JPH08116342A - ディジタル周波数被変調信号の復調 - Google Patents
ディジタル周波数被変調信号の復調Info
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- JPH08116342A JPH08116342A JP5205577A JP20557793A JPH08116342A JP H08116342 A JPH08116342 A JP H08116342A JP 5205577 A JP5205577 A JP 5205577A JP 20557793 A JP20557793 A JP 20557793A JP H08116342 A JPH08116342 A JP H08116342A
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- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
- H04L27/152—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements
- H04L27/1525—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements using quadrature demodulation
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- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
- H04L27/06—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/066—Carrier recovery circuits
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- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
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- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明の目的は、受領されたＯＯＫ及びＰＳＫ
信号を復調するための位相ダイバーシティ受信機におけ
る周波数被制御ループによりゼロ値中間周波数（ＩＦ）
を生成するための方法及び装置を提供することである。 【構成】基準周波数信号と受領信号とを、名目上はゼロ
中間周波数で位相直角の２つの出力信号を生成する直角
ミキサ（ＱＭ）に給送することにより、受領されたオン
オフキー（ＯＯＫ）による信号及び位相シフトキーイン
グ（ＰＳＫ）信号を復調する位相ダイバーシティ受信器
における周波数被制御ループを生成するための方法及び
装置。変調のない直角連続波信号は位相直角出力信号か
ら生成される。直角連続波信号の周波数に比例した電圧
が発生されるとともに発生された基準周波数信号の周波
数を制御するのに利用される。
信号を復調するための位相ダイバーシティ受信機におけ
る周波数被制御ループによりゼロ値中間周波数（ＩＦ）
を生成するための方法及び装置を提供することである。 【構成】基準周波数信号と受領信号とを、名目上はゼロ
中間周波数で位相直角の２つの出力信号を生成する直角
ミキサ（ＱＭ）に給送することにより、受領されたオン
オフキー（ＯＯＫ）による信号及び位相シフトキーイン
グ（ＰＳＫ）信号を復調する位相ダイバーシティ受信器
における周波数被制御ループを生成するための方法及び
装置。変調のない直角連続波信号は位相直角出力信号か
ら生成される。直角連続波信号の周波数に比例した電圧
が発生されるとともに発生された基準周波数信号の周波
数を制御するのに利用される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、デジタルオンオフキー
による（ＯＯＫ）信号及び位相シフトキーイング（ＰＳ
Ｋ）信号の復調に係わり、より具体的には、受領された
ＯＯＫ及びＰＳＫ信号を復調するための位相ダイバーシ
ティ受信機における周波数被制御ループによりゼロ値中
間周波数（ＩＦ）を生成するための方法及び装置に係わ
る。
による（ＯＯＫ）信号及び位相シフトキーイング（ＰＳ
Ｋ）信号の復調に係わり、より具体的には、受領された
ＯＯＫ及びＰＳＫ信号を復調するための位相ダイバーシ
ティ受信機における周波数被制御ループによりゼロ値中
間周波数（ＩＦ）を生成するための方法及び装置に係わ
る。
【０００２】
【従来の技術】コヒーレント基準信号を確立することは
ホモダインＦＭ受信機における決定的な要求事項であ
る。比較的安定した周波数源でもってした場合、このこ
とは局部発信器の１つの位相を信号キャリア（搬送波）
の位相に錠止することによりより達成され得るか、もし
くはキャリアが抑制されていないような変調である場合
には仮想キャリアのものに錠止することにより達成され
る。局部発信器がこのように位相錠止に十分に安定でな
い場合、位相ダイバーシティ受領の技術がしばしば用い
られており、その場合、局部発信器の周波数のみを制御
する必要があり、位相コヒーレンスの欠如を保証するた
めにダイバーシティ組合せを実施する。
ホモダインＦＭ受信機における決定的な要求事項であ
る。比較的安定した周波数源でもってした場合、このこ
とは局部発信器の１つの位相を信号キャリア（搬送波）
の位相に錠止することによりより達成され得るか、もし
くはキャリアが抑制されていないような変調である場合
には仮想キャリアのものに錠止することにより達成され
る。局部発信器がこのように位相錠止に十分に安定でな
い場合、位相ダイバーシティ受領の技術がしばしば用い
られており、その場合、局部発信器の周波数のみを制御
する必要があり、位相コヒーレンスの欠如を保証するた
めにダイバーシティ組合せを実施する。
【０００３】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、受領さ
れたオンオフキーによる（ＯＯＫ）信号及び位相シフト
キーイング（ＰＳＫ）信号を復調するための位相ダイバ
ーシティ受信機における周波数被制御ループを生成する
方法であって、（ａ）基準周波数信号を生成すること
と、（ｂ）基準周波数信号と受領された信号とを、名目
上ゼロ中間周波数で位相直角の２つの出力信号を生成す
る直角ミキサ（ＱＭ）に給送することと、（ｃ）前記位
相直角出力信号から、変調のない直角連続波信号を生成
することと、（ｄ）直角連続波信号の周波数に比例した
電圧を発生させることと、（ｅ）前記発生された電圧を
利用して、動作（ａ）で発生された基準周波数信号の周
波数を制御することと、の動作を有している方法が得ら
れる。
れたオンオフキーによる（ＯＯＫ）信号及び位相シフト
キーイング（ＰＳＫ）信号を復調するための位相ダイバ
ーシティ受信機における周波数被制御ループを生成する
方法であって、（ａ）基準周波数信号を生成すること
と、（ｂ）基準周波数信号と受領された信号とを、名目
上ゼロ中間周波数で位相直角の２つの出力信号を生成す
る直角ミキサ（ＱＭ）に給送することと、（ｃ）前記位
相直角出力信号から、変調のない直角連続波信号を生成
することと、（ｄ）直角連続波信号の周波数に比例した
電圧を発生させることと、（ｅ）前記発生された電圧を
利用して、動作（ａ）で発生された基準周波数信号の周
波数を制御することと、の動作を有している方法が得ら
れる。
【０００４】また、本発明は、上述した方法に従った、
受領したオンオフキーによる（ＯＯＫ）信号及び位相シ
フトキーイング（ＰＳＫ）信号を復調するための位相ダ
イバーシティ受信機における周波数被制御ループを生成
するための装置を提供する。
受領したオンオフキーによる（ＯＯＫ）信号及び位相シ
フトキーイング（ＰＳＫ）信号を復調するための位相ダ
イバーシティ受信機における周波数被制御ループを生成
するための装置を提供する。
【０００５】以下により具体的に述べるごとく、本発明
の方法及び装置は、周波数が正確にオンオフキーによる
（ＯＯＫ）信号におけるキャリアの周波数であるよう
に、あるいは、正確に位相シフトされたキーによる（Ｐ
ＳＫ）信号における抑止されたキャリアの周波数である
ように、即ち、中間周波数（ＩＦ）が名目上はゼロであ
るように局部発信器の制御を可能ならしめている。ＯＯ
ＫあるいはＰＳＫ信号のための従来技術による受信機は
局部発信器の制御を実現するために「オフセット」ＩＦ
を可能ならしめている。しかし、オフセットＩＦによ
り、性能が劣化し、特に、レーザ位相ノイズにより与え
られる損傷を増大せしめることにより性能が劣化するこ
とは周知であると書物にも記載されている。
の方法及び装置は、周波数が正確にオンオフキーによる
（ＯＯＫ）信号におけるキャリアの周波数であるよう
に、あるいは、正確に位相シフトされたキーによる（Ｐ
ＳＫ）信号における抑止されたキャリアの周波数である
ように、即ち、中間周波数（ＩＦ）が名目上はゼロであ
るように局部発信器の制御を可能ならしめている。ＯＯ
ＫあるいはＰＳＫ信号のための従来技術による受信機は
局部発信器の制御を実現するために「オフセット」ＩＦ
を可能ならしめている。しかし、オフセットＩＦによ
り、性能が劣化し、特に、レーザ位相ノイズにより与え
られる損傷を増大せしめることにより性能が劣化するこ
とは周知であると書物にも記載されている。
【０００６】上述した方法及び装置は、ＱＭの出力部で
の２つの直角ダイバーシティ分岐部の各々における信号
検出と、検出された信号の検出後追加体とからなる在来
のダイバーシティ組合せ技術で従続接続され得る。ある
いは、１９９２年５月１４日に出願された当出願人によ
る特許出願第０７／８８３，３１２号に記載されたもの
と同じベースバンド位相等化器即ちイコライザ（ＢＢＰ
Ｅ）により従続接続され得る。
の２つの直角ダイバーシティ分岐部の各々における信号
検出と、検出された信号の検出後追加体とからなる在来
のダイバーシティ組合せ技術で従続接続され得る。ある
いは、１９９２年５月１４日に出願された当出願人によ
る特許出願第０７／８８３，３１２号に記載されたもの
と同じベースバンド位相等化器即ちイコライザ（ＢＢＰ
Ｅ）により従続接続され得る。
【０００７】
【実施例】図１は、入力信号１０がＯＯＫ信号である場
合ＶＣＯ１６の名目周波数がその入力信号１０のキャリ
アの周波数に等しいように、あるいはＰＳＫを用いる場
合抑止されたキャリアの周波数に等しいように構成部品
がなっているという点で他の受信機構造体（イントラダ
イン及び位相ダイバーシティ受信機のごとく）と異なっ
ている受信機形態を示しており、言い換えれば、中間周
波数（ＩＦ）は名目上ゼロである。
合ＶＣＯ１６の名目周波数がその入力信号１０のキャリ
アの周波数に等しいように、あるいはＰＳＫを用いる場
合抑止されたキャリアの周波数に等しいように構成部品
がなっているという点で他の受信機構造体（イントラダ
イン及び位相ダイバーシティ受信機のごとく）と異なっ
ている受信機形態を示しており、言い換えれば、中間周
波数（ＩＦ）は名目上ゼロである。
【０００８】図１に示されているごとく、ＱＭ直角出力
１２ａ及び１２ｂは変調ワイプオフ（ＭＷＯ）回路に入
力され、この回路はＯＯＫ及びＰＳＫケースの場合図３
及び図４にそれぞれ記載されている。この回路の作動は
その名前が意味するとおりであり、それの出力１３ａ及
び１３ｂは直角連続波（ＣＷ）信号であるとともに、変
調項がなく、以下のベースバンド弁別器（ＢＢＤ）回路
１４の適正な作動を妨げる。出力されたＣＷ信号の周波
数は入力信号１２ａ及び１２ｂにそれぞれ直接関係して
いる。
１２ａ及び１２ｂは変調ワイプオフ（ＭＷＯ）回路に入
力され、この回路はＯＯＫ及びＰＳＫケースの場合図３
及び図４にそれぞれ記載されている。この回路の作動は
その名前が意味するとおりであり、それの出力１３ａ及
び１３ｂは直角連続波（ＣＷ）信号であるとともに、変
調項がなく、以下のベースバンド弁別器（ＢＢＤ）回路
１４の適正な作動を妨げる。出力されたＣＷ信号の周波
数は入力信号１２ａ及び１２ｂにそれぞれ直接関係して
いる。
【０００９】ＢＢＤ回路は、１３ａ及び１３ｂで出力さ
れる直角ＣＷの周波数に比例する電圧１４ａを発生する
在来の回路である。発生せしめられた電圧は在来のルー
プフィルタ（ＬＦ）１５を通過し、ＶＣＯ１６の周波数
を制御し、かくて受信機のゼロＩＦ制御ループを閉止す
る。
れる直角ＣＷの周波数に比例する電圧１４ａを発生する
在来の回路である。発生せしめられた電圧は在来のルー
プフィルタ（ＬＦ）１５を通過し、ＶＣＯ１６の周波数
を制御し、かくて受信機のゼロＩＦ制御ループを閉止す
る。
【００１０】図２は、３ポート対称カプラに基づいた既
知の形態の直角ミキサ（ＱＭ）を示している。カプラに
２つの信号１０及び１６ａが入力されると、そのカプラ
は３つの混合信号を出力する。それら３つの混合信号は
三相検出器２３によって検出され、その三相検出器２３
は、互いに１２０゜離隔された３相ＩＦ信号２３ａ、２
３ｂおよび２３ｃを発生する。図２に示された好適実施
例においては、三相信号は３対２位相コンバータ２４を
通過し、それらの２つの出力２４ａ及び２４ｂはＩＦで
位相直角状態にある。これはブロック１２全体を「直
角」ミキサ（ＱＭ）と命名する際の理由付けである。
知の形態の直角ミキサ（ＱＭ）を示している。カプラに
２つの信号１０及び１６ａが入力されると、そのカプラ
は３つの混合信号を出力する。それら３つの混合信号は
三相検出器２３によって検出され、その三相検出器２３
は、互いに１２０゜離隔された３相ＩＦ信号２３ａ、２
３ｂおよび２３ｃを発生する。図２に示された好適実施
例においては、三相信号は３対２位相コンバータ２４を
通過し、それらの２つの出力２４ａ及び２４ｂはＩＦで
位相直角状態にある。これはブロック１２全体を「直
角」ミキサ（ＱＭ）と命名する際の理由付けである。
【００１１】図３に示されているごとく、ＱＭ１２の他
の実施例は３ポートカプラの代わりに９０゜ハイブリッ
ドカプラ２５を用いており、その９０゜ハイブリッドカ
プラ２５は２相検出器を給送するたった２つの出力ポー
トを有していて、かくて２４ａ及び２４ｂのごとき直角
出力部に直接導かれている。きわめて単純なかような実
施例は９０゜ハイブリッドカプラの可動率に依存してい
るが、光波（ＬＷ）で生成するのは困難である。かく
て、図２の回路はＬＷに好適であり、それに対し、図３
の回路はマイクロ波（μＷ）の場合に考えられている。
の実施例は３ポートカプラの代わりに９０゜ハイブリッ
ドカプラ２５を用いており、その９０゜ハイブリッドカ
プラ２５は２相検出器を給送するたった２つの出力ポー
トを有していて、かくて２４ａ及び２４ｂのごとき直角
出力部に直接導かれている。きわめて単純なかような実
施例は９０゜ハイブリッドカプラの可動率に依存してい
るが、光波（ＬＷ）で生成するのは困難である。かく
て、図２の回路はＬＷに好適であり、それに対し、図３
の回路はマイクロ波（μＷ）の場合に考えられている。
【００１２】図４は振幅位相キーイング（ＡＰＫ）の場
合の、特にオンオフキーイング（ＯＯＫ）の場合のＭＷ
Ｏ回路を示している。入力ライン１２ａ及び１２ｂ上の
ＯＯＫ信号は一対の機能によって表わされ得る。即ち、
合の、特にオンオフキーイング（ＯＯＫ）の場合のＭＷ
Ｏ回路を示している。入力ライン１２ａ及び１２ｂ上の
ＯＯＫ信号は一対の機能によって表わされ得る。即ち、
【００１３】 １２ａ： ａkｃｏｓ（ωIｔ＋θ） 図１ ｋ＝．．．、−１、０、１、２ １２ｂ： ａkｓｉｎ（ωIｔ＋θ） 図２
【００１４】ここで、ａkは０とある正の値、即ち、キ
ーイング比でＡとの間で変化する。ローパスフィルタ３
０は、出力１３ａ及び１３ｂが以下となるようにａkの
変化を平滑化する：
ーイング比でＡとの間で変化する。ローパスフィルタ３
０は、出力１３ａ及び１３ｂが以下となるようにａkの
変化を平滑化する：
【００１５】 （バー）ａ ｃｏｓ（ωI＋τ） 図３ （バー）ａ ｓｉｎ（ωI＋τ） 図４
【００１６】ここで、（バー）ａはキーイングデューテ
ィ比に依存して０とＡとの間の平均値である。ここで、
ωIは残留ＩＦ周波数であり、θ及びτは、周波数ルー
プの作動に関する限り、回路パラメータに依存するとと
もになんらかの値をとり得る位相角度である。
ィ比に依存して０とＡとの間の平均値である。ここで、
ωIは残留ＩＦ周波数であり、θ及びτは、周波数ルー
プの作動に関する限り、回路パラメータに依存するとと
もになんらかの値をとり得る位相角度である。
【００１７】図５は２進位相シフトキー（ＢＰＳＫ）信
号のためのＭＷＯ回路を示している。この場合、直角信
号は、
号のためのＭＷＯ回路を示している。この場合、直角信
号は、
【００１８】 １２ａ： ｃｏｓ（ωIｔ＋ｍkπ／２＋τ） 図５ １２ｂ： ｓｉｎ（ωIｔ＋ｍkπ／２＋τ） 図６
【００１９】ここで、ｍkは異なるｋの値に対して値±
１を有する。増幅器４３に続く倍率器４１は出力部１３
ａで１２ａと１２ｂとの積を倍加するものを生じさせ
る。
１を有する。増幅器４３に続く倍率器４１は出力部１３
ａで１２ａと１２ｂとの積を倍加するものを生じさせ
る。
【００２０】 ｓｉｎ（２ωIｔ＋ｍkπ＋２τ）＝−ｓｉｎ（２ωIｔ＋２τ）図 ７
【００２１】それに対し、加算器４４に続く出力部４２
ａ及び４２ｂを備えた複式倍率器４２は出力部１３ｂの
ところで、以下のものを産する。
ａ及び４２ｂを備えた複式倍率器４２は出力部１３ｂの
ところで、以下のものを産する。
【００２２】 ｃｏｓ2（ωIｔ＋ｍkπ／２＋τ）−ｓｉｎ2（ωIｔ＋ｍkπ／２ ＋τ） 図８ ＝ｃｏｓ（２ωIｔ＋ｍkπ＋２τ） 図９ ＝−ｃｏｓ（２ωIｔ＋２τ） 図１０
【００２３】かくて理解されるとおり、本方法において
は、ＢＰＳＫ変調は消去されるが、出力部１３ａ及び１
３ｂ間の直角関係は維持され、周波数と位相とは２倍に
され、かくて回路を、ベースバンド周波数ダブラ（ＢＢ
ＦＤ）の記載のごとくにする。この回路はベースバンド
弁別器の適正な動作のための信号の調子を整える。
は、ＢＰＳＫ変調は消去されるが、出力部１３ａ及び１
３ｂ間の直角関係は維持され、周波数と位相とは２倍に
され、かくて回路を、ベースバンド周波数ダブラ（ＢＢ
ＦＤ）の記載のごとくにする。この回路はベースバンド
弁別器の適正な動作のための信号の調子を整える。
【００２４】ＱＰＳＫの場合、２つのＢＢＦＤ回路を従
続接続させることにより９０゜変調も消される。このこ
とはＢＢＦＤ1及びＢＢＦＤ2として図６に示されてい
る。
続接続させることにより９０゜変調も消される。このこ
とはＢＢＦＤ1及びＢＢＦＤ2として図６に示されてい
る。
【００２５】図７はむしろ在来のベースバンド弁別器形
態を示しており、ＭＷＯ回路により適正に決定された直
角ＣＷ信号はローパスフィルタに掛けられ（６０）、微
分され（６１）、そしてクロス乗じられ（６２）て、加
え算（６３）の後に、出力：
態を示しており、ＭＷＯ回路により適正に決定された直
角ＣＷ信号はローパスフィルタに掛けられ（６０）、微
分され（６１）、そしてクロス乗じられ（６２）て、加
え算（６３）の後に、出力：
【００２６】１４ａ： ｃｏｓωIｔ・ωIｃｏｓωIｔ−ｓｉｎωIｔ（−ωIｓｉｎωI ｔ）＝ωI
【００２７】を生ぜしめ、それは残差ＩＦに比例する所
望の結果である。ＢＢＤの作動は妨げられ、ＭＷＯ回路
の調子を整えるのでなければほとんど不可能にされる。
望の結果である。ＢＢＤの作動は妨げられ、ＭＷＯ回路
の調子を整えるのでなければほとんど不可能にされる。
【００２８】かくて理解されるとおり、回路ＭＷＯによ
ってなされる変調抹消は変調形式に依存している。ＯＯ
Ｋ変調の場合、それは２つのローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）で構成され、ダイバーシティの各々における１つは
ＱＭの出力部で分岐する。ＰＳＫ変調の場合、それは周
波数偏差の尽値即ち消値でさえも、出力信号が入力信号
のダブル位相を正確に有している形態で電圧倍率器成分
及び加算器成分でなるベースバンド周波数ダブラ（ＢＢ
ＦＤ）回路である。かくて理解されるとおり、変調がＢ
ＰＳＫであるならば、位相を二重にする方法は変調を消
去し、そして、変調がＱＰＳＫである場合には、実際に
２つのＢＢＦＤのものの（図６）カスケードは位相を４
倍し、かくて変調を消滅させる。
ってなされる変調抹消は変調形式に依存している。ＯＯ
Ｋ変調の場合、それは２つのローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）で構成され、ダイバーシティの各々における１つは
ＱＭの出力部で分岐する。ＰＳＫ変調の場合、それは周
波数偏差の尽値即ち消値でさえも、出力信号が入力信号
のダブル位相を正確に有している形態で電圧倍率器成分
及び加算器成分でなるベースバンド周波数ダブラ（ＢＢ
ＦＤ）回路である。かくて理解されるとおり、変調がＢ
ＰＳＫであるならば、位相を二重にする方法は変調を消
去し、そして、変調がＱＰＳＫである場合には、実際に
２つのＢＢＦＤのものの（図６）カスケードは位相を４
倍し、かくて変調を消滅させる。
【００２９】前述した方法で作動するＢＢＦＤ回路は、
それの２つの入力ポートのところで、ゼロ周波数に落と
された直角ＰＳＫ信号を容認することができるととも
に、正確に二重にされた周波数の直角信号を出力する。
周波数のサインは、サイン成分が直角信号におけるコサ
イン成分に相対して除去される場合、サイン成分の極性
によって与えられる。かくて、本発明の新規な方法及び
装置によれば従来技術を越える利点が得られ、即ち、周
波数被制御ループ（例えば、ＰＳＫ信号に対して）は、
それのオフセットのために性能の劣化を生じさせる、
「オフセット」中間周波数（ＩＦ）で周波数複式作動を
不変に遂行する。
それの２つの入力ポートのところで、ゼロ周波数に落と
された直角ＰＳＫ信号を容認することができるととも
に、正確に二重にされた周波数の直角信号を出力する。
周波数のサインは、サイン成分が直角信号におけるコサ
イン成分に相対して除去される場合、サイン成分の極性
によって与えられる。かくて、本発明の新規な方法及び
装置によれば従来技術を越える利点が得られ、即ち、周
波数被制御ループ（例えば、ＰＳＫ信号に対して）は、
それのオフセットのために性能の劣化を生じさせる、
「オフセット」中間周波数（ＩＦ）で周波数複式作動を
不変に遂行する。
【図１】ゼロＩＦ制御ループが電圧被制御発信器（ＶＣ
Ｏ）、ＱＭ、ＭＷＯ、ＢＢＤ及びループフィルタを含
む、本発明に従って構成された受信機を示す図。
Ｏ）、ＱＭ、ＭＷＯ、ＢＢＤ及びループフィルタを含
む、本発明に従って構成された受信機を示す図。
【図２】３対２位相リニア変換ネットワークを含む対称
３ポートカップラ形態における在来のＱＭを示す図。
３ポートカップラ形態における在来のＱＭを示す図。
【図３】９０゜ハイブリッドに基づいたＱＭを示す図。
【図４】２つの独立したローパスフィルタでなるごと
き、ＯＯＫ信号に適したＭＷＯ回路を示す図。
き、ＯＯＫ信号に適したＭＷＯ回路を示す図。
【図５】ＢＰＳＫ変調に適したＭＷＯ回路を示す図。
【図６】おのおのが図５のようであるが、ＱＰＳＫ変調
に従続接続される２つのＭＷＯ回路を示す図。
に従続接続される２つのＭＷＯ回路を示す図。
【図７】上述したシステムに用いられ得るＢＢＤ回路を
示す図。
示す図。
10 入力信号 12 ブロック 12a,12b ＱＭ直角出力 13a,13b 出力 14a 電圧 15 ループフィルタ（ＬＦ） 16 ＶＣＯ 16a 信号 23 三相検出器 23a,23b,23c ３相ＩＦ信号 24 ３対２位相コンバータ 24a,24a 出力 25 ９０゜ハイブリッドカプラ 30 ローパスフィルタ 41 倍率器 42 倍率器 42a,42b 出力部 43 増幅器 44 加算器
Claims (10)
- 【請求項１】 受領したオンオフキーによる（ＯＯＫ）
信号及び位相シフトキーイング（ＰＳＫ）信号を復調す
るための位相ダイバーシティ受信機における周波数被制
御ループを生成する方法であって、 （ａ）基準周波数信号を発生させることと、 （ｂ）基準周波数信号と受領した信号とを、名目上ゼロ
中間周波数で位相直角における２つの出力信号を生成す
る直角ミキサ（ＱＭ）に給送することと、 （ｃ）前記位相直角出力信号から、変調のない直角連続
波信号を生成することと、 （ｄ）直角連続波信号の周波数に比例した電圧を発生さ
せることと、 （ｅ）前記発生せしめられた電圧を利用して、前記作動
（ａ）で発生せしめられた基準周波数信号の周波数を制
御することと、 の動作を有している方法。 - 【請求項２】 前記受領した信号はＯＯＫ信号であり、
前記動作（ｃ）は、前記動作（ｂ）で生成された位相直
角信号を一対のローパスフィルタに通過させることによ
って遂行される請求の範囲１記載の方法。 - 【請求項３】 前記受領した信号は２進位相シフトキー
イング（ＢＰＳＫ）信号であり、前記動作（ｃ）は、Ｂ
ＰＳＫ信号を２つの純粋な連続波信号に、直角関係をな
して変換するベースバンド周波数ダブラ（ＢＢＦＤ）に
より行なわれる請求の範囲１記載の方法。 - 【請求項４】 前記受領した信号は４部１組の位相シフ
トキーイング（ＱＰＳＫ）信号であり、前記動作（ｃ）
は第１のベースバンド周波数ダブラ（ＢＢＦＤ）回路に
より行なわれ、該第１のベースバンド周波数ダブラ回路
はＱＰＳＫ信号を２進位相シフトキーイング（ＢＰＳ
Ｋ）信号に変換し、次いで前記動作（ｃ）は第２のＢＢ
ＦＤ回路により行なわれ、該第２のＢＢＦＤ回路はＢＰ
ＳＫ信号を直角関係をなして２つの純粋な連続波信号に
変換する請求の範囲１記載の方法。 - 【請求項５】 前記動作（ｄ）はベースバンド周波数弁
別器（ＢＢＤ）回路により行なわれ、該ベースバンド周
波数弁別器（ＢＢＤ）回路は、２つの純粋な連続波信号
が直角関係をなして給送される際に、それらの周波数に
比例した電圧を出力する請求の範囲１乃至４のいずれか
１に記載の方法。 - 【請求項６】 動作（ｅ）が行なわれる前に、動作
（ｄ）において出力される電圧がループフィルタを介し
て通過せしめられ、該ループフィルタは動作（ｄ）の出
力を平滑化する請求の範囲１乃至５のいずれか１に記載
の方法。 - 【請求項７】 受領したオンオフキーによる（ＯＯＫ）
信号及び位相シフトキーイング（ＰＳＫ）信号を復調す
るための位相ダイバーシティ受信機において周波数被制
御ループを生成するための装置であって、 （ａ）基準周波数信号を発生せしめるための電圧被制御
発信器（ＶＣＯ）と、 （ｂ）ＶＣＯから基準周波数信号を、及び受領したＯＯ
Ｋ信号あるいはＰＳＫ信号を受領するとともに位相直角
をなして２つの出力信号を生成するための直角ミキサ
と、 （ｃ）直角ミキサから前記２つの出力信号を受領すると
ともに変調のない２つの連続波信号を生成する変調ワイ
プオフ（ＭＷＯ）回路と、 （ｄ）ＭＷＯ回路から出力される直角連続波信号の周波
数に比例した電圧を発生させるための手段と、 （ｅ）前記発生せしめられた電圧を利用して前記ＶＣＯ
の周波数を制御する手段と、 を有している装置。 - 【請求項８】 前記受領した信号はＯＯＫ信号であり、
前記ＭＷＯ回路は一対のローパスフィルタを有してお
り、該一対のローパスフィルタは変調のない前記連続波
信号を生成する請求の範囲７記載の装置。 - 【請求項９】 前記受領した信号は２進位相シフトキー
イング（ＢＰＳＫ）信号であり、前記ＭＷＯ回路はベー
スバンド周波数ダブラ（ＢＢＦＤ）回路を有しており、
該ベースバンド周波数ダブラ回路はＢＰＳＫ信号を直角
関係をなして２つの純粋な連続波信号に変換する請求の
範囲７記載の装置。 - 【請求項10】 前記受領した信号は４部１組からなる位
相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）信号であり、前記ＭＷ
Ｏ回路は、ＱＰＳＫ信号を２進位相シフトキーイング
（ＢＰＳＫ）信号に変換する第１のベースバンド周波数
ダブラ（ＢＢＦＤ）と、ＢＰＳＫ信号を直角関係をなし
て２つの純粋な連続波信号に変換する第２のＢＢＦＤ
と、を有している請求の範囲７記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
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|---|---|---|---|
| IL102737 | 1992-08-05 | ||
| IL10273792A IL102737A (en) | 1992-08-05 | 1992-08-05 | Return of modulated digital frequency signals to their original state |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08116342A true JPH08116342A (ja) | 1996-05-07 |
Family
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Family Applications (1)
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| JP5205577A Pending JPH08116342A (ja) | 1992-08-05 | 1993-07-29 | ディジタル周波数被変調信号の復調 |
Country Status (4)
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| JP (1) | JPH08116342A (ja) |
| IL (1) | IL102737A (ja) |
| NL (1) | NL9301324A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005003680A (ja) * | 2003-06-09 | 2005-01-06 | Agilent Technol Inc | 位相ダイバースコヒーレント光スペクトル分析器 |
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| KR100355684B1 (ko) * | 1992-11-26 | 2002-12-11 | 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. | 직접변환수신기 |
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-
1993
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- 1993-07-29 JP JP5205577A patent/JPH08116342A/ja active Pending
- 1993-07-30 US US08/100,602 patent/US5365185A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005003680A (ja) * | 2003-06-09 | 2005-01-06 | Agilent Technol Inc | 位相ダイバースコヒーレント光スペクトル分析器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| IL102737A (en) | 1995-11-27 |
| NL9301324A (nl) | 1994-03-01 |
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