JPH08125705A - 搬送波再生回路 - Google Patents
搬送波再生回路Info
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- JPH08125705A JPH08125705A JP6253583A JP25358394A JPH08125705A JP H08125705 A JPH08125705 A JP H08125705A JP 6253583 A JP6253583 A JP 6253583A JP 25358394 A JP25358394 A JP 25358394A JP H08125705 A JPH08125705 A JP H08125705A
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- signal
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 直交検波出力中の変調搬送波と、直交検波を
行うための基準搬送波との位相ロックを広い周波数範囲
に亘って達成できる搬送波再生回路を提供する。 【構成】 周波数ずれ方向検出手段15により変調搬送波
と、基準搬送波との周波数ずれの方向を検出し、制御信
号生成手段16において、この周波数ずれの方向に応じて
制御信号を生成し、この制御信号に応じた周波数を有す
る補正信号を第１の電圧制御発振器を含む可変発振手段
17で発生させ、この補正信号を、変調搬送波と基準搬送
波との位相差の応じて発振周波数が制御される第２の電
圧制御発振器13から出力される信号と乗算手段18で乗算
して基準搬送波を再生する。
行うための基準搬送波との位相ロックを広い周波数範囲
に亘って達成できる搬送波再生回路を提供する。 【構成】 周波数ずれ方向検出手段15により変調搬送波
と、基準搬送波との周波数ずれの方向を検出し、制御信
号生成手段16において、この周波数ずれの方向に応じて
制御信号を生成し、この制御信号に応じた周波数を有す
る補正信号を第１の電圧制御発振器を含む可変発振手段
17で発生させ、この補正信号を、変調搬送波と基準搬送
波との位相差の応じて発振周波数が制御される第２の電
圧制御発振器13から出力される信号と乗算手段18で乗算
して基準搬送波を再生する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、通信衛星やマイクロ波
通信において、QPSK(quadrature phase shifkeying)な
どで送信される信号を受信側で復調する場合に必要とさ
れる搬送波を再生する技術に関するものである。
通信において、QPSK(quadrature phase shifkeying)な
どで送信される信号を受信側で復調する場合に必要とさ
れる搬送波を再生する技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】通信衛星やマイクロ波通信においてはQP
SKによりデータを伝送する方式が近年盛んになってきて
いる。一般に、QPSKなどの位相変調信号を受信側で復調
する場合には、基準となる搬送波を何らかの方法で生成
する必要がある。例えば、位相変調波の復調に一般的に
用いられているコスタス・ループ(Costas Loop) と呼ば
れている復調方式では、受信した位相変調波と、基準搬
送波およびπ/2だけ位相をずらした基準搬送波とを乗算
（ミキシング）することにより復調を行っている。
SKによりデータを伝送する方式が近年盛んになってきて
いる。一般に、QPSKなどの位相変調信号を受信側で復調
する場合には、基準となる搬送波を何らかの方法で生成
する必要がある。例えば、位相変調波の復調に一般的に
用いられているコスタス・ループ(Costas Loop) と呼ば
れている復調方式では、受信した位相変調波と、基準搬
送波およびπ/2だけ位相をずらした基準搬送波とを乗算
（ミキシング）することにより復調を行っている。
【０００３】上述したコスタス・ループ復調方法を図１
を参照して簡単に説明する。入力端子１に与えられる入
力位相変調波は２系統に分岐される。その一方は、電圧
制御発振器（以下ＶＣＯと称する）２から出力される基
準搬送波と乗算器４において乗算され、他方はＶＣＯ２
から出力される基準搬送波をπ／２移相器３によって位
相をπ／２だけシフトしたものと乗算器５において乗算
され、それぞれ和と差の両方の成分を含む信号Yc(t) お
よびYs(t) に変換される。これら乗算器４および５の出
力信号Yc(t) およびYs(t) はそれぞれ低域通過フィルタ
６および７に通されて差の成分のみが取り出され、差成
分信号Zc(t) およびZs(t) に変換される。ここで、ルー
プの位相追跡誤差が仮にφであるとすると、差成分信号
Zc(t) およびZs(t) にはこの位相追跡誤差がそれぞれco
s φおよびsin φという形で現れる。そのため、乗算器
８によって差成分信号Zc(t) およびZs(t) の積を求める
ことによって得られる信号には、位相追跡誤差がcos φ
・sin φ= sin2φ/2の形で現れるので、これをループフ
ィルタ９を経てＶＣＯ２に制御信号として供給する。こ
のようにして誤差の弁別機能が実現され、ループ制御系
は位相追跡誤差φが零となるように追跡動作を行う。
を参照して簡単に説明する。入力端子１に与えられる入
力位相変調波は２系統に分岐される。その一方は、電圧
制御発振器（以下ＶＣＯと称する）２から出力される基
準搬送波と乗算器４において乗算され、他方はＶＣＯ２
から出力される基準搬送波をπ／２移相器３によって位
相をπ／２だけシフトしたものと乗算器５において乗算
され、それぞれ和と差の両方の成分を含む信号Yc(t) お
よびYs(t) に変換される。これら乗算器４および５の出
力信号Yc(t) およびYs(t) はそれぞれ低域通過フィルタ
６および７に通されて差の成分のみが取り出され、差成
分信号Zc(t) およびZs(t) に変換される。ここで、ルー
プの位相追跡誤差が仮にφであるとすると、差成分信号
Zc(t) およびZs(t) にはこの位相追跡誤差がそれぞれco
s φおよびsin φという形で現れる。そのため、乗算器
８によって差成分信号Zc(t) およびZs(t) の積を求める
ことによって得られる信号には、位相追跡誤差がcos φ
・sin φ= sin2φ/2の形で現れるので、これをループフ
ィルタ９を経てＶＣＯ２に制御信号として供給する。こ
のようにして誤差の弁別機能が実現され、ループ制御系
は位相追跡誤差φが零となるように追跡動作を行う。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述したコスタス・ル
ープ復調方式の特徴は、等価的に位相の逓倍を行い、そ
の出力で基準搬送波を発生する発振器の位相を制御する
ものである。すなわち、基本的に周波数比較特性を持た
ないので、位相変調波と基準搬送波の周波数が一致しな
いと位相ロックがかからず、搬送波を再生できないとい
う欠点がある。従来はこのような欠点を軽減するため
に、送信側および受信側の機器に周波数安定性が高い部
品を使用する必要があり、コストが高くなる欠点があ
る。
ープ復調方式の特徴は、等価的に位相の逓倍を行い、そ
の出力で基準搬送波を発生する発振器の位相を制御する
ものである。すなわち、基本的に周波数比較特性を持た
ないので、位相変調波と基準搬送波の周波数が一致しな
いと位相ロックがかからず、搬送波を再生できないとい
う欠点がある。従来はこのような欠点を軽減するため
に、送信側および受信側の機器に周波数安定性が高い部
品を使用する必要があり、コストが高くなる欠点があ
る。
【０００５】本発明の目的は、上述した従来の欠点を解
消し、マイクロ波中継などにおいて入力位相変調波と基
準搬送波との間に大きな周波数ずれが生じた場合でも基
準搬送波の位相をロックすることができ、したがって簡
単で安価な部品で無線機を実現することができるように
した搬送波再生回路を提供しようとするものである。
消し、マイクロ波中継などにおいて入力位相変調波と基
準搬送波との間に大きな周波数ずれが生じた場合でも基
準搬送波の位相をロックすることができ、したがって簡
単で安価な部品で無線機を実現することができるように
した搬送波再生回路を提供しようとするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、直交検波出力
信号ＩおよびＱに含まれる変調搬送波と、直交検波を行
うための基準搬送波との位相誤差を検出する位相誤差検
出手段と、この位相誤差検出手段から出力される位相誤
差に応じて周波数が制御される基準搬送波を発生する電
圧制御発振器とを具える搬送波再生回路において、前記
直交検波出力信号を処理して変調搬送波と基準搬送波と
の周波数のずれの方向を検出する周波数ずれ方向検出手
段と、この周波数ずれ方向検出手段の出力信号に基づい
て制御信号を出力する制御信号生成手段と、この制御信
号に応じて周波数が制御された補正信号を発生する可変
発振手段と、この可変発振手段から発生される補正信号
と、前記電圧制御発振器から発生される搬送波とを乗算
して周波数が補正された基準搬送波を出力する乗算手段
とを具えることを特徴とするものである。
信号ＩおよびＱに含まれる変調搬送波と、直交検波を行
うための基準搬送波との位相誤差を検出する位相誤差検
出手段と、この位相誤差検出手段から出力される位相誤
差に応じて周波数が制御される基準搬送波を発生する電
圧制御発振器とを具える搬送波再生回路において、前記
直交検波出力信号を処理して変調搬送波と基準搬送波と
の周波数のずれの方向を検出する周波数ずれ方向検出手
段と、この周波数ずれ方向検出手段の出力信号に基づい
て制御信号を出力する制御信号生成手段と、この制御信
号に応じて周波数が制御された補正信号を発生する可変
発振手段と、この可変発振手段から発生される補正信号
と、前記電圧制御発振器から発生される搬送波とを乗算
して周波数が補正された基準搬送波を出力する乗算手段
とを具えることを特徴とするものである。
【０００７】
【作用】このような本発明による搬送波再生回路によれ
ば、前記可変発振手段から出力される補正信号の周波数
を変調搬送波と基準搬送波との周波数のずれの方向に応
じて制御するようにしたので、広い周波数範囲において
周波数ロックが可能となり、その結果として電圧制御発
振器はそれほど周波数の安定度が要求されず、したがっ
て安価の部品で実現することができ、コストを低減する
ことができる。
ば、前記可変発振手段から出力される補正信号の周波数
を変調搬送波と基準搬送波との周波数のずれの方向に応
じて制御するようにしたので、広い周波数範囲において
周波数ロックが可能となり、その結果として電圧制御発
振器はそれほど周波数の安定度が要求されず、したがっ
て安価の部品で実現することができ、コストを低減する
ことができる。
【０００８】
【実施例】図２は本発明による搬送波再生回路の基本的
な構成を示すブロック図である。入力端子11に与えられ
る位相変調信号を復調手段12に供給する。この復調手段
12には、電圧制御発振器13から発生される基準搬送波を
も供給する。復調手段12から出力される直交検波出力信
号ＩおよびＱを位相誤差検出手段14に供給して、変調搬
送波と基準搬送波との位相誤差を検出する。この位相誤
差を制御信号として電圧制御発振器13に供給し、この電
圧制御発振器の発振周波数を制御する。位相ロックがな
された定常状態においては、電圧制御発振器13から出力
される基準搬送波の位相は入力される変調搬送波の位相
に追従して変化するが、位相ロックが外れている場合、
例えば初期状態または通信途中において何らかの原因で
位相ロックが外れた場合には面倒な同期引込を行う必要
がある。このため、従来は位相ロックが外れないように
周波数安定度の高い部品を使用して送信器および受信機
を構成している。本発明においては、周波数安定度の高
い高価な部品を使用する必要性を解消することができる
搬送波再生回路を提供するものである。
な構成を示すブロック図である。入力端子11に与えられ
る位相変調信号を復調手段12に供給する。この復調手段
12には、電圧制御発振器13から発生される基準搬送波を
も供給する。復調手段12から出力される直交検波出力信
号ＩおよびＱを位相誤差検出手段14に供給して、変調搬
送波と基準搬送波との位相誤差を検出する。この位相誤
差を制御信号として電圧制御発振器13に供給し、この電
圧制御発振器の発振周波数を制御する。位相ロックがな
された定常状態においては、電圧制御発振器13から出力
される基準搬送波の位相は入力される変調搬送波の位相
に追従して変化するが、位相ロックが外れている場合、
例えば初期状態または通信途中において何らかの原因で
位相ロックが外れた場合には面倒な同期引込を行う必要
がある。このため、従来は位相ロックが外れないように
周波数安定度の高い部品を使用して送信器および受信機
を構成している。本発明においては、周波数安定度の高
い高価な部品を使用する必要性を解消することができる
搬送波再生回路を提供するものである。
【０００９】本発明においては、復調手段12から出力さ
れる直交検波出力信号ＩおよびＱを周波数ずれ方向検出
手段15に供給し、変調搬送波の周波数と基準搬送波の周
波数とのずれの方向を検出し、この検出出力信号を制御
信号生成手段16に供給し、周波数ずれが補正されるよう
な制御信号を作成する。この制御信号を可変発振手段17
へ供給し、制御信号に応じて制御された補正信号を発生
させる。この可変発振手段17は、ＶＣＯ13と同様の電圧
制御発振器で構成することができるが、それ以外の構成
とすることができる。例えば、複数の発振周波数の異な
る発振器を設け、これらを制御信号によって切換え、所
望の周波数で発振する発振器の出力信号を選択的に出力
するように構成することもできる。このようにして可変
発振手段17から発生される補正信号を乗算手段18へ供給
する。この乗算手段18には、ＶＣＯ13から発生される基
準搬送波をも供給する。今、このＶＣＯ13から発生され
る基準搬送波の周波数をf1とし、可変発振手段17から発
生される補正信号の周波数をf2とすると、乗算手段18か
らはf1± f2 の周波数を有する基準搬送波が出力される
ことになる。
れる直交検波出力信号ＩおよびＱを周波数ずれ方向検出
手段15に供給し、変調搬送波の周波数と基準搬送波の周
波数とのずれの方向を検出し、この検出出力信号を制御
信号生成手段16に供給し、周波数ずれが補正されるよう
な制御信号を作成する。この制御信号を可変発振手段17
へ供給し、制御信号に応じて制御された補正信号を発生
させる。この可変発振手段17は、ＶＣＯ13と同様の電圧
制御発振器で構成することができるが、それ以外の構成
とすることができる。例えば、複数の発振周波数の異な
る発振器を設け、これらを制御信号によって切換え、所
望の周波数で発振する発振器の出力信号を選択的に出力
するように構成することもできる。このようにして可変
発振手段17から発生される補正信号を乗算手段18へ供給
する。この乗算手段18には、ＶＣＯ13から発生される基
準搬送波をも供給する。今、このＶＣＯ13から発生され
る基準搬送波の周波数をf1とし、可変発振手段17から発
生される補正信号の周波数をf2とすると、乗算手段18か
らはf1± f2 の周波数を有する基準搬送波が出力される
ことになる。
【００１０】今、何らの原因で変調搬送波と基準搬送波
の周波数がずれ、位相ロックが外れた場合を考える。こ
のとき、位相誤差検出手段14で検出される位相誤差に応
じてＶＣＯ13から発生される搬送波の周波数は変化する
が、その周波数可変範囲は狭いので位相ロックがかから
ない場合もある。本発明においては、周波数ずれ方向検
出手段15において変調搬送波と基準搬送波との周波数の
ずれの方向をを検出し、これに応じて制御信号生成手段
16において制御信号を生成し、これを可変発振手段17へ
供給して上述した周波数ずれがなくなるように周波数を
有する補正信号を発生させ、これをＶＣＯ13の出力信号
とともに乗算手段18へ供給し、補正信号によって周波数
が補正された基準搬送波を発生させるようにしている。
この補正信号の周波数はＶＣＯ13の出力信号よりも大き
な周波数範囲に亘って変化させることができるので、基
準搬送波の周波数を変調搬送波の周波数に迅速に一致さ
せることができ、容易に位相ロックを取ることが出来
る。したがって、ＶＣＯ13は周波数安定度の高い部品で
構成する必要はなくなり、安価に構成することができ
る。
の周波数がずれ、位相ロックが外れた場合を考える。こ
のとき、位相誤差検出手段14で検出される位相誤差に応
じてＶＣＯ13から発生される搬送波の周波数は変化する
が、その周波数可変範囲は狭いので位相ロックがかから
ない場合もある。本発明においては、周波数ずれ方向検
出手段15において変調搬送波と基準搬送波との周波数の
ずれの方向をを検出し、これに応じて制御信号生成手段
16において制御信号を生成し、これを可変発振手段17へ
供給して上述した周波数ずれがなくなるように周波数を
有する補正信号を発生させ、これをＶＣＯ13の出力信号
とともに乗算手段18へ供給し、補正信号によって周波数
が補正された基準搬送波を発生させるようにしている。
この補正信号の周波数はＶＣＯ13の出力信号よりも大き
な周波数範囲に亘って変化させることができるので、基
準搬送波の周波数を変調搬送波の周波数に迅速に一致さ
せることができ、容易に位相ロックを取ることが出来
る。したがって、ＶＣＯ13は周波数安定度の高い部品で
構成する必要はなくなり、安価に構成することができ
る。
【００１１】図３は本発明による搬送波再生回路の一実
施例の構成を示すブロック図である。本例においては、
QPSKによる位相変調信号を復調する際に使用される基準
搬送波を再生するものとする。入力端子21には位相変調
信号S RF(t) が供給され、これはQPSK復調器22におい
て、互いに位相がπ/2だけシフトされた基準搬送波信号
S LO1(t)およびS LO2(t)によって復調されて直交検波出
力信号ＩおよびＱが得られる。これらの直交検波出力信
号ＩおよびＱを得ることが本発明の目的ではないが、こ
れらの信号をそれぞれ出力端子23および24に供給する。
今、QPSK変調信号の角周波数をωRF、基準搬送波の角周
波数をωLO、K=0, 1,2, 3、QPSK変調信号の初期位相を
φRF、基準搬送波の初期位相をφLO、時間をtとする
と、上述した位相変調信号および基準搬送波信号は以下
のように表される。 S RF(t) = cos(ωRFt + ((2K+1)/4)π + φRF) ---(1) S LO1(t) = cos( ωLOt + φLO) ---(2) S LO2(t) = sin( ωLOt + φLO) ---(3) 図２に示す復調手段12は、例えば図１に示したπ/2移相
器３、乗算器４，５、低域通過フィルタ６，７などを含
むものであり、(2) および(3) 式で与えられる信号は復
調器22の内部に現れる信号であり、位相が互いにπ/2だ
けシフトしたものである。
施例の構成を示すブロック図である。本例においては、
QPSKによる位相変調信号を復調する際に使用される基準
搬送波を再生するものとする。入力端子21には位相変調
信号S RF(t) が供給され、これはQPSK復調器22におい
て、互いに位相がπ/2だけシフトされた基準搬送波信号
S LO1(t)およびS LO2(t)によって復調されて直交検波出
力信号ＩおよびＱが得られる。これらの直交検波出力信
号ＩおよびＱを得ることが本発明の目的ではないが、こ
れらの信号をそれぞれ出力端子23および24に供給する。
今、QPSK変調信号の角周波数をωRF、基準搬送波の角周
波数をωLO、K=0, 1,2, 3、QPSK変調信号の初期位相を
φRF、基準搬送波の初期位相をφLO、時間をtとする
と、上述した位相変調信号および基準搬送波信号は以下
のように表される。 S RF(t) = cos(ωRFt + ((2K+1)/4)π + φRF) ---(1) S LO1(t) = cos( ωLOt + φLO) ---(2) S LO2(t) = sin( ωLOt + φLO) ---(3) 図２に示す復調手段12は、例えば図１に示したπ/2移相
器３、乗算器４，５、低域通過フィルタ６，７などを含
むものであり、(2) および(3) 式で与えられる信号は復
調器22の内部に現れる信号であり、位相が互いにπ/2だ
けシフトしたものである。
【００１２】図２に示すように、QPSK復調器22から出力
される直交検波出力信号ＩをY1(t)とすると、これらは
次のように表される。 Y1(t) = S RF (t) ・S LO1(t) = 1/2 cos｛( ωRF＋ωLO)t＋ ((2K+1)/4) π＋ (φRF＋φLO) ｝ + cos｛ (ωRF−ωLO)t＋((2K+1)/4)π＋( φRF−φLO) ｝ ---(4) この式の右辺の第１項は第２の低域通過フィルタ34で減
衰されるものとし、さらに係数を省略すると、上述した
式(4) は次のように書き直される。 Y1(t) = cos｛ (ωRF−ωLO)t＋((2K＋1)/4) π＋( φRF−φLO) ｝ ---(5) 同様にしてしてQPSK復調器22から出力される直交検波出
力信号ＱをY2(t) とすると、以下の式で表される。 Y2(t) = sin｛ (ωRF−ωLO)t＋((2K＋1)/4) π＋( φRF−φLO) ｝ ---(6) ここで、θ(t) = ( ωRF−ωLO)t＋((2K＋1)/4) π＋( φRF−φLO) ---(7) と置くと、Y1(t) およびY2(t) は、 Y1(t) = cos｛θ(t) ｝ ---(8) Y2(t) = sin｛θ(t) ｝ ---(9) となる。
される直交検波出力信号ＩをY1(t)とすると、これらは
次のように表される。 Y1(t) = S RF (t) ・S LO1(t) = 1/2 cos｛( ωRF＋ωLO)t＋ ((2K+1)/4) π＋ (φRF＋φLO) ｝ + cos｛ (ωRF−ωLO)t＋((2K+1)/4)π＋( φRF−φLO) ｝ ---(4) この式の右辺の第１項は第２の低域通過フィルタ34で減
衰されるものとし、さらに係数を省略すると、上述した
式(4) は次のように書き直される。 Y1(t) = cos｛ (ωRF−ωLO)t＋((2K＋1)/4) π＋( φRF−φLO) ｝ ---(5) 同様にしてしてQPSK復調器22から出力される直交検波出
力信号ＱをY2(t) とすると、以下の式で表される。 Y2(t) = sin｛ (ωRF−ωLO)t＋((2K＋1)/4) π＋( φRF−φLO) ｝ ---(6) ここで、θ(t) = ( ωRF−ωLO)t＋((2K＋1)/4) π＋( φRF−φLO) ---(7) と置くと、Y1(t) およびY2(t) は、 Y1(t) = cos｛θ(t) ｝ ---(8) Y2(t) = sin｛θ(t) ｝ ---(9) となる。
【００１３】これらの直交検波出力信号Y1(t) およびY2
(t) を第１の乗算器25に供給して信号Y3(t) を作成す
る。この信号Y3(t) は次のように表される。 Y3(t) = Y1(t)・Y2(t) → sin｛2 θ(t) ｝ ---(10) さらに、直交検波出力信号Y1(t) およびY2(t) を第１の
和回路26および第１の差回路27に供給し、和信号および
差信号Y4(t) およびY5(t) を作成する。これら和信号お
よび差信号はそれぞれ以下のようになる。 Y4(t) = Y1(t)＋Y2(t) → cos｛θ(t) ｝＋sin ｛θ(t) ｝ ---(11) Y5(t) = Y1(t)−Y2(t) → cos｛θ(t) ｝−sin ｛θ(t) ｝ ---(12) これら第１の和回路26および差回路27の出力信号を第２
の乗算器28に供給して以下の信号Y6(t) を作成する。 Y6(t) = Y4(t)・Y5(t) → cos｛2 θ(t) ｝ ---(13)
(t) を第１の乗算器25に供給して信号Y3(t) を作成す
る。この信号Y3(t) は次のように表される。 Y3(t) = Y1(t)・Y2(t) → sin｛2 θ(t) ｝ ---(10) さらに、直交検波出力信号Y1(t) およびY2(t) を第１の
和回路26および第１の差回路27に供給し、和信号および
差信号Y4(t) およびY5(t) を作成する。これら和信号お
よび差信号はそれぞれ以下のようになる。 Y4(t) = Y1(t)＋Y2(t) → cos｛θ(t) ｝＋sin ｛θ(t) ｝ ---(11) Y5(t) = Y1(t)−Y2(t) → cos｛θ(t) ｝−sin ｛θ(t) ｝ ---(12) これら第１の和回路26および差回路27の出力信号を第２
の乗算器28に供給して以下の信号Y6(t) を作成する。 Y6(t) = Y4(t)・Y5(t) → cos｛2 θ(t) ｝ ---(13)
【００１４】第１の乗算器25の出力信号Y3(t) および第
２の乗算器28の出力信号Y6(t) を第３の乗算器29に供給
して次の信号Y7(t) を作成する。 Y7(t) = Y3(t)・Y6(t) → sin｛4 θ(t) ｝ ---(14) さらに第１の乗算器25の出力信号Y3(t) と、第２の乗算
器28の出力信号Y6(t)とを第２の和回路30および第２の
差回路31に供給して以下の信号Y8(t) およびY9(t) を作
成する。 Y8(t) = Y6(t)＋Y3(t) → cos｛2 θ(t) ｝＋sin ｛2 θ(t) ｝ ---(15) Y9(t) = Y6(t)−Y3(t) → cos｛2 θ(t) ｝−sin ｛2 θ(t) ｝ ---(16) これら第２の和回路30の出力信号Y8(t) および差回路の
出力信号Y9(t) を第４の乗算器32に供給して以下の信号
Y10(t)を作成する。 Y10(t) = Y8(t) ・Y9(t) → cos｛4 θ(t) ｝ ---(17)
２の乗算器28の出力信号Y6(t) を第３の乗算器29に供給
して次の信号Y7(t) を作成する。 Y7(t) = Y3(t)・Y6(t) → sin｛4 θ(t) ｝ ---(14) さらに第１の乗算器25の出力信号Y3(t) と、第２の乗算
器28の出力信号Y6(t)とを第２の和回路30および第２の
差回路31に供給して以下の信号Y8(t) およびY9(t) を作
成する。 Y8(t) = Y6(t)＋Y3(t) → cos｛2 θ(t) ｝＋sin ｛2 θ(t) ｝ ---(15) Y9(t) = Y6(t)−Y3(t) → cos｛2 θ(t) ｝−sin ｛2 θ(t) ｝ ---(16) これら第２の和回路30の出力信号Y8(t) および差回路の
出力信号Y9(t) を第４の乗算器32に供給して以下の信号
Y10(t)を作成する。 Y10(t) = Y8(t) ・Y9(t) → cos｛4 θ(t) ｝ ---(17)
【００１５】上述した式(14)および(15)に式(7) を代入
し、初期位相を０とすれば、以下の式が得られる。 Y7(t) = sin｛4 ( ωRF−ωLO)t｝ ---(18) Y10(t) = cos｛4 ( ωRF−ωLO)t｝ ---(19) これら式(18)および(19)より、ωRFとωLOとを比較する
ことによって下記のようになる。 i) ωRF＞ωLOのとき、 Y7(t) = sin ｛4 ｜ωRF−ωLO｜t ｝ ---(20) Y10(t) = cos ｛4 ｜ωRF−ωLO｜t ｝ ---(21) ii)ωRF＜ωLOのとき、 Y7(t) = −sin ｛4 ｜ωRF−ωLO｜t ｝ ---(22) Y10(t) = cos ｛4 ｜ωRF−ωLO｜t ｝ ---(23) iii) ωRF＝ωLOのとき、 Y7(t) = ０ ---(24) Y10(t) = １ ---(25) となる。式(20), (21), (22)および(23)より、 Y7(t)と
Y10(t)との位相を比較すれば、変調搬送波の周波数と基
準搬送波の周波数とのずれの方向を検出することができ
る。すなわち、Y7(t) を基準としてY10(t)の位相がπ/2
進んでいるとき、 ωRF＞ωLO Y7(t) を基準としてY10(t)の位相がπ/2遅れていると
き、 ωRF＜ωLO となる。換言すると、Y7(t) とY10(t)との位相差を検出
し、その位相差に応じて周波数を制御することによって
位相ロックが掛かることになる。
し、初期位相を０とすれば、以下の式が得られる。 Y7(t) = sin｛4 ( ωRF−ωLO)t｝ ---(18) Y10(t) = cos｛4 ( ωRF−ωLO)t｝ ---(19) これら式(18)および(19)より、ωRFとωLOとを比較する
ことによって下記のようになる。 i) ωRF＞ωLOのとき、 Y7(t) = sin ｛4 ｜ωRF−ωLO｜t ｝ ---(20) Y10(t) = cos ｛4 ｜ωRF−ωLO｜t ｝ ---(21) ii)ωRF＜ωLOのとき、 Y7(t) = −sin ｛4 ｜ωRF−ωLO｜t ｝ ---(22) Y10(t) = cos ｛4 ｜ωRF−ωLO｜t ｝ ---(23) iii) ωRF＝ωLOのとき、 Y7(t) = ０ ---(24) Y10(t) = １ ---(25) となる。式(20), (21), (22)および(23)より、 Y7(t)と
Y10(t)との位相を比較すれば、変調搬送波の周波数と基
準搬送波の周波数とのずれの方向を検出することができ
る。すなわち、Y7(t) を基準としてY10(t)の位相がπ/2
進んでいるとき、 ωRF＞ωLO Y7(t) を基準としてY10(t)の位相がπ/2遅れていると
き、 ωRF＜ωLO となる。換言すると、Y7(t) とY10(t)との位相差を検出
し、その位相差に応じて周波数を制御することによって
位相ロックが掛かることになる。
【００１６】したがって、本例においては、第３の乗算
器29の出力信号Y7(t) を第１の低域通過フィルタ33を経
て第１の位相差検出器35に供給するとともに第４の乗算
器32の出力信号Y10(t)を第２の低域通過フィルタ34を経
て第１の位相差検出器35に供給して変調搬送波周波数と
基準搬送波周波数とのずれの方向を表す信号を取り出
し、この第１の位相差検出器35の出力信号を第３の低域
通過フィルタ36を経て制御信号生成手段16を構成する第
１および第２の比較器37および38に供給する。これら第
１および第２の比較器37および38にはそれぞれ第１およ
び第２の基準値をも供給する。第１の比較回路37は第３
の低域通過フィルタ36から出力される信号と基準搬送波
の周波数を補正すべきか否かを決める第１の基準値との
比較を行い、カウント開始/ 停止指令をカウンタ38へ出
力する。また、第２の比較器38はカウントアップ/ ダウ
ン指令を出力する。このカウンタ39にはクロック発生器
40からクロックを供給する。さらに、このカウンタ39の
計数値は、その搬送波の周波数に応じて予め固定値が設
定されている。
器29の出力信号Y7(t) を第１の低域通過フィルタ33を経
て第１の位相差検出器35に供給するとともに第４の乗算
器32の出力信号Y10(t)を第２の低域通過フィルタ34を経
て第１の位相差検出器35に供給して変調搬送波周波数と
基準搬送波周波数とのずれの方向を表す信号を取り出
し、この第１の位相差検出器35の出力信号を第３の低域
通過フィルタ36を経て制御信号生成手段16を構成する第
１および第２の比較器37および38に供給する。これら第
１および第２の比較器37および38にはそれぞれ第１およ
び第２の基準値をも供給する。第１の比較回路37は第３
の低域通過フィルタ36から出力される信号と基準搬送波
の周波数を補正すべきか否かを決める第１の基準値との
比較を行い、カウント開始/ 停止指令をカウンタ38へ出
力する。また、第２の比較器38はカウントアップ/ ダウ
ン指令を出力する。このカウンタ39にはクロック発生器
40からクロックを供給する。さらに、このカウンタ39の
計数値は、その搬送波の周波数に応じて予め固定値が設
定されている。
【００１７】カウンタ39のカウント値を、可変発振手段
17へ供給する。本例の可変発振手段17は、補正すべき最
終データを決定するPLL 回路を以て構成する。すなわ
ち、第１の電圧制御発振器41を設け、その出力クロック
をプリースケーラ42でカウントダウンし、その出力を可
変分周器43に供給する。この可変分周器43の分周比を、
上述したカウンタ39のカウント値で制御し、その出力を
第２の位相差検出器44の一方の入力端子に供給する。こ
の第２の位相差検出器44の他方の入力端子には、固定発
振器45で発生されるクロックを固定分周器46で分周した
信号を供給する。第２の位相差検出器44の出力信号を第
４の低域通過フィルタ47を介して第１のＶＣＯ41へ制御
信号として供給する。このようにして第１のＶＣＯ41か
ら、変調搬送波の周波数と基準搬送波の周波数とのずれ
の方向に応じた周波数を有する補正信号を発生させるこ
とができる。
17へ供給する。本例の可変発振手段17は、補正すべき最
終データを決定するPLL 回路を以て構成する。すなわ
ち、第１の電圧制御発振器41を設け、その出力クロック
をプリースケーラ42でカウントダウンし、その出力を可
変分周器43に供給する。この可変分周器43の分周比を、
上述したカウンタ39のカウント値で制御し、その出力を
第２の位相差検出器44の一方の入力端子に供給する。こ
の第２の位相差検出器44の他方の入力端子には、固定発
振器45で発生されるクロックを固定分周器46で分周した
信号を供給する。第２の位相差検出器44の出力信号を第
４の低域通過フィルタ47を介して第１のＶＣＯ41へ制御
信号として供給する。このようにして第１のＶＣＯ41か
ら、変調搬送波の周波数と基準搬送波の周波数とのずれ
の方向に応じた周波数を有する補正信号を発生させるこ
とができる。
【００１８】一方、第３の乗算器29の出力信号Y7(t) を
第５の低域通過フィルタ48を経て第２の電圧制御発振器
（ＶＣＯ）49に制御信号として供給し、この第２のＶＣ
Ｏの発振出力信号を基準搬送波として第５の乗算器50へ
供給する。この第５の乗算器50には、上述した第１のＶ
ＣＯ41から出力される補正信号をも供給する。今、変調
搬送波の周波数を130MHzとする場合には、第２のＶＣＯ
49から出力される信号の周波数を120MHzとし、第１のＶ
ＣＯ41から出力される補正信号の周波数を10MHz とする
ことにより第５の乗算器50から130MHzの基準搬送波を出
力することができ、この基準搬送波をQPSK復調器22へ供
給する。
第５の低域通過フィルタ48を経て第２の電圧制御発振器
（ＶＣＯ）49に制御信号として供給し、この第２のＶＣ
Ｏの発振出力信号を基準搬送波として第５の乗算器50へ
供給する。この第５の乗算器50には、上述した第１のＶ
ＣＯ41から出力される補正信号をも供給する。今、変調
搬送波の周波数を130MHzとする場合には、第２のＶＣＯ
49から出力される信号の周波数を120MHzとし、第１のＶ
ＣＯ41から出力される補正信号の周波数を10MHz とする
ことにより第５の乗算器50から130MHzの基準搬送波を出
力することができ、この基準搬送波をQPSK復調器22へ供
給する。
【００１９】ここで、第１のＶＣＯ41の制御電圧対発振
周波数特性を、例えば10MHz ±1MHzとし、第２のＶＣＯ
49のそれを120 ±10KHz とすると、位相ロックが外れて
いる場合には、第１のＶＣＯ41から発生される補正信号
の周波数を広い範囲に亘って変化させることによって基
準搬送波の周波数を変調搬送波の周波数に迅速に一致さ
せることにより位相ロックを迅速に掛けることができ、
その後は第２のＶＣＯ49の発振周波数を微少に変化させ
ることにより基準搬送波の周波数を変調搬送波の周波数
に正確に追従させることができる。
周波数特性を、例えば10MHz ±1MHzとし、第２のＶＣＯ
49のそれを120 ±10KHz とすると、位相ロックが外れて
いる場合には、第１のＶＣＯ41から発生される補正信号
の周波数を広い範囲に亘って変化させることによって基
準搬送波の周波数を変調搬送波の周波数に迅速に一致さ
せることにより位相ロックを迅速に掛けることができ、
その後は第２のＶＣＯ49の発振周波数を微少に変化させ
ることにより基準搬送波の周波数を変調搬送波の周波数
に正確に追従させることができる。
【００２０】すなわち、入力変調信号の角周波数が基準
搬送波の角周波数よりも高い場合には、カウンタ39はカ
ウントアップし、可変分周器43の分周比が大きくなり、
第１のＶＣＯ41から発生される補正信号の周波数は高く
なり、基準搬送波の周波数も高くなる。これとは逆に、
入力変調信号の角周波数が基準搬送波の角周波数よりも
低い場合には、カウンタ39はカウントダウンし、可変分
周器43の分周比が小さくなり、第１のＶＣＯ41から発生
される補正信号の周波数は低くなり、基準搬送波の周波
数も低くなる。また、入力変調信号の角周波数が基準搬
送波の角周波数と等しい場合には、カウンタ39の動作は
停止し、その状態が保持される。
搬送波の角周波数よりも高い場合には、カウンタ39はカ
ウントアップし、可変分周器43の分周比が大きくなり、
第１のＶＣＯ41から発生される補正信号の周波数は高く
なり、基準搬送波の周波数も高くなる。これとは逆に、
入力変調信号の角周波数が基準搬送波の角周波数よりも
低い場合には、カウンタ39はカウントダウンし、可変分
周器43の分周比が小さくなり、第１のＶＣＯ41から発生
される補正信号の周波数は低くなり、基準搬送波の周波
数も低くなる。また、入力変調信号の角周波数が基準搬
送波の角周波数と等しい場合には、カウンタ39の動作は
停止し、その状態が保持される。
【００２１】本発明は上述した実施例に限定されるもの
ではなく、幾多の変更や変形が可能である。例えば、上
述した実施例ではアナログ信号を処理するようにした
が、ディジタル信号を処理することもできる。また、上
述した実施例では可変発振手段は、その出力周波数を段
階的に変化するものとしたが、連続的に変化するものと
することもできる。
ではなく、幾多の変更や変形が可能である。例えば、上
述した実施例ではアナログ信号を処理するようにした
が、ディジタル信号を処理することもできる。また、上
述した実施例では可変発振手段は、その出力周波数を段
階的に変化するものとしたが、連続的に変化するものと
することもできる。
【００２２】
【発明の効果】上述した本発明による搬送波再生回路に
よれば、入力変調搬送波の周波数と、基準搬送波の周波
数とがずれていても広い周波数範囲に亘って位相ロック
を掛けることができる。したがって、従来高度の周波数
安定性が要求されていた無線機においても、受信側での
位相ロック範囲が広がることによって高価な部品を使用
しないと実現できなかったものが、本発明では安価な部
品でも実現可能となり、コストパーフォマンスを改善す
ることができる。
よれば、入力変調搬送波の周波数と、基準搬送波の周波
数とがずれていても広い周波数範囲に亘って位相ロック
を掛けることができる。したがって、従来高度の周波数
安定性が要求されていた無線機においても、受信側での
位相ロック範囲が広がることによって高価な部品を使用
しないと実現できなかったものが、本発明では安価な部
品でも実現可能となり、コストパーフォマンスを改善す
ることができる。
【図１】図１は、従来のコスタスループ方式のQPSK復調
回路の構成を示すブロック図である。
回路の構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、本発明による搬送波再生回路の基本的
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図３】図３は、本発明による搬送波再生回路の一実施
例を具えるQPSK受信側の構成を示すブロック図である。
例を具えるQPSK受信側の構成を示すブロック図である。
12 復調手段 13 電圧制御発振器 14 位相差検出手段 15 周波数ずれ方向検出手段 16 制御信号生成手段 17 可変発振手段 25 第１乗算器 26 第１和回路 27 第１差回路 28 第２乗算器 29 第３乗算器 30 第２和回路 31 第２差回路 32 第４乗算器 33, 34 第１、第２低域通過フィルタ 35 第１位相差検出器 36 第３低域通過フィルタ 37, 38 第１、第２比較器 39 カウンタ 40 クロック発生器 41 第１電圧制御発振器 42 プリスケーラ 43 可変分周器 44 第２位相差検出器 45 発振器 46 固定分周器 47 第４低域通過フィルタ 48 第５低域通過フィルタ 49 第２電圧制御発振器 50 第５乗算器
Claims (2)
- 【請求項１】 直交検波出力信号ＩおよびＱに含まれる
変調搬送波と、直交検波を行うための基準搬送波との位
相誤差を検出する位相誤差検出手段と、この位相誤差検
出手段から出力される位相誤差に応じて周波数が制御さ
れる基準搬送波を発生する電圧制御発振器とを具える搬
送波再生回路において、前記直交検波出力信号を処理し
て変調搬送波と基準搬送波との周波数のずれの方向を検
出する周波数ずれ方向検出手段と、この周波数ずれ方向
検出手段の出力信号に基づいて制御信号を出力する制御
信号生成手段と、この制御信号に応じて周波数が制御さ
れた補正信号を発生する可変発振手段と、この可変発振
手段から発生される補正信号と、前記電圧制御発振器か
ら発生される搬送波とを乗算して補正された基準搬送波
を出力する乗算手段とを具えることを特徴とする搬送波
再生回路。 - 【請求項２】 請求項１に記載の搬送波再生回路におい
て、 前記周波数ずれ方向検出手段が、 直交検波出力信号ＩおよびＱを乗算する第１の乗算手段
と、前記直交検波出力信号ＩおよびＱの和と差とを乗算
する第２の乗算手段と、前記第１および第２の乗算手段
の出力信号を乗算する第３の乗算手段と、前記第１およ
び第２の乗算手段の出力信号の和と差を乗算する第４の
乗算手段と、前記第３の乗算手段の出力信号の低域成分
を抽出する第１の低域通過フィルタと、前記第４の乗算
手段の出力信号の低域成分を抽出する第２の低域通過フ
ィルタと、前記第１の低域通過フィルタの出力信号と、
前記第２の低域通過フィルタの出力信号との位相差を検
出する第１の位相差検出手段と、この第１の位相差検出
手段の出力信号の低域成分を抽出する第３の低域通過フ
ィルタと、この第３の低域通過フィルタの出力信号を第
１の基準値と比較する第１の比較器と、前記第３の低域
通過フィルタの出力信号を第２の基準値と比較する第２
の比較器とを具え、 前記制御信号生成手段が、 前記第１の比較器の出力信号をカウントの開始／停止指
令とし、前記第２の比較器の出力信号をカウントのアッ
プ／ダウン指令として所定の周波数のクロック信号を計
数するカウンタと、このカウンタのカウント値に応じて
分周比が制御される可変分周器と、固定発振器と、この
固定発振器の出力信号を分周する固定分周器と、前記可
変分周器の出力信号と、前記固定分周器の出力信号との
位相差を検出する第２の位相差検出手段と、この第２の
位相差検出手段の出力信号の低域成分を抽出する第４の
低域通過フィルタとを具え、 前記可変発振手段が、前記第４の低域通過フィルタの出
力信号を制御信号として受けて前記補正信号を発生する
第２の電圧制御発振器を具えることを特徴とする搬送波
再生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25358394A JP3462277B2 (ja) | 1994-10-19 | 1994-10-19 | 搬送波再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25358394A JP3462277B2 (ja) | 1994-10-19 | 1994-10-19 | 搬送波再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08125705A true JPH08125705A (ja) | 1996-05-17 |
| JP3462277B2 JP3462277B2 (ja) | 2003-11-05 |
Family
ID=17253400
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25358394A Expired - Fee Related JP3462277B2 (ja) | 1994-10-19 | 1994-10-19 | 搬送波再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3462277B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114301744A (zh) * | 2021-12-22 | 2022-04-08 | 苏州云芯微电子科技有限公司 | 一种本地载波恢复电路 |
-
1994
- 1994-10-19 JP JP25358394A patent/JP3462277B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114301744A (zh) * | 2021-12-22 | 2022-04-08 | 苏州云芯微电子科技有限公司 | 一种本地载波恢复电路 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3462277B2 (ja) | 2003-11-05 |
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