変調度ｋ＝２Ｖ
／√３である。
【００３７】同様に電圧指令ベクトルが領域２から４に
ある場合は、それぞれの領域の頂点の電圧ベクトルを用
いて、各領域に下記の式が成立する。 領域２； Ｖ1Ｔ1＋Ｖ3Ｔ2＋Ｖ4Ｔ3＝ＶＴｃｏｓθ＋ｊ
ＶＴｓｉｎθ 領域３； Ｖ1Ｔ1＋Ｖ4Ｔ2＋Ｖ2Ｔ3＝ＶＴｃｏｓθ＋ｊ
ＶＴｓｉｎθ 領域４； Ｖ2Ｔ1＋Ｖ4Ｔ2＋Ｖ5Ｔ3＝ＶＴｃｏｓθ＋ｊ
ＶＴｓｉｎθ これらを解けば、図１１に示す各領域のベクトル発生時
間が求められる。
【００３８】なお、ＳＴＥＰ４（図２）での各時間の算
出は図１１の式に従い、個々に演算するようにしてもよ
いが、テーブルの形でＲＯＭに記憶しておき、適宜読み
出して各時間を求めて決定するようにしてもよい。
【００３９】図１１から、例えば、指令が領域Ａ１にあ
る場合、使用できるベクトルは、０P、０0、０N、ａP、
ａN、ｂP、ｂNの７つがある。しかし、前記の「電圧ベ
クトル平均値制御ＰＷＭ」の原理では、０P、０0、０N
の何れかとａP、ａNの何れか及びｂP、ｂNの何れかの３
つベクトルがあれば、ＰＷＭが可能である。ここで考慮
すべきは、どのベクトルを用いるべきか、次にその出力
順序をどうすべきかである。本発明は、この電圧ベクト
ルの選択およびその出力順序、即ち変調法を、所望の制
御形態、制御特性が得られるよう、各領域毎に予め自由
に設定することができることを最大の利点とするもので
ある。以下、この変調法の具体的な設定要領について詳
細に説明する。
【００４０】ここで役に立つのは前に述べた「隣接関
係」である。即ち、本発明によれば、図８で示した隣接
関係に従って、上記の７つのベクトルは ０P←→ｂP←→ａP←→０0←→ｂN←→ａN←→０N の順序で使用しなくてはならない。「電圧ベクトル平均
値制御ＰＷＭ」では、三角の各頂点のベクトルがそれぞ
れ１つずつ計３個あればＰＷＭは可能であるので、上記
の７つのベクトルのうち３つを利用したＰＷＭ法とし
て、次の５種類が有る。 （１） ０P←→ｂP←→ａP （２） ｂP←→ａP←→０0 （３） ａP←→０0←→ｂN （４） ０0←→ｂN←→ａN （５） ｂN←→ａN←→０N また、４つ、５つ、６つ、あるいは７つのベクトルを利
用しても「電圧ベクトル平均値制御ＰＷＭ」は可能で、
その場合は、次のベクトル配列が考えられる。 （６） ０P←→ｂP←→ａP←→０0 （７） ０0←→ｂN←→ａN←→０N （８） ｂP←→ａP←→０0←→ｂN （９） ａP←→０0←→ｂN←→ａN （10） ｂP←→ａP←→０0←→ｂN←→ａN （11） ０P←→ｂP←→ａP←→０0←→ｂN （12） ａP←→０0←→ｂN←→ａN←→０N (13） ０P←→ｂP←→ａP←→０0←→ｂN←→ａN （14） ｂP←→ａP←→０0←→ｂN←→ａN←→０N （15） ０P←→ｂP←→ａP←→０0←→ｂN←→ａN←→
０N 上記の順番とこれを折り返した逆の順番で交互にベクト
ルを出力すると良い。
【００４１】以上の１５種類のＰＷＭ法のうちどれが優
れているかを評価するにあたって、考慮すべきは、前記
の直流電源中性点電圧のバランスである。図６に示した
ように、ベクトルａP、ｂPでは中性点電圧は上昇し、ベ
クトルａN、ｂNでは低下するので、上記の（１）（２）
（６）の変調法では中性点電圧は上昇してしまい、また
（４）（５）（７）の変調法では低下してしまう。
（３）のＰＷＭは、ａPとｂNを用いているので、例えば
θが０度の近くではａPが多く使われ上昇し、６０度の
近くではｂNが多く使われ低下する。従って、低周波数
運転では位相の変化が遅いため、中性点電圧が大きく脈
動するので不可である。従って以上の（１）から（７）
は除外すれば、残りの（８）から（１５）は、本発明で
提案する条件「ａPとａNの両方、またはｂPとｂNの両
方、またはこれら４つ全てを使う配列で、ＭＰベクトル
とＭＮベクトルの時間配分を制御して中性点電圧を制御
できること。」を満足している。
【００４２】残ったベクトル配列について考慮すべき
は、「細いスィッチングを要求するか否か」と云うこと
で、Ａ１領域について具体的には下記である。 (a)０度近くでｂP、ｂNベクトルが小さくなるとき、細
いスィッチングを必要とするものは、０度近くでは使用
できない。 (b)６０度近くでａP、ａNベクトルが小さくなるとき、
細いスィッチングを必要とするものは、６０度近くでは
使用できない。 (c)原点から離れた領域Ａ３の近くで零ベクトルが小さ
くなるとき、細いスィッチングを必要とするものは、領
域Ａ３の近くでは使用できない。 (d)原点の近くでａP、ａN、ｂP、ｂNが全て小さくなる
ときに、細いスィッチングを必要とするものは、原点近
くでは使えない。 この評価を行うために、（８）から（１５）のＰＷＭに
おける各相の電圧波形を描いたものが、図１２、１３で
ある。これらに上記の(a)から(d)の判定を加え、それぞ
れのＰＷＭ法が使用できない部分をハッチングで示す
と、図１５の通りである。
【００４３】一例として、図１２（１）の変調法（８）
の波形を検討する。この変調法において、指令ベクトル
が０度近くになれば、ｂPとｂNの時間が何れも短くなる
が、この場合はＶ相とＷ相が短時間のオン、オフ動作を
する必要があることが図から分かる。また、指令ベクト
ルの絶対値が小さくなり、原点の近くになると、０0の
時間が長くなりａP、ｂP、ｂNの時間が全て短くなるの
で、Ｕ、Ｖ、Ｗ相全ての相が短時間のオン、オフ動作を
する必要があることが図から分かる。従って、短時間の
スィッチングを必要とする指令ベクトルの範囲をハッチ
ングで除外して変調法（８）の適用範囲を示すと図１５
の変調法（８）の範囲となる。他の変調法についても同
じように検討すれば、図１５に示すように各変調法の短
時間のオン、オフを必要とする範囲が分かる。これを見
ると、細いスィッチングなしで領域Ａ１を全てカバーで
きる変調法はない。
【００４４】従って本発明では、領域をさらに「小領
域」に分けて変調法を使い分ける方法を提案する。即
ち、領域１を３つに分け、小領域１−１は原点に近い小
領域、小領域１−２は零ベクトルから離れた範囲でベク
トルａPとａNに近い小領域、小領域１−３は零ベクトル
から離れた範囲でベクトルｂPとｂNに近い小領域とす
る。また、領域３も２つに分け、小領域３−１は電圧ベ
クトルａP、ａNに近い小領域、小領域３−２は電圧ベク
トルｂP、ｂNに近い小領域とする。領域１では、図１６
に例示するように、原点近くの小領域１−１は（１５）
の変調法、原点から離れた０度から３０度の小領域１−
２は（９）の変調法、原点から離れた３０度から６０度
の小領域１−３は（８）の変調法で変調する方法を提案
する。この使い分けは、図１０にも記入している。この
ように領域の中を更に「小領域」に区分して変調法を使
い分けるのが本発明の一つの提案である。なお、これら
の「小領域」の境界は、厳密に一義的に決まるものでは
ない。例えば、領域１では（８）、（９）、（１５）の
何れの変調法でも短時間のスィッチングを必要としない
指令ベクトルの範囲がある。従って小領域１−１、１−
２、１−３を相互に重なり合わせても支障ないことは云
うまでもない。
【００４５】次にベクトルａ、ｃ、ａP（またはａN）で
囲まれた領域Ａ２を検討する。この領域のベクトルを隣
接関係で並べると、（１６）ａP←→ｃ←→ａ←→ａNと
なる。前記と同様、中性点電圧の制御を可能とするに
は、ａP、ａNをともに使う必要があるので、本発明によ
れば、領域Ａ２の変調法は１種しかない。領域Ａ４も同
様に、全てのベクトルを用いた（１７）ｂP←→ｂ←→
ｃ←→ｂNの変調しかない。これらの変調波形を図１４
（１）と（２）に示す。これを見ると、領域Ａ２ではａ
P、ａNが小の時、また領域Ａ４ではｂP、ｂNが小の時、
細いスィッチングが必要になる。これは電圧指令が大き
くなるにつれて、細いスィッチングが必要ということ
で、原理上避けることは出来ず、対策はない。
【００４６】次に領域Ａ３を考える。この領域の電圧ベ
クトルを隣接関係で並べると、 ａN←→ｂN←→ｃ←→ａP←→ｂPとなる。 これを用いた中性点電圧制御の可能なベクトル配列は次
の３つである。 （18） ａN←→ｂN←→ｃ←→ａP （19） ｂN←→ｃ←→ａP←→ｂP （20） ａN←→ｂN←→ｃ←→ａP←→ｂP これらの変調波形を図１４（３）、（４）、（５）に示
す。これを見れば、（１８）はａP、ａNの小さい時、
（１９）はｂP、ｂNの小さい時に細いスィッチングを必
要とする。（２０）はａP、ａNまたは、ｂP、ｂNの何れ
が小さい時も細いスィッチングが必要である。また、ベ
クトルｃの近くは何れも細いスィッチングが必要である
が、これは最大出力の状態であるので避けることはでき
ない。以上に基づき本発明では、領域Ａ３の変調法とし
て、ｂP、ｂNが小さい場合は変調法（１８）を、ａP、
ａNの小さい場合は変調法（１９）を用いる方法を提案
する。
【００４７】以上で全ての各領域で中性点電圧が制御で
き、しかも細いスィッチングを必要としない変調法が明
らかとなったので、それを図１６にまとめている。
【００４８】次ぎに問題になるのは、電圧指令ベクトル
が角度と大きさの変化につれ、（小）領域から（小）領
域へ移動して行く場合に、上記の「原則として隣接関係
にある電圧ベクトルを順次並べて行く」という考え方が
成り立つかどうかである。図１６を参考にすると、次ぎ
の８つの境界全てを考える必要がある。 （18）←→（19）間、（16）←→（18）間、（９）←→
（18）間 （８）←→（９）間、（９）←→（15）間、（17）←→
（19）間 （８）←→（19）間、（８）←→（15）間 対称性を考えると０から３０度までを検討すればよいの
で、後の３つは除外して検討する。図１６の全ての変調
法を改めて書き出すと下記の通りである。 （８） ｂP←→ａP←→０0←→ｂN （９） ａP←→０0←→ｂN←→ａN （15） ０P←→ｂP←→ａP←→０0←→ｂN←→ａN←→
０N （16） ａP←→ｃ←→ａ←→ａN （17） ｂP←→ｂ←→ｃ←→ｂN （18） ａN←→ｂN←→ｃ←→ａP （19） ｂN←→ｃ←→ａP←→ｂP
【００４９】まず、（１８）←→（１９）間を考える。
変調法（１８）はａNまたはａPで終わるが、何れで終わ
っても変調法（１９）の始まりｂNまたはｂPが隣りにあ
るので、旨くつながる。次ぎに、（１６）←→（１８）
間を考える。両変調法の終わりと始まりは何れもａPと
ａNであるので、問題なくつながる。次ぎに、（９）←
→（１８）間を考える。これも同様に、両変調法の終わ
りと始まりは何れもａPとａNであるので、問題なくつな
がる。次ぎに、（８）←→（９）間を考える。変調法
（８）の始めと終わりのｂPとｂNは、変調法（９）の始
めと終わりのａP、ａNの何れかの隣であるので、問題な
くつながる。最後に、（９）←→（１５）間を考える。
変調法（９）がａPで終わった場合は、変調法（１５）
の０0から入る。また、変調法（９）がａNで終わった場
合は変調法（１５）の０Nから入ることにより問題なく
つながる。逆に変調法（１５）は、０P、０0、０Nのど
れかで終わるが、０0の場合は（９）のａPから入る。ま
た、０Nの場合は（９）のａNから入る。０Pで終わった
場合は、隣にａP、ａNいづれもないので旨くつながらな
い。前に述べたように、「小領域の境界は、厳密なもの
ではなく、相互に重なり合うことがあっても支障ない」
ことから変調法（１５）を１キャリア分余分に行い、０
0まで行ってから変調法（９）へ移る方法で解決でき
る。
【００５０】次に、一例として、（１５）の変調の具体
的方法を検討する。中間電圧ベクトルＭＰとＭＮの時間
配分で中性点電圧を制御するためには、図１３（４）に
示した（１５）の波形から、キャリア周期Ｔの２倍の範
囲で変調を検討する必要がある。さらに使用する電圧ベ
クトルを交互に折り返して使うために、キャリア周期の
４倍の時間を考える必要がある。ベクトル０P、ｂP、ａ
P、０0、ｂN、ａN、０Nの２Ｔにおける継続時間をそれ
ぞれ Ｔ0P、ＴbP、ＴaP、Ｔ00、ＴbN、ＴaN、Ｔ0Nとすれば、 Ｔ0P＋Ｔ00＋Ｔ0N＋ＴaP＋ＴaN＋ＴbP＋ＴbN＝２Ｔ である。次に、図１１の式を用いてベクトルの継続時間
Ｔ2、Ｔ3を求める。ここで２Ｔに渡って次の関係があ
る。 ＴaP＋ＴaN＝２Ｔ2、ＴbP＋ＴbN＝２Ｔ3 次に中性点電圧の制御のために、Ｐ側ベクトルとＮ側ベ
クトルの配分を制御するので、その配分を（１＋ｆ）：
（１−ｆ）とすると、 ＴaP＝Ｔ2（１＋ｆ）、ＴaN＝Ｔ2（１−ｆ） ＴbP＝Ｔ3（１＋ｆ）、ＴbN＝Ｔ3（１−ｆ） 最初のキャリア周期Ｔのゼロベクトルの継続時間は、Ｍ
Ｐベクトルの残り時間であるので、Ｔ0P＋Ｔ00＝Ｔ−
（ＴaP＋ＴbP） 次のＴでも同様に、ゼロベクトルの継続時間は、ＭＮベ
クトルの残り時間として、 Ｔ0N＋Ｔ00＝Ｔ−（ＴaN＋ＴbN） （１５）の変調は、原点の近くでゼロベクトルの時間の
長い場合に用いるので、ｆによる中性点電圧の制御は、
上式が負になることのないように制御できる。上記のゼ
ロベクトル継続時間を２つのゼロベクトルに自由に割り
振るとよい。ここでは均等に割り振り、ゼロベクトルの
時間は次のようになる。 Ｔ0P＝Ｔ00＝〔Ｔ−（ＴaP＋ＴbP）〕／２ Ｔ0N＝Ｔ00＝〔Ｔ−（ＴaN＋ＴbN）〕／２
【００５１】以上のようにマイクロプロセッサで決めた
各ベクトルの時間をもとに、次の信号をコンパレータＣ
g1、Ｃg2、Ｃg3に送る。 最初のＴでは ｇ1＝Ｔ0P、 ｇ2＝Ｔ0P＋ＴbP、 ｇ3＝Ｔ0P＋ＴbP＋
ＴaP 第２のＴでは ｇ1＝Ｔ0N、 ｇ2＝Ｔ0N＋ＴbN、 ｇ3＝Ｔ0N＋ＴbN＋
ＴaN 第３のＴでは ｇ1＝Ｔ0N、 ｇ2＝Ｔ0N＋ＴaN、 ｇ3＝Ｔ0N＋ＴaN＋
ＴbN 第４のＴでは ｇ1＝Ｔ0P、 ｇ2＝Ｔ0P＋ＴaP、 ｇ3＝Ｔ0P＋ＴaP＋
ＴbP 図１７に示すように、５つのコンパレータの状態をもと
に出力ベクトルを決める。ここでＣ1、Ｃ2はキャリアの
４周期のどれかを区分するための信号である（図２のＳ
ＴＥＰ６が該当する）。
【００５２】次に領域Ａ１の（８）の変調の具体的方法
を検討する。中間電圧ベクトルＭＰとＭＮの時間配分で
中性点電圧を制御するためには、図１２（１）に示した
（８）の波形から、キャリア周期Ｔの範囲で変調を検討
すれば良い。さらに使用する電圧ベクトルを交互に折り
返して使うために、キャリア周期の２倍の時間を考える
必要がある。キャリア周期ＴにおけるベクトルｂP、
ａP、０0、ｂNの継続時間をそれぞれＴbP、ＴaP、
Ｔ00、ＴbNとすれば、ＴbP＋ＴaP＋Ｔ00＋ＴbN＝Ｔであ
る。次に、図１１の式を用いて各ベクトルの時間Ｔ1、
Ｔ2、Ｔ3を求める。ここで次の関係がある。 ＴbP＋ＴbN＝Ｔ3 次に中性点電圧の制御のために、Ｐ側ベクトルとＮ側ベ
クトルの配分を制御するので、その配分を（１＋ｆ）：
（１−ｆ）とすると、 ＴbP＝Ｔ3（１＋ｆ）／２、ＴbN＝Ｔ3（１−ｆ）／２ ベクトルａPと０0についてはＴaP＝Ｔ2、Ｔ00＝Ｔ1で決
める。残りの時間がＴbNであり、これは上記の式と一致
する。次のキャリア周期でも各ベクトルの時間は上記と
同じように決まるが、出力の順序が変わる。
【００５３】以上のようにマイクロプロセッサで決めた
各ベクトルの時間をもとに次の信号をコンパレータＣg
1、Ｃg2、Ｃg3に送る。最初のＴでは ｇ1＝ＴbP、 ｇ2＝ＴbP＋ＴaP、 ｇ3＝ＴbP＋ＴaP＋
Ｔ00 第２のＴでは ｇ1＝ＴbN、 ｇ2＝ＴbN＋Ｔ00、 ｇ3＝ＴbN＋Ｔ00＋
ＴaP 図１８に示すように、４つのコンパレータの状態をもと
に出力ベクトルを決める。ここでＣ1はキャリアの２周
期を区分するための信号である。
【００５４】以上（１５）と（８）の変調法について具
体的な方法を検討したが、図１６に示した他の変調法に
ついても同様である。
【００５５】次に中性点電圧の制御信号ｆの求め方を説
明する（図２のＳＴＥＰ５）。まず、図２１のＥPとＥN
を検出し、中性点電圧偏差ΔＥd＝ＥP−ＥNを求める。
次に電力の方向がインバータから負荷へ供給されている
力行状態か、回生状態かを知るために、負荷電力の瞬時
値ＰLを求める。これはインバータの交流出力側でも直
流回路側でもよい。ＰLの正負をｓｉｇｎ（ＰL）とすれ
ば、中性点制御信号は、 ｆ＝ｓｉｇｎ（ＰL）・Ｇ（ｓ）・〔ΔＥd／Ｅd〕とな
る。ここで、Ｇ（ｓ）は正の伝達関数で、例えば単なる
ゲインでもよい。前記の式からｆが正の時、ＭＰベクト
ルの時間を長くし、ＭＮベクトルの時間を短くするの
で、力行負荷ではプラス側直流電源に負荷が接続される
時間の方が長くなり、中性点電圧偏差ΔＥdは修正され
る。回生負荷ではｓｉｇｎ（ＰL）の符号が負となり、
この関係を逆転させている。もっとも、上記では、電力
の方向を判別するのに、負荷電力ＰLの極性をみるよう
にしたが、この電力の方向が判別できれば、他の制御量
から判別するようにしてもよい。
【００５６】以上、この発明の原理について詳細に説明
したが、これらの内容を踏まえ、ここであらためてその
一実施例である図１の回路構成につき以下に説明する。
【００５７】マイクロプロセッサ１は、電圧指令発生回
路２の指令ＶN（θ、ｋ）に基づき、図２に示すフロー
チャートの演算を行い、制御信号ｇ1、ｇ2、ｇ3を発生
する。ここで、変調に使う鋸歯状波キャリアは発振器３
とカウンタ４で作る。カウンタの下位ビットは鋸歯状波
としてディジタル比較器５、６、７に送られている。こ
の下位ビット数は、変調の精度を確保するために８から
１０ビット程度必要である。マイクロプロセッサの演算
を鋸歯状波キャリアと同期して行うために、カウンタの
上位を例えば図１７のＣ1、Ｃ2信号として利用してい
る。なお、図２は、既に述べた本発明の原理をフローチ
ャートに描いたものであるので、説明は省略する。
【００５８】制御信号ｇ1、ｇ2、ｇ3は、比較器５、
６、７に送る。比較器は、図１７に示したように、鋸歯
状波と信号ｇ1、ｇ2、ｇ3の交点で信号Ｃg1、Ｃg2、Ｃg
3のオンオフを行う。一方、マイクロプロセッサ１は、
電圧指令ＶNの角度θと大きさ（変調率ｋ）から、図１
０を基にあらかじめ記録されたテーブルを利用して、電
圧指令の区間と領域、さらに小領域を判定し、図１０に
記された変調法の内、どれを使うべきかを電圧ベクトル
選択回路８へ送る。電圧ベクトル選択回路は、読みだし
専用メモリ（ＲＯＭ）で構成されたテーブルである。例
えば区間Ａの領域１の変調法（１５）であることがマイ
クロプロセッサで判定されると、図１７の信号Ｃ1、Ｃ
2、Ｃg1、Ｃg2、Ｃg3の「０」、「１」の全ての組み合
わせに対し、出力すべき電圧ベクトルａP、ｂP、ａN、
ｂN、０P、０N、０0などのスィッチング状態が記録され
ている。例えば、図１７のＣ1＝０、Ｃ2＝０、Ｃg1＝
１、Ｃg2＝１、Ｃg3＝０の状態とすれば、ａPを出力す
べきことが分かる。領域Ａ１のａPは図７によれば、Ｐ
００というスィッチング状態であることが分かるので、
（Ｃ1、Ｃ2、Ｃg1、Ｃg2、Ｃg3）＝（０、０、１、１、
０）の番地にＰ００というデータを入れたテーブルにな
っている。このようにスィッチング状態が判れば、スィ
ッチング信号発生回路９にスィッチングの指令信号を各
相ごとに送る。相ごとに３本の信号線を用いてＰ、０、
Ｎをそれぞれ別の線で送る。スィッチング信号発生回路
は、これをもとに各相の具体的なスィッチング信号、Ｓ
1U、Ｓ2U、Ｓ3U、Ｓ4U、Ｓ1V、Ｓ2V、Ｓ3V、Ｓ4V、Ｓ1
W、Ｓ2W、Ｓ3W、Ｓ4Wを作り、ＧＴＯのゲート駆動回路
に送る。
【００５９】次ぎに、図２のフローチャートで必要とな
る負荷有効電力ＰLの極性判定回路の例を図１９により
説明する。図において、電圧指令の角度θから各相Ｕ、
Ｖ、Ｗの出力電圧を正弦波発生回路１４、１５、１６よ
り求める。これに出力電流検出回路２０の信号ｉU、
ｉV、ｉWをそれぞれ掛けてからそれらの和を加算器２２
で求める。加算器の出力の符号を判定すれば、負荷有効
電力の極性が判る。また、加算器出力にさらに電圧指令
ＶNの大きさを掛けると、負荷電力が判る。図１では、
このように外部で求めた負荷電力ＰLの極性をマイクロ
プロセッサに与えるように構成しているが、出力電流信
号ｉU、ｉV、ｉWをマイクロプロセッサに与え、演算に
より図１９の機能を行うことができることは云うまでも
ない。
【００６０】以上の説明では、ＰＷＭのキャリア周期を
一定としたが、キャリア周期を故意に出力周波数の２倍
の周波数で変調することにより高調波を減少させる方法
や、ランダムに周波数変調して高調波の分布を散乱させ
ることにより騒音を柔らかくする方法がある。このよう
な場合も本発明の変調法の原理はそのまま利用できるこ
とは云うまでもない。
【００６１】また、以上の説明では、図３、図７に示す
ように、区間Ａ〜Ｆを設定するとともに、ａP、ｂP等電
圧ベクトルをグルーピングすることにより領域および小
領域を区間Ａを代表として設定し、電圧指令位置を上記
区間と区間Ａでの領域または小領域とで判定して、当該
領域または小領域毎に予め選択記憶された変調法を読み
出し実行する構成としたが、特に区間に区分することな
く３６０度にわたって分布する領域、小領域のすべてに
わたって予め選択された変調法を記憶しておき、電圧指
令が位置する領域（小領域）をそのまま検出し当該領域
の変調法を読み出して実行する構成としてもよい。ま
た、上記では電圧指令ＶNを極座標で与えるようにした
が、電圧ベクトルの領域を判別可能できるものであれ
ば、他の形態で与えるようにしてもよい。
【００６２】なお、上記では本発明になるインバータ装
置の用途については特に触れていないが、本発明が、種
々の目的、条件を加味した最適な変調法を自由に選択決
定して制御できることをその最大の利点とすることか
ら、本発明は交流電動機のベクトル制御、アクティブフ
ィルター、インバータによる無効電力制御装置など幅広
い用途に活用することができる。
【００６３】
【発明の効果】この発明に係る３レベル３相インバータ
装置は、特に、変調法、即ち電圧ベクトルの組み合わせ
とその出力順序を各領域毎に予め設定記憶しておき、判
定された電圧指令の領域に対応して読み出された変調法
に従ってスィッチング素子を駆動する構成としたので、
各領域の具体的な条件を加味した最適な変調法を採用す
ることができ、３レベル３相インバータとして可能な制
御動作特性を最大限有効に活用することができる。
【００６４】また、記憶すべき変調法として、電圧ベク
トルの移行が１相のみのスィッチングで行われ、しか
も、Ｐ−Ｎ相互間のスィッチングが回避される形態とし
たものでは、インバータを構成するスィッチング素子の
動作に無理がなく安定した動作特性が得られる。
【００６５】また、選択した電圧ベクトルに正極性ベク
トルと負極性ベクトルとを混在させるようにしたもので
は、直流電源の中性点への電流の入出量が相殺され、上
記中性点をコンデンサ分割により形成した場合でもその
電位の変動が抑制される。
【００６６】更に、上記両極性ベクトルの動作時間配分
を制御するようにしたものでは、中性点電位の変動が一
層抑制される。
【００６７】また、電圧ベクトルをグルーピングして各
グループ毎に統一的に取り扱うようにしたものでは、電
圧ベクトルの種別が実質的に低減して制御が簡便とな
る。
【００６８】また、電圧ベクトルの一領域を所定の複数
の小領域に細分し、各小領域毎に異なる所定の変調法を
設定するようにしたものでは、スィッチング素子のオン
時間、オフ時間が一定値以下になる現象を回避すること
ができ、最小オン時間、最小オフ時間が比較的大きい、
ＧＴＯ等のスィッチング素子の適用可能範囲が拡大す
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施例による３レベル３相インバ
ータ装置を示す回路図である。
【図２】図１のマイクロプロセッサで演算する処理の流
れを示すフローチャートである。
【図３】本発明の原理を説明するため、３レベル３相イ
ンバータの種々の電圧ベクトル、区間、領域を示す図で
ある。
【図４】スィッチング状態を示す記号Ｐ、０、Ｎの説明
図である。
【図５】記号Ｐ、０、Ｎを用いた３レベル３相インバー
タのスィッチング状態の表現法を説明する図である。
【図６】各電圧ベクトルにおける中性点電圧の変化を表
の形態で示した図である。
【図７】ベクトル名称と各区間における具体的なスィッ
チング状態を表の形態で示した図である。
【図８】電圧ベクトルの隣接関係の概念を説明する図で
ある。
【図９】電圧指令がサンプリング時間ごとに飛び飛びに
与えられる様子を示す説明図である。
【図１０】０度から６０度の区間での互いに異なる変調
法を適用する各領域、小領域の境界を極座標で示す図で
ある。
【図１１】各領域で使用する電圧ベクトルとその発生時
間を表の形態で示す図である。
【図１２】領域Ａ１での（８）〜（１１）の変調法にお
ける各相電圧波形を示す図である。
【図１３】領域Ａ１での（１２）〜（１５）の変調法に
おける各相電圧波形を示す図である。
【図１４】領域Ａ２〜Ａ４での（１６）〜（２０）の変
調法における各相電圧波形を示す図である。
【図１５】（８）〜（２０）の１３種類の変調法におい
て、各領域の中で細いスィッチングを必要とする部分を
ハッチングで示す図である。
【図１６】区間Ａの各領域と小領域における変調法の使
い分けを示す図である。
【図１７】（１５）の変調法を実現する回路側の動作波
形を説明する図である。
【図１８】（８）の変調法を実現する回路側の動作波形
を説明する図である。
【図１９】出力電力の極性判定回路の一実施例を示す図
である。
【図２０】３レベル３相インバータの主回路の１相分を
示す回路図である。
【図２１】３レベル３相インバータの主回路の３相分を
示す回路図である。
【図２２】三角波比較を使用したＰＷＭ方式による従来
の３レベルインバータの動作原理を説明する図である。
【図２３】三角波比較を使用したＰＷＭ方式による従来
の３レベルインバータの動作原理を説明する図である。
【図２４】三角波比較を使用したＰＷＭ方式による従来
の３レベルインバータの動作原理を説明する図である。
【図２５】電圧ベクトル方式による従来の３レベルイン
バータにおいて採用する電圧ベクトルを説明する図であ
る。
【符号の説明】
１ マクロプロセッサ ２ 電圧指令発生手段としての電圧指令発生回路 ３ 発振器 ４ カウンタ ５、６、７ 比較器 ８ 電圧ベクトル選択手段としての電圧ベクトル選択回
路 ９ スィッチング信号発生手段としてのスィッチング信
号発生回路 Ｐ ある相の出力が直流電源の正端子に接続された状態 ０ ある相の出力が直流電源の中性点端子に接続された
状態 Ｎ ある相の出力が直流電源の負端子に接続された状態 Ｐ０Ｎ、ＰＰ０など スィッチング状態をＵ−Ｖ−Ｗの
順にならべた表現 ０P ゼロベクトルＰＰＰ ０0 ゼロベクトル０００ ０N ゼロベクトルＮＮＮ ａP 中間電圧ベクトルＰ００、０Ｐ０、００Ｐ ａN 中間電圧ベクトル０ＮＮ、Ｎ０Ｎ、ＮＮ０ ｂP 中間電圧ベクトルＰＰ０、０ＰＰ、Ｐ０Ｐ ｂN 中間電圧ベクトル００Ｎ、Ｎ００、０Ｎ０ ａ ベクトルＰＮＮ，ＮＰＮ、ＮＮＰ ｂ ベクトルＰＰＮ、ＮＰＰ、ＰＮＰ ｃ ベクトルＰ０Ｎ、０ＰＮ、ＮＰ０、Ｎ０Ｐ、０Ｎ
Ｐ、ＰＮ０ 区間Ａ 電気角０度から６０度の区間 区間Ｂ 電気角６０度から１２０度の区間 区間Ｃ 電気角１２０度から１８０度の区間 区間Ｄ 電気角１８０度から２４０度の区間 区間Ｅ 電気角２４０度から３００度の区間 区間Ｆ 電気角３００度から３６０度の区間 領域１ ゼロベクトルとａP（またはａN）とｂP（また
はｂN）で囲まれた領域 領域２ ａP（またはａN）とｃとａで囲まれた領域 領域３ ｃとａP（またはａN）とｂP（またはｂN）で囲
まれた領域 領域４ ｂP（またはｂN）とｃとｂで囲まれた領域 ＶN 電圧指令

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 中性点出力端子を有する直流電源の正極
    と負極との間に、順次、第１、第２、第３および第４の
    スィッチング素子を直列接続するとともに、上記第１と
    第２のスィッチング素子の接続点および第３と第４のス
    ィッチング素子の接続点をそれぞれダイオードなどのク
    ランプ素子を介して上記中性点出力端子に接続してな
    り、上記第２と第３のスィッチング素子の接続点をイン
    バータの出力端子とする３レベルインバータをＵ、Ｖ、
    Ｗ３相分設けた３レベル３相インバータ装置において、 上記第１と第２のスィッチング素子をオンとする状態を
    Ｐ、上記第２と第３のスィッチング素子をオンとする状
    態を０、上記第３と第４のスィッチング素子をオンとす
    る状態をＮとして各相のスィッチング状態に対応して定
    まる電圧ベクトルの互いに隣接する３つの頂点を結んで
    形成される領域毎に、当該領域の各頂点を形成する少な
    くとも３つの電圧ベクトルを予め選択するとともにこれ
    ら電圧ベクトルをキャリア周期内で出力する順序を予め
    決定し、これら電圧ベクトルおよびその出力順序を記憶
    する電圧ベクトル選択手段、電圧指令をベクトルの形態
    で出力する電圧指令発生手段、上記電圧指令を入力し上
    記キャリア周期毎に当該電圧指令が位置する領域を判定
    する領域判定手段、上記インバータの出力電圧が電圧指
    令に一致するよう上記領域判定手段で判定された領域で
    選択された各電圧ベクトルのキャリア周期内での動作時
    間配分を決定する動作時間決定手段、および各電圧ベク
    トル毎の動作時間から各相スィッチング素子を駆動する
    信号を送出するスィッチング信号発生手段を備えたこと
    を特徴とする３レベル３相インバータ装置。
  2. 【請求項２】 電圧ベクトル選択手段で記憶すべき電圧
    ベクトルの出力順序として、時間的に互いに隣接する電
    圧ベクトルは、いずれか１相のスィッチング動作で相互
    に移行できるものであって、かつスィッチング状態がＰ
    −０相互間または０−Ｎ相互間のいずれかとしたことを
    特徴とする請求項１記載の３レベル３相インバータ装
    置。
  3. 【請求項３】 電圧ベクトルを、スィッチング状態とし
    てＰと０とのみからなる正極性ベクトルとスィッチング
    状態としてＮと０とのみからなる負極性ベクトルとに区
    分し、電圧ベクトル選択手段で記憶すべき、所定のキャ
    リア周期内で順次出力する電圧ベクトルに上記正極性ベ
    クトルと負極性ベクトルとを混在させることにより、直
    流電源の中性点電位の変動を抑制するようにしたことを
    特徴とする請求項１または２記載の３レベル３相インバ
    ータ装置。
  4. 【請求項４】 正極性ベクトルと負極性ベクトルとの動
    作時間配分を制御することにより、直流電源の中性点電
    位の変動を抑制するようにしたことを特徴とする請求項
    ３記載の３レベル３相インバータ装置。
  5. 【請求項５】 電圧ベクトル選択手段で各領域毎の電圧
    ベクトルおよびその出力順序を選択する際、以下のよう
    に、各電圧ベクトルを互いにそのベクトルの大きさおよ
    び零相電圧が等しいものを１グループとしてグループ分
    けし、各グループ内の電圧ベクトルを制御上統一的に取
    り扱うようにしたことを特徴とする請求項１ないし４の
    いずれかに記載の３レベル３相インバータ装置。 １ク゛ルーフ゜をなす電圧ベクトルの記号 ク゛ルーフ゜毎に付した電圧ベクトルの仮称 ＰＰＰ → ０P ０００ → ０ ＮＮＮ → ０N Ｐ００，０Ｐ０，００Ｐ → ａP ＰＰ０，０ＰＰ，Ｐ０Ｐ → ｂP ０ＮＮ，Ｎ０Ｎ，ＮＮ０ → ａN ００Ｎ，Ｎ００，０Ｎ０ → ｂN P0N,0PN,NP0,N0P,0NP,PN0 → ｃ ＰＮＮ，ＮＰＮ，ＮＮＰ → ａ ＰＰＮ，ＮＰＰ，ＰＮＰ → ｂ
  6. 【請求項６】 スィッチング素子のオン時間、オフ時間
    が所定値以上となるよう、電圧ベクトル選択手段で記憶
    すべき電圧ベクトルの一領域を、キャリア周期内で順次
    出力する電圧ベクトルの組み合わせが互いに異なる複数
    の小領域に細分するようにしたことを特徴とする請求項
    １ないし５のいずれかに記載の３レベル３相インバータ
    装置。
  7. 【請求項７】 電圧ベクトル座標の原点を含む領域を、
    電圧絶対値が所定値以下であって電圧ベクトル０P、
    ｂP、ａP、０0、ｂN、ａN、０Nをこの順序とこれと逆の
    順序で交互に配列し出力するようにした第１の小領域
    と、電圧絶対値が所定値以上で角度が当該領域のほぼ中
    心より電圧ベクトルａPまたはａNまでの部分であって電
    圧ベクトルａP、０0、ｂN、ａNをこの順序とこれと逆の
    順序で交互に配列し出力するようにした第２の小領域
    と、電圧絶対値が所定値以上で角度が当該領域のほぼ中
    心より電圧ベクトルｂPまたはｂNまでの部分であって電
    圧ベクトルｂP、ａP、０0、ｂNをこの順序とこれと逆の
    順序で交互に配列し出力するようにした第３の小領域と
    に細分したことを特徴とする請求項６記載の３レベル３
    相インバータ装置。
  8. 【請求項８】 電圧ベクトルａPまたはａNとｂPまたは
    ｂNとｃとで形成される領域を、角度が当該領域のほぼ
    中心より電圧ベクトルａPまたはａNまでの部分であって
    電圧ベクトルａN、ｂN、ｃ、ａPをこの順序とこれと逆
    の順序で交互に配列し出力するようにした第４の小領域
    と、角度が当該領域のほぼ中心より電圧ベクトルｂPま
    たはｂNまでの部分であって電圧ベクトルｂN、ｃ、
    ａP、ｂPをこの順序とこれと逆の順序で交互に配列し出
    力するようにした第５の小領域とに細分したことを特徴
    とする請求項６または７記載の３レベル３相インバータ
    装置。
  9. 【請求項９】 電圧ベクトル選択手段で記憶すべき電圧
    ベクトルの出力順序として、一の領域（請求項６、７ま
    たは８に記載の小領域を含む）から隣接する他の領域へ
    移行する場合の時間的に互いに隣接する電圧ベクトル間
    においても請求項２に記載する構成を満たすようにした
    ことを特徴とする３レベル３相インバータ装置。
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