JPH05252071A - Ｆｍ復調装置 - Google Patents
Ｆｍ復調装置Info
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- JPH05252071A JPH05252071A JP4083394A JP8339492A JPH05252071A JP H05252071 A JPH05252071 A JP H05252071A JP 4083394 A JP4083394 A JP 4083394A JP 8339492 A JP8339492 A JP 8339492A JP H05252071 A JPH05252071 A JP H05252071A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＦＭ信号から雑音を除去し、ＦＭ復調するこ
とにより、ＦＭ受信機の高感度化を図ったＰＬＬ−ＦＭ
復調装置を提案することである。 【構成】 入力端子１に印加したＦＭ信号を減算器２及
びリミッタ３を介してミキサー４に入力する。ミキサー
４では入力信号とπ／２移相器８の出力信号との位相比
較を行ない、位相誤差分を検出する。これをＬＰＦ５で
平滑化し、増幅器６を介してＦＭ復調信号として出力端
子１２から取り出すと共に、ＶＣＯ７の発振周波数の制
御信号として用い、ＶＣＯ７の出力をπ／２移相器８で
π／２位相をずらしてからミキサ−４及びミキサー９，
１１に入力する。ミキサー９はπ／２移相器８の出力信
号を用いて入力ＦＭ信号を同期検波し、ＬＰＦ１０を介
することによって、雑音の直交成分の振幅を検出する。
このＬＰＦ１０の出力信号にミキサー１１で再度π／２
移相器８の出力信号を掛け合わせて振幅変調信号を得
る。そして、振幅変調信号をフィードバックして減算器
２に入力し入力ＦＭ信号から位相変動分を除去する。ま
た、振幅変動成分はリミッタ３で除去する。
とにより、ＦＭ受信機の高感度化を図ったＰＬＬ−ＦＭ
復調装置を提案することである。 【構成】 入力端子１に印加したＦＭ信号を減算器２及
びリミッタ３を介してミキサー４に入力する。ミキサー
４では入力信号とπ／２移相器８の出力信号との位相比
較を行ない、位相誤差分を検出する。これをＬＰＦ５で
平滑化し、増幅器６を介してＦＭ復調信号として出力端
子１２から取り出すと共に、ＶＣＯ７の発振周波数の制
御信号として用い、ＶＣＯ７の出力をπ／２移相器８で
π／２位相をずらしてからミキサ−４及びミキサー９，
１１に入力する。ミキサー９はπ／２移相器８の出力信
号を用いて入力ＦＭ信号を同期検波し、ＬＰＦ１０を介
することによって、雑音の直交成分の振幅を検出する。
このＬＰＦ１０の出力信号にミキサー１１で再度π／２
移相器８の出力信号を掛け合わせて振幅変調信号を得
る。そして、振幅変調信号をフィードバックして減算器
２に入力し入力ＦＭ信号から位相変動分を除去する。ま
た、振幅変動成分はリミッタ３で除去する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＦＭ復調装置に関し、特
に、ＦＭ信号からの雑音の除去にかかわる改善をなした
ＦＭ復調装置に関する。
に、ＦＭ信号からの雑音の除去にかかわる改善をなした
ＦＭ復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＦＭ復調方式としては、レシオ検波、ク
ォドラチャ検波、パルスカウント検波等が知られてい
る。このような従来の復調方式においては、ＦＭ変調ス
ペクトル帯域幅すべてに含まれる雑音も同時に復調され
るため、Ｃ／Ｎ（キャリア対ノズル比）に弱いという欠
点があった。また、従来の復調に必要とする変調スペク
トル帯域幅は図４のＦＭ変調帯域幅に示すような９８％
以上のスペクトルのエネルギーを含む帯域幅Ｆｗであ
る。このためこの帯域に含まれる雑音も同時に復調して
しまうという欠点があった。
ォドラチャ検波、パルスカウント検波等が知られてい
る。このような従来の復調方式においては、ＦＭ変調ス
ペクトル帯域幅すべてに含まれる雑音も同時に復調され
るため、Ｃ／Ｎ（キャリア対ノズル比）に弱いという欠
点があった。また、従来の復調に必要とする変調スペク
トル帯域幅は図４のＦＭ変調帯域幅に示すような９８％
以上のスペクトルのエネルギーを含む帯域幅Ｆｗであ
る。このためこの帯域に含まれる雑音も同時に復調して
しまうという欠点があった。
【０００３】この、不要な雑音の復調を低減させる方法
として、図３に示すようなＰＬＬ（Phase Locked Loo
p；位相同期ループ）検波方式がある。ＦＭ変調は搬送
波の瞬時周波数が変調信号に従って変動している。この
最大周波数偏移Ｆｄは図５に示したように変調帯域幅Ｆ
ｗよりも狭く、変調によって図５に示すように変化して
いる。
として、図３に示すようなＰＬＬ（Phase Locked Loo
p；位相同期ループ）検波方式がある。ＦＭ変調は搬送
波の瞬時周波数が変調信号に従って変動している。この
最大周波数偏移Ｆｄは図５に示したように変調帯域幅Ｆ
ｗよりも狭く、変調によって図５に示すように変化して
いる。
【０００４】ＰＬＬ検波はこの瞬時周波数を取り出し復
調するもので、Ｆｗより狭いＦｄの帯域内で行なわれる
ので、帯域が狭くなった分だけ雑音が低減される。図３
にＰＬＬ検波方式の回路構成をブロック図で示す。図３
によれば、ミキサー２２への入力信号の瞬時周波数とＶ
ＣＯ２５の瞬時周波数とが同一の動きであるとするとミ
キサー２２の出力の差周波数の信号は一定の周波数とな
る。これをＢＰＦ２３で取り出し、ＦＭ復調器２４で復
調する。復調信号のわずかな変動はミキサー２２に入力
する２つの信号の周波数差のずれであり、これをＶＣＯ
２５に帰還し、差が無くなるようにフィードバック制御
する。この結果、ＶＣＯ２５の出力瞬時周波数は入力信
号の瞬時周波数に追従し、ＶＣＯ２５の入力信号は瞬時
周波数と一致した信号（微小信号であるが増幅すればよ
い）となり、雑音が低減される。
調するもので、Ｆｗより狭いＦｄの帯域内で行なわれる
ので、帯域が狭くなった分だけ雑音が低減される。図３
にＰＬＬ検波方式の回路構成をブロック図で示す。図３
によれば、ミキサー２２への入力信号の瞬時周波数とＶ
ＣＯ２５の瞬時周波数とが同一の動きであるとするとミ
キサー２２の出力の差周波数の信号は一定の周波数とな
る。これをＢＰＦ２３で取り出し、ＦＭ復調器２４で復
調する。復調信号のわずかな変動はミキサー２２に入力
する２つの信号の周波数差のずれであり、これをＶＣＯ
２５に帰還し、差が無くなるようにフィードバック制御
する。この結果、ＶＣＯ２５の出力瞬時周波数は入力信
号の瞬時周波数に追従し、ＶＣＯ２５の入力信号は瞬時
周波数と一致した信号（微小信号であるが増幅すればよ
い）となり、雑音が低減される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ＦＭ
（周波数変調）の場合、雑音は振幅と同時に位相の変化
を生ずることが知られており、特に、変調信号の瞬時周
波数の変化を追いかける際に、ＦＭ信号が雑音により位
相変化を受けていると、その雑音による位相変化（変
動）分も復調されることとなり、これにより、この雑音
成分を含んだ信号が更に上述したフィードバック制御さ
れることとなるので、ＰＬＬの動作が不安定になるとい
う問題点があった。本発明は上記問題点に鑑みてなされ
たものであり、ＦＭ信号から雑音を除去し、ＦＭ復調す
ることにより、ＦＭ受信機の高感度化を図ったＰＬＬ−
ＦＭ復調装置を提供することを目的とする。
（周波数変調）の場合、雑音は振幅と同時に位相の変化
を生ずることが知られており、特に、変調信号の瞬時周
波数の変化を追いかける際に、ＦＭ信号が雑音により位
相変化を受けていると、その雑音による位相変化（変
動）分も復調されることとなり、これにより、この雑音
成分を含んだ信号が更に上述したフィードバック制御さ
れることとなるので、ＰＬＬの動作が不安定になるとい
う問題点があった。本発明は上記問題点に鑑みてなされ
たものであり、ＦＭ信号から雑音を除去し、ＦＭ復調す
ることにより、ＦＭ受信機の高感度化を図ったＰＬＬ−
ＦＭ復調装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、ＦＭ信号を電圧制御発振手段からの出力
信号と位相比較して位相差信号を得る位相比較手段と、
位相差信号に基づいて出力信号の発振周波数を制御して
ＦＭ復調し、ＦＭ復調信号を得る位相ループ方式のＦＭ
復調装置において、電圧制御発振手段からの出力信号の
位相を所定の値だけ移相して位相誤差分の出力信号とす
る移相手段と、移相手段からの出力信号により、ＦＭ信
号を同期検波し該信号に含まれる雑音成分からその直交
成分の振幅を検出し、振幅検出信号を得る雑音直交成分
検出手段と、移相手段からの出力信号により、振幅検出
信号を同期検波し振幅変調信号を得る振幅変調手段と、
ＦＭ復調時、雑音成分で生ずる位相変動分を低減するよ
うにＦＭ信号と振幅変調信号とを演算し、ＦＭ信号から
直交成分を低減してＦＭ復調信号を得る演算手段と、を
有することを特徴とする。また、実施例では上記ＦＭ復
調装置において、演算手段から出力されるＦＭ復調信号
から該信号と同相成分の変動である振幅変動成分を低減
する振幅変動成分低減手段を含むことが望ましい。
め、本発明は、ＦＭ信号を電圧制御発振手段からの出力
信号と位相比較して位相差信号を得る位相比較手段と、
位相差信号に基づいて出力信号の発振周波数を制御して
ＦＭ復調し、ＦＭ復調信号を得る位相ループ方式のＦＭ
復調装置において、電圧制御発振手段からの出力信号の
位相を所定の値だけ移相して位相誤差分の出力信号とす
る移相手段と、移相手段からの出力信号により、ＦＭ信
号を同期検波し該信号に含まれる雑音成分からその直交
成分の振幅を検出し、振幅検出信号を得る雑音直交成分
検出手段と、移相手段からの出力信号により、振幅検出
信号を同期検波し振幅変調信号を得る振幅変調手段と、
ＦＭ復調時、雑音成分で生ずる位相変動分を低減するよ
うにＦＭ信号と振幅変調信号とを演算し、ＦＭ信号から
直交成分を低減してＦＭ復調信号を得る演算手段と、を
有することを特徴とする。また、実施例では上記ＦＭ復
調装置において、演算手段から出力されるＦＭ復調信号
から該信号と同相成分の変動である振幅変動成分を低減
する振幅変動成分低減手段を含むことが望ましい。
【０００７】
【作用】位相比較手段に入力したＦＭ信号は移相手段の
出力信号と位相比較され、位相誤差分の位相差信号が検
出され、出力される。この信号はＦＭ復調信号として出
力される一方、電圧制御発振手段の発振周波数の制御信
号として用いられる。電圧制御発振手段の発振周波数は
入力されたＦＭ信号のキャリア周波数と同一の中心周波
数で発振し、位相比較手段で検出される位相誤差分の信
号に対応して周波数が変化する。次に、電圧制御発振手
段の出力が移相器手段で位相を所定の値だけ移相されて
から位相比較手段および雑音直交検出手段、振幅変調手
段に入力する。雑音直交成分検出手段は移相手段出力信
号を用いて入力ＦＭ信号を同期検波する。雑音直交成分
検出手段の出力において再度移相手段出力信号を掛け合
わせることにより振幅変調信号を得る。この振幅変調信
号は雑音の直交成分信号であるから、この信号をフィー
ドバックして減算器２に入力し入力ＦＭ信号から減算す
ることで位相変動分を除去する。なお、振幅変動成分低
減手段を設けることにより、振幅変動成分（ＦＭ信号と
同相成分の変動）が除去される。
出力信号と位相比較され、位相誤差分の位相差信号が検
出され、出力される。この信号はＦＭ復調信号として出
力される一方、電圧制御発振手段の発振周波数の制御信
号として用いられる。電圧制御発振手段の発振周波数は
入力されたＦＭ信号のキャリア周波数と同一の中心周波
数で発振し、位相比較手段で検出される位相誤差分の信
号に対応して周波数が変化する。次に、電圧制御発振手
段の出力が移相器手段で位相を所定の値だけ移相されて
から位相比較手段および雑音直交検出手段、振幅変調手
段に入力する。雑音直交成分検出手段は移相手段出力信
号を用いて入力ＦＭ信号を同期検波する。雑音直交成分
検出手段の出力において再度移相手段出力信号を掛け合
わせることにより振幅変調信号を得る。この振幅変調信
号は雑音の直交成分信号であるから、この信号をフィー
ドバックして減算器２に入力し入力ＦＭ信号から減算す
ることで位相変動分を除去する。なお、振幅変動成分低
減手段を設けることにより、振幅変動成分（ＦＭ信号と
同相成分の変動）が除去される。
【０００８】
【実施例】図１は本発明に基づくＦＭ復調装置の一実施
例の構成を示すブロック図であり、１は入力端子、２は
演算手段としての減算器、３は振幅変動成分低減手段と
してのリミッタ、４は位相比較手段としてのミキサー、
５，１０はＬＰＦ、６は増幅器、７は電圧制御発振手段
としてのＶＣＯ（Voltage Contorolled Oscilator；電
圧制御発振回路）、８は移相手段としてのπ／２移相
器、９は雑音直交成分検出手段としてのミキサー、１１
は振幅変調手段としてのミキサー、１２は出力端子を示
す。なお、ミキサー４、ＬＰＦ５、増幅器６、ＶＣＯ
７、及び移相器８はＰＬＬ復調器を構成する。
例の構成を示すブロック図であり、１は入力端子、２は
演算手段としての減算器、３は振幅変動成分低減手段と
してのリミッタ、４は位相比較手段としてのミキサー、
５，１０はＬＰＦ、６は増幅器、７は電圧制御発振手段
としてのＶＣＯ（Voltage Contorolled Oscilator；電
圧制御発振回路）、８は移相手段としてのπ／２移相
器、９は雑音直交成分検出手段としてのミキサー、１１
は振幅変調手段としてのミキサー、１２は出力端子を示
す。なお、ミキサー４、ＬＰＦ５、増幅器６、ＶＣＯ
７、及び移相器８はＰＬＬ復調器を構成する。
【０００９】図１に示す構成において、入力端子１に印
加したＦＭ信号を減算器２及びリミッタ３を介してミキ
サー４に入力する。ミキサー４では入力信号とπ／２移
相器８の出力信号との位相比較を行ない、その位相誤差
分の位相差信号を検出し、出力する。この信号をＬＰＦ
５で平滑化し、増幅器６を介してＦＭ復調信号として出
力端子１２から取り出すと共に、ＶＣＯ７の発振周波数
の制御信号として用いる。ＶＣＯ７の発振周波数は入力
されたＦＭ信号のキャリア周波数ｆｃと同一の中心周波
数で発振するがミキサー４で検出される位相誤差分の信
号に対応して周波数が変化する。次に、ＶＣＯ７の出力
をπ／２移相器８でπ／２位相をずらしてからミキサー
４及びミキサー９、ミキサー１１に入力する。
加したＦＭ信号を減算器２及びリミッタ３を介してミキ
サー４に入力する。ミキサー４では入力信号とπ／２移
相器８の出力信号との位相比較を行ない、その位相誤差
分の位相差信号を検出し、出力する。この信号をＬＰＦ
５で平滑化し、増幅器６を介してＦＭ復調信号として出
力端子１２から取り出すと共に、ＶＣＯ７の発振周波数
の制御信号として用いる。ＶＣＯ７の発振周波数は入力
されたＦＭ信号のキャリア周波数ｆｃと同一の中心周波
数で発振するがミキサー４で検出される位相誤差分の信
号に対応して周波数が変化する。次に、ＶＣＯ７の出力
をπ／２移相器８でπ／２位相をずらしてからミキサー
４及びミキサー９、ミキサー１１に入力する。
【００１０】ミキサー９はπ／２移相器８の出力信号を
用いて入力ＦＭ信号を同期検波する。π／２移相器８の
出力はＦＭ信号の直交成分であり、従って、この直交成
分で同期検波してＬＰＦ１０を介することによって、雑
音の直交成分の振幅を検出することができる。このＬＰ
Ｆ１０の出力信号にミキサー１１で再度π／２移相器８
の出力信号を掛け合わせることにより振幅変調信号を得
る。この振幅変調信号は雑音の直交成分信号であるか
ら、この信号をフィードバックして減算器２に入力し入
力ＦＭ信号から減算することで位相変動分を除去する。
また、振幅変動成分（ＦＭ信号と同相成分の変動）はリ
ミッタ３で除去する。
用いて入力ＦＭ信号を同期検波する。π／２移相器８の
出力はＦＭ信号の直交成分であり、従って、この直交成
分で同期検波してＬＰＦ１０を介することによって、雑
音の直交成分の振幅を検出することができる。このＬＰ
Ｆ１０の出力信号にミキサー１１で再度π／２移相器８
の出力信号を掛け合わせることにより振幅変調信号を得
る。この振幅変調信号は雑音の直交成分信号であるか
ら、この信号をフィードバックして減算器２に入力し入
力ＦＭ信号から減算することで位相変動分を除去する。
また、振幅変動成分（ＦＭ信号と同相成分の変動）はリ
ミッタ３で除去する。
【００１１】以下、ＦＭ信号と雑音との関係を示すベク
トル図としての、図２を用いて位相変動分の除去につい
て詳細に説明する。図２において、ＦＭ信号をｓ(t)、
雑音（信号）をｎ(t)、ＦＭ信号と雑音との合成波（入
力信号）をｒ(t)とするとき、ｒ(t)，ｓ(t)，ｎ(t)の関
係は図２のベクトル図で示すように、 ｒ(t)＝ｓ(t)＋ｎ(t) …（１） となる。信号ｓ(t)を ｓ(t)＝Ａcos（ωct＋φ(t)） …（２） とし、雑音ｎ(t)を信号ｓ(t)の同相成分ｘ(t)と直交成
分ｙ(t)に分解（図２）すると、 ｎ(t)＝ｘ(t)ｃos（ωct＋φ(t)）＋ｙ(t)sin(ωct＋φ(t)) …（３） となり、式（１）及び（２）により式（３）を次のよう
に書き替えることができる。 r(t)＝Ａcos(ωct＋φ(t))＋ｘ(t)ｃos(ωct＋φ(t)＋ｙ(t)sin(ωct＋φ(t)) ＝（Ａ＋ｘ(t)）ｃos（ωct＋φ(t)＋ｙ(t)sin(ωct＋φ(t)) …（４） 但し、ＡはＦＭ信号振幅、ｘ(t)は雑音振幅（ＦＭ信号
同相成分）、ｙ(t)は雑音成分（ＦＭ信号直交成分）、
ωｃはＦＭ信号のキャリア角周波数、φ(t)はＦＭ信号
の瞬時位相、である。
トル図としての、図２を用いて位相変動分の除去につい
て詳細に説明する。図２において、ＦＭ信号をｓ(t)、
雑音（信号）をｎ(t)、ＦＭ信号と雑音との合成波（入
力信号）をｒ(t)とするとき、ｒ(t)，ｓ(t)，ｎ(t)の関
係は図２のベクトル図で示すように、 ｒ(t)＝ｓ(t)＋ｎ(t) …（１） となる。信号ｓ(t)を ｓ(t)＝Ａcos（ωct＋φ(t)） …（２） とし、雑音ｎ(t)を信号ｓ(t)の同相成分ｘ(t)と直交成
分ｙ(t)に分解（図２）すると、 ｎ(t)＝ｘ(t)ｃos（ωct＋φ(t)）＋ｙ(t)sin(ωct＋φ(t)) …（３） となり、式（１）及び（２）により式（３）を次のよう
に書き替えることができる。 r(t)＝Ａcos(ωct＋φ(t))＋ｘ(t)ｃos(ωct＋φ(t)＋ｙ(t)sin(ωct＋φ(t)) ＝（Ａ＋ｘ(t)）ｃos（ωct＋φ(t)＋ｙ(t)sin(ωct＋φ(t)) …（４） 但し、ＡはＦＭ信号振幅、ｘ(t)は雑音振幅（ＦＭ信号
同相成分）、ｙ(t)は雑音成分（ＦＭ信号直交成分）、
ωｃはＦＭ信号のキャリア角周波数、φ(t)はＦＭ信号
の瞬時位相、である。
【００１２】図２に示す位相変動分θ(t)は式（４）の
２項目（ｙ(t)sin(ωct＋θ(t)）により発生する。一
方、π／２移相器８の出力ｓ'(t)は、下記のように表わ
すことができる。 ｓ'(t)＝sin(ωct＋φ'(t)） …（５） ここで、ミキサー９によるπ／２移相器８の出力ｙ'(t)
を用いた入力信号同期検波は、式（４）及び式（５）か
ら、 ｒ(t)×ｓ'(t)＝{(Ａ＋ｘ(t))ｃos(ωct＋φ(t))＋ｙ(t)sin(ωct＋φ(t))} ×｛sin(ωct＋φ'(t)} ＝（Ａ＋ｘ(t)sin(２ωct＋φ(t)＋φ'(t)） ＋（Ａ＋ｘ(t)sin(φ(t)−φ'(t)） ＋ｙ(t)ｃos(２ωct＋φ(t)＋φ'(t)） ＋ｙ(t)ｃos(φ(t)−φ’(t)） …（６） と表わされる。
２項目（ｙ(t)sin(ωct＋θ(t)）により発生する。一
方、π／２移相器８の出力ｓ'(t)は、下記のように表わ
すことができる。 ｓ'(t)＝sin(ωct＋φ'(t)） …（５） ここで、ミキサー９によるπ／２移相器８の出力ｙ'(t)
を用いた入力信号同期検波は、式（４）及び式（５）か
ら、 ｒ(t)×ｓ'(t)＝{(Ａ＋ｘ(t))ｃos(ωct＋φ(t))＋ｙ(t)sin(ωct＋φ(t))} ×｛sin(ωct＋φ'(t)} ＝（Ａ＋ｘ(t)sin(２ωct＋φ(t)＋φ'(t)） ＋（Ａ＋ｘ(t)sin(φ(t)−φ'(t)） ＋ｙ(t)ｃos(２ωct＋φ(t)＋φ'(t)） ＋ｙ(t)ｃos(φ(t)−φ’(t)） …（６） と表わされる。
【００１３】式（６）において、第１項目｛（Ａ＋ｘ
(t)ｃos(ωct)＋θ(t)＋y(t)sin(ωct+φ(t))}と、第２
項目（Ａ＋ｘ(t)sin(2ωct＋φ(t)＋φ'(t))をＬＰＦ１
０で除去する。また、位相誤差分の信号の検出が充分に
追従できていればφ(t)≒φ'(t)とし得るから、数式
（６）の第３項目（Ａ＋ｘ(t)sin(φ(t)−φ'(t))はゼ
ロとなり、第４項目のｙ(t)のみが残る。このｙ(t)が前
述した、雑音の直交成分の振幅である。ミキサー１１に
おいて、前述したようにこのｙ(t)にｙ’(t)（式５）を
掛け合わせることにより、ミキサー１１の出力として、
振幅変調信号ｎs(t)を得ることができる（∵φ(t)＝φ'
(t)とし得るから）。振幅変調信号ｎs(t)は次のように
表わすことができる。
(t)ｃos(ωct)＋θ(t)＋y(t)sin(ωct+φ(t))}と、第２
項目（Ａ＋ｘ(t)sin(2ωct＋φ(t)＋φ'(t))をＬＰＦ１
０で除去する。また、位相誤差分の信号の検出が充分に
追従できていればφ(t)≒φ'(t)とし得るから、数式
（６）の第３項目（Ａ＋ｘ(t)sin(φ(t)−φ'(t))はゼ
ロとなり、第４項目のｙ(t)のみが残る。このｙ(t)が前
述した、雑音の直交成分の振幅である。ミキサー１１に
おいて、前述したようにこのｙ(t)にｙ’(t)（式５）を
掛け合わせることにより、ミキサー１１の出力として、
振幅変調信号ｎs(t)を得ることができる（∵φ(t)＝φ'
(t)とし得るから）。振幅変調信号ｎs(t)は次のように
表わすことができる。
【００１４】 ｎs(t)＝ｙ(t)sin(ωct＋φ(t)） …（７）
【００１５】減算器２でｒ(t)からｎs(t)を減算する
と、 ｒ(t)−ｎs(t)＝（Ａ＋ｘ(t)ｃosωct＋φ(t)） …（８） となり、雑音による位相変動成分ｙ(t)を除去できる。
なお、式（８）の右辺に示されているｘ(t)；（雑音振
幅（ＦＭ信号同相成分））はリミッタ３で除去する。以
上本発明の一実施例について説明したが、本発明は上記
実施例に限定されるものではなく、種々の変形実施が可
能であることはいうまでもない。
と、 ｒ(t)−ｎs(t)＝（Ａ＋ｘ(t)ｃosωct＋φ(t)） …（８） となり、雑音による位相変動成分ｙ(t)を除去できる。
なお、式（８）の右辺に示されているｘ(t)；（雑音振
幅（ＦＭ信号同相成分））はリミッタ３で除去する。以
上本発明の一実施例について説明したが、本発明は上記
実施例に限定されるものではなく、種々の変形実施が可
能であることはいうまでもない。
【００１６】
【発明の効果】本発明に基づくＦＭ復調システムによれ
ば、雑音による位相変動成分を除去することができるの
で、ＰＬＬ検波において雑音による位相ずれを原因とす
る誤動作を招くことなく、安定した復調を行なうことが
できる。また、ＰＬＬ出力信号を用いて雑音の成分を検
出し、これにより雑音を打ち消しているので、高感度化
を図り得る。
ば、雑音による位相変動成分を除去することができるの
で、ＰＬＬ検波において雑音による位相ずれを原因とす
る誤動作を招くことなく、安定した復調を行なうことが
できる。また、ＰＬＬ出力信号を用いて雑音の成分を検
出し、これにより雑音を打ち消しているので、高感度化
を図り得る。
【図１】本発明に基づくＦＭ復調装置の一実施例の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２】ＦＭ信号と雑音との関係を示すベクトル図であ
る。
る。
【図３】従来方式の（ＰＬＬ検波）ＦＭ復調装置の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図４】ＦＭ変調帯域幅の説明図である。
【図５】変調による瞬時周波数の説明図である。
２ 減算器（演算手段） ３ リミッタ（振幅変動成分低減手段） ４ ミキサー（位相比較手段） ７ ＶＣＯ（電圧制御発振手段） ８ π／２移相器（移相手段） ９ ミキサー（雑音直交成分検出手段） １１ ミキサー（振幅変調手段）
Claims (2)
- 【請求項１】 ＦＭ信号を電圧制御発振手段からの出力
信号と位相比較して位相差信号を得る位相比較手段と、 前記位相差信号に基づいて前記出力信号の発振周波数を
制御してＦＭ復調し、ＦＭ復調信号を得る位相ループ方
式のＦＭ復調装置において、 前記電圧制御発振手段からの出力信号の位相を所定の値
だけ移相して位相誤差分の出力信号とする移相手段と、 前記移相手段からの出力信号により、前記ＦＭ信号を同
期検波し該信号に含まれる雑音成分からその直交成分の
振幅を検出し、振幅検出信号を得る雑音直交成分検出手
段と、 前記移相手段からの出力信号により、前記振幅検出信号
を同期検波し振幅変調信号を得る振幅変調手段と、 前記ＦＭ復調時、雑音成分で生ずる位相変動分を低減す
るように前記ＦＭ信号と前記振幅変調信号とを演算し、
ＦＭ信号から直交成分を低減してＦＭ復調信号を得る演
算手段と、 を有することを特徴とするＦＭ復調装置。 - 【請求項２】 請求項１記載のＦＭ復調装置において、
演算手段から出力されるＦＭ復調信号から該信号と同相
成分の変動である振幅変動成分を低減する振幅変動成分
低減手段を含むことを特徴とするＦＭ復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4083394A JPH05252071A (ja) | 1992-03-04 | 1992-03-04 | Ｆｍ復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4083394A JPH05252071A (ja) | 1992-03-04 | 1992-03-04 | Ｆｍ復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05252071A true JPH05252071A (ja) | 1993-09-28 |
Family
ID=13801220
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4083394A Pending JPH05252071A (ja) | 1992-03-04 | 1992-03-04 | Ｆｍ復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05252071A (ja) |
-
1992
- 1992-03-04 JP JP4083394A patent/JPH05252071A/ja active Pending
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |