JPH05202790A

JPH05202790A - 圧電素子充電電荷量制御回路

Info

Publication number: JPH05202790A
Application number: JP4177125A
Authority: JP
Inventors: Hirotada Hayashi; 宏直林
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 1991-11-25
Filing date: 1992-07-03
Publication date: 1993-08-10
Anticipated expiration: 2013-07-09
Also published as: JP2773551B2

Abstract

(57)【要約】【目的】圧電素子の実際の充電電荷量と目標電荷量と
の誤差を積分する誤差積分回路を備えた圧電素子充電電
荷量制御回路に関し、入力信号が非周期的に入力される
場合にも正確な積分値を得て充電電荷量制御を行なうこ
とを目的とする。【構成】入力信号Ｉを加算回路１１で第２のサンプル
ホールド回路１４の出力信号Ｂと加算して得た信号Ｃが
増幅器１２に供給される。増幅器１２の出力信号Ｏは第
１のサンプルホールド回路１３で第１のタイミングパル
スＴ₁に基づいてサンプル及びホールドされる。第１の
サンプルホールド回路１３の出力信号Ａは第２のサンプ
ルホールド回路１４において、タイミングパルスＴ₂に
基づいてサンプル及びホールドされる。上記のタイミン
グパルスＴ₁及びＴ₂は入力信号Ｉに同期しており、入
力信号ＩはタイミングパルスＴ₁及びＴ₂に同期して積
分されて増幅器により取り出されることとなる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は圧電素子充電電荷量制御
回路に係り、特に圧電素子の実際の充電電荷量と目標電
荷量との誤差を積分する誤差積分回路を備えた圧電素子
充電電荷量制御回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】内燃機関の燃料噴射弁の加圧アクチュエ
ータなどに用いられる圧電素子は、温度変化、経年変化
等によって同じレベルの駆動信号に対する伸縮量が変化
しても、所要の空燃比が得られるように補正する必要が
ある。そこで、従来より圧電素子の伸縮量と充電電荷量
とが対応関係にあることに鑑み、圧電素子の駆動電流を
積分し、その積分値に基づいて圧電素子の伸縮量を間接
的に検出し、その検出結果に基づいて駆動電圧をフィー
ドバック制御させるようにした圧電素子の制御回路が知
られている（特開昭６０−４３１４６号公報）。

【０００３】ところで、一般的にはフィードバック系モ
デルは図１７に示す如く、入力電圧Ｖ_iを減算器１を通
して伝達関数Ｇ（ｓ）の回路２に供給し、更にこの回路
２の出力電圧Ｖ_uを伝達関数Ｈ（ｓ）の帰還回路３を通
して得た電圧Ｖ_FBを減算器１にフィードバック入力する
構成で表わされる。

【０００４】このフィードバック系モデル全体の伝達関
数はＧ（ｓ）／｛１＋Ｇ（ｓ）・Ｈ（ｓ）｝で表わされ
るから、図１７の回路は図１８に書き改めることができ
る。この時、Ｈ（ｓ）＝Ｋ₁，Ｇ（ｓ）＝∞とするとこ
の系の伝達関数は１／Ｋ₁で近似され、安定する。ただ
し、実際にはＧ（ｓ）＝∞とはならず誤差が発生するた
め、Ｇ（ｓ）＝１／ｓとして積分項を設ける。このこと
より遅れは発生するが誤差をなくすことができる。

【０００５】そこで、上記の点に鑑み、具体的には図１
９に示す如く、演算増幅器５、その反転入力端子に接続
された抵抗６及び演算増幅器５の出力端子と反転入力端
子間に接続されたコンデンサ７からなる積分回路を用い
てフィードバックを行なう。前記した従来回路における
圧電素子の駆動電流の積分値は、上記の積分回路により
得られる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかるに、前記した従
来の制御回路では、図１９に示した積分回路を用いてい
るが、この積分回路は時間に対する積分回路であるた
め、入力電圧Ｖ_iが一定周期である場合にのみ所要の積
分電圧を得ることができる。しかし、前記した内燃機関
の燃料噴射弁の加圧アクチュエータなどに用いられる圧
電素子の充電電荷量を制御する場合には、入力電圧Ｖ_i
は点火タイミングなどに応じて非同期的に入力されるた
めに、所要の積分電圧を得ることができず、正確な充電
電荷量制御ができない。

【０００７】本発明は上記の点に鑑みてなされたもの
で、継続接続した２つのサンプルホールド回路を帰還路
に有することにより、上記の課題を解決した圧電素子充
電電荷量制御回路を提供することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成する本発
明の原理構成図を図１に示す。図１（Ａ）は請求項１記
載の発明の原理構成図で、加算回路１１、ゲイン１の増
幅器１２、第１のサンプルホールド回路１３及び第２の
サンプルホールド回路１４からなる誤差積分回路を備え
た圧電素子充電電荷量制御回路を示す。加算回路１１は
圧電素子への充電電荷量と目標電荷量との誤差Ｉに第２
のサンプルホールド回路１４の出力信号Ｂを加算す
る。増幅器１２は加算回路１１の出力信号を増幅して誤
差積分回路の出力信号Ｏとする。第１のサンプルホール
ド回路１３は誤差積分回路の出力信号Ｏを前記圧電素子
の充電電荷量のサンプルタイミングと同期した第１のタ
イミングパルスＴ₁でサンプリング後ホールドする。第
２のサンプルホールド回路１４は第１のサンプルホール
ド回路１３のホールド期間の出力信号Ａを第１のタイミ
ングパルスＴ ₁と同期した第２のタイミングパルスＴ₂
でサンプル後ホールドする。

【０００９】図１（Ｂ）は請求項２記載の発明の原理構
成図を示す。同図中、図１（Ａ）と同一構成部分には同
一符号を付し、その説明を省略する。図１（Ｂ）に示す
誤差積分回路は切換手段１５を有する点に特徴がある。
切換手段１５は誤差積分回路の作動開始時に、第１のサ
ンプルホールド回路１３に所定レベルの信号Ｅを初期値
として入力し、その後増幅器１２の出力信号Ｄを第１の
サンプルホールド回路１３に切換入力する。

【００１０】

【作用】誤差検出回路の入力誤差Ｉ（ｎ）が一定周期で
なく非周期的に入力される場合、その出力誤差積分値Ｓ
（ｎ）は次式で表わされる。

【００１１】

【数１】

【００１２】上式よりわかるように、誤差積分値Ｓ
（ｎ）は入力誤差Ｉ（ｎ）に前回までの誤差積分値Ｓ
（n-1)を加算することで得られる。

【００１３】そこで本発明は図１（Ａ），（Ｂ）に示す
如く、加算回路１１において入力誤差Ｉに前回までの誤
差積分値Ｂを加算する構成としたものである。図１
（Ａ）の回路においては、図２に示す如く入力誤差Ｉが
Ｉ(n-1) のときは増幅器１２で増幅されて取り出される
出力信号ＯがＳ(n-1) である。この出力信号Ｓ(n-1) は
第１のサンプルホールド回路１３に入力され、図２で示
す第１のタイミングパルスＴ₁のローレベル期間サンプ
リングされた後、Ｔ₁のハイレベル期間ホールドされ
る。従って、第１のサンプルホールド回路１３の出力信
号Ａは図２に示す如くタイミングパルスＴ₁のハイレベ
ル期間Ｓ(n-1）に確定する。

【００１４】第２のサンプルホールド回路１４は図２に
示す如く第１のタイミングパルスＴ ₁に同期した第２の
タイミングパルスＴ₂のローレベル期間、上記の信号Ａ
（＝Ｓ(n-1））をサンプリングし、Ｔ₂のハイレベル期
間サンプリング値をホールドすることにより、図２にＢ
で示す信号を出力する。これにより、第２のサンプルホ
ールド回路１４から取り出された信号Ｂ（＝Ｓ(n-1））
はこの時点の入力誤差Ｉ（＝Ｉ（ｎ））と加算回路１１
において加算された後、増幅器１２へ入力される。

【００１５】上記のタイミングパルスＴ₁及びＴ₂は圧
電素子の充電電荷量のサンプリングタイミングと同期し
ており、非周期的に発生する入力誤差Ｉに同期して発生
されるため、サンプリングタイミングと同期して積分動
作が行なわれることとなる。図１（Ｂ）に示す本発明回
路では、図３にＳＷで示すように誤差積分回路の作動開
始時の時刻ｔ₁からｔ₂までの間、所定レベルの信号Ｅ
を初期値として切換手段１５が選択出力するため、誤差
検出回路の出力信号Ｏは図３に示す如く時刻ｔ₁からｔ
₂までの間初期値Ｅが出力される。

【００１６】第１のサンプルホールド回路１３は図３に
示すように上記の初期値Ｅを第１のタイミングパルスＴ
₁でサンプル及びホールドして信号Ａを出力し、第２の
サンプルホールド回路１４はこの信号Ａ（＝Ｅ）を第２
のタイミングパルスＴ₂でサンプル及びホールドして信
号Ｂを出力する。切換手段１５は上記時刻ｔ₂になると
図３にＳＷで示すように、増幅器１２の出力信号Ｄを第
１のサンプルホールド回路１３へ入力するように切換わ
る。

【００１７】これにより、切換手段１５からは図３にＯ
で示す如く、時刻ｔ₂からその後タイミングパルスＴ₂
が２回入力されるまでは初期値Ｅに入力誤差Ｉ₁を加算
した値が取り出され、以後はタイミングパルスＴ₂が入
力される毎に入力誤差と前回の出力信号との加算信号が
取り出される。本発明では積分回路の作動開始から直ち
に或る初期値Ｅが取り出されるので、応答が速い。

【００１８】

【実施例】図４は本発明の要部の一実施例の回路図を示
す。同図中、端子２１，２２，２３，２４及び２５は夫
々初期設定信号、タイミング信号、圧電素子の充電電流
値、目標電荷量を示す電荷指定値及び前記した所定レベ
ルの信号Ｅに相当する初期値が夫々入力される。前記端
子２１に入力される初期設定信号は、後述する如く圧電
素子が内燃機関の燃料噴射弁の加圧アクチュエータとし
て使用されているときは、内燃機関のイグニッションス
イッチのオンにより発生されるリセット信号である。ま
た前記端子２２に入力されるタイミング信号は例えば燃
料噴射信号である。本実施例は初期設定タイミング発生
回路２６、誤差積分及び電流積分タイミング発生回路２
７、電流積分回路２８、電荷ホールド回路２９、誤差算
出回路３０、誤差積分回路３１、ゲート回路３２，３
３、スイッチ回路３４及び３５からなる。スイッチ回路
３４は前記した切換手段１５を構成している。

【００１９】初期設定タイミング発生回路２６は、単安
定マルチバイブレータ３６、フリップフロップ３７及び
インバータ３８よりなり、単安定マルチバイブレータ３
６のＸＱ出力端子がフリップフロップ３７のクロック端
子に接続され、端子２１がインバータ３８を介してフリ
ップフロップ３７のリセット端子に接続された構成とさ
れている。

【００２０】誤差積分及び電流積分タイミング発生回路
２７は、インバータ３９、単安定マルチバイブレータ４
０，４１及び４２、フリップフロップ４３からなり、端
子２２がインバータ３９を介して単安定マルチバイブレ
ータ４０の入力端子Ａに接続され、単安定マルチバイブ
レータ４０，４１のＱ出力端子が次段の単安定マルチバ
イブレータ４１，４２の入力端子ＸＢに接続され、更に
フリップフロップ４３のリセット端子が端子２２に、ま
たフリップフロップ４３のクロック端子が単安定マルチ
バイブレータ４１のＱ出力端子に接続されている。

【００２１】電流積分回路２８は抵抗４４、演算増幅器
４５、コンデンサ４６及びスイッチ回路４７よりなる積
分回路であり、演算増幅器４５の出力端子と反転入力端
子間にコンデンサ４６とスイッチ回路４７の並列回路が
接続されている。

【００２２】電流積分回路２８はスイッチ回路４７がオ
フの期間、入力充電電流値を積分し、スイッチ回路４７
がオンの期間はコンデンサ４６の充電電荷をスイッチ回
路４７を通して放電して出力をゼロとすると共に次の積
分動作に備える。演算増幅器４５の出力端子は抵抗４８
を介してサンプルホールド回路４９の入力端子とスイッ
チ回路３５の接続点に接続されている。抵抗４８の抵抗
値はスイッチ回路３５のオン時の内部抵抗より十分大な
る値に設定されている。

【００２３】誤差算出回路３０は抵抗５０及び５１の各
一端が演算増幅器５２の反転入力端子に接続され、演算
増幅器５２の非反転入力端子が抵抗５３を介して接地さ
れ、また演算増幅器５２の出力端子と反転入力端子との
間に抵抗５４が接続された構成とされている。抵抗５０
の他端は端子２４に接続され、抵抗５１の他端はサンプ
ルホールド回路４９の端子に接続されている。この誤差
算出回路３０は端子２３よりの圧電素子に流れる充電電
流と端子２４よりの電荷指示値との偏差（誤差）を算出
する。

【００２４】誤差積分回路３１は演算増幅器５２の出力
端子が抵抗５５を介して演算増幅器５６、抵抗５７〜５
９よりなる利得１の非反転増幅器を介して出力端子６３
及びサンプルホールド回路６０の入力端子に接続され、
更にサンプルホールド回路６０の出力がサンプルホール
ド回路６１及び抵抗６２を介して演算増幅器５６の非反
転入力端子に接続された構成とされている。

【００２５】抵抗５５及び６２の共通接続点が前記加算
回路１１に相当し、演算増幅器５６及び抵抗５７〜５９
が前記ゲイン１の増幅器１２に相当し、サンプルホール
ド回路６０及び６１が前記サンプルホールド回路１３及
び１４に相当する。また、端子２５と出力端子６３との
間に接続されたスイッチ回路３４は前記切換手段１５を
構成している。出力端子６３は後述の図９のＤＣ−ＤＣ
コンバータ７２の入力端子に接続されている。

【００２６】サンプルホールド回路４９，６０及び６１
は公知の構成の集積回路（ＩＣ）で構成されており、例
えばＡＤ５８５Ａを用い得、そのホールド端子にハイレ
ベルの信号が印加されている期間入力信号をサンプリン
グし、ホールド端子にローレベルの信号が印加されてい
る期間はサンプリングした値をホールドする構成であ
る。

【００２７】次に本実施例の作動について説明する。ま
ず、イグニッションスイッチのオンにより発生されたロ
ーレベルのリセット信号が端子２１に初期設定信号とし
て入力される。すると、この初期設定信号がインバータ
３８を介してフリップフロップ３７のリセット端子に印
加され、これをリセットする。これにより、フリップフ
ロップ３７のＱ出力端子よりローレベルの信号が取り出
され、スイッチ回路３４及び３５を夫々オンとする。

【００２８】スイッチ回路３４がオンになると、端子２
５よりの所定レベルの信号（初期値）Ｅがスイッチ回路
３４を通してサンプルホールド回路６０の入力端子に印
加される。この所定レベルの信号Ｅは誤差積分回路３１
の定常状態における信号レベル付近の値に予め設定され
ている。一方、スイッチ回路３５のオンにより、端子２
４よりの電荷指示値がスイッチ回路３５を介してサンプ
ルホールド回路４９の入力端子に印加される。端子２１
よりのローレベルの初期設定信号によりゲート回路３２
及び３３の各出力タイミング信号Ｔ₁及びＴ₂は夫々ハ
イレベルとなるので、サンプリングホールド回路４９、
６０及び６１はサンプリング動作を行なう。

【００２９】上記の初期設定信号は一定時間後ローレベ
ルよりハイレベルへ立ち上がり、以後ハイレベルに保持
される。初期設定信号の立ち上がりにより、単安定マル
チバイブレータ３６が抵抗Ｒ₄及びコンデンサＣ₄によ
り決まる所定時間だけ、そのＸＱ出力端子よりローレベ
ルの信号を出力する。フリップフロップ３７は単安定マ
ルチバイブレータ３６のＸＱ出力端子からの信号がクロ
ック端子に印加され、上記所定時間後のクロック端子の
ローレベルからハイレベルへの立ち上がり時に、データ
入力端子へのハイレベル信号をラッチし、これにより出
力端子Ｑよりハイレベルの信号を出力して、スイッチ回
路３４及び３５を夫々オフとする。

【００３０】一方、端子２２より燃料噴射弁の噴射タイ
ミングに同期したタイミング信号が端子２２に入力され
始める。このタイミング信号は図５（Ａ）に示す如き非
周期的な信号で、インバータ３９を通して単安定マルチ
バイブレータ４０の入力端子Ａ及びスイッチ回路４７の
制御端子に印加され、タイミング信号の立ち下がりと同
時に単安定マルチバイブレータ４０のＱ出力端子から図
５（Ｂ）に示す如く、抵抗Ｒ₁、コンデンサＣ₁で決ま
る所定時間Ｐ₁ハイレベルの信号が出力されると共に、
スイッチ回路４７がオフとされ、電流積分回路２８によ
り電流積分が開始される。上記の所定時間Ｐ₁は電流積
分回路２８の積分動作が終了する時間に余裕をもって設
定されている。

【００３１】単安定マルチバイブレータ４０のＱ出力信
号は単安定マルチバイブレータ４１の入力端子ＸＢに入
力され、その立ち下がりで単安定マルチバイブレータ４
１をトリガし、単安定マルチバイブレータ４１のＱ，Ｘ
Ｑの各出力端子より図５（Ｃ），（Ｄ）に示す如く抵抗
Ｒ₂及びコンデンサＣ₂で決まる所定時間Ｐ₂の幅をも
つパルスを出力させる。この所定時間Ｐ₂はサンプルホ
ールド回路４９と６１において、入力が安定してサンプ
リングされる時間に設定される。

【００３２】単安定マルチバイブレータ４１のＱ出力端
子の出力信号（図５（Ｃ））は単安定マルチバイブレー
タ４２の入力端子ＸＢに印加されて、その立ち下がりで
単安定マルチバイブレータ４２をトリガし、抵抗Ｒ₃及
びコンデンサＣ₃で決まる所定時間Ｐ₃ローレベルの図
５（Ｆ）に示す信号を出力させる。この所定時間Ｐ₃は
サンプルホールド回路６０において、入力が安定してサ
ンプリングされる時間に設定される。

【００３３】また、単安定マルチバイブレータ４１のＱ
出力端子の出力信号（図５（Ｃ））は、フリップフロッ
プ４３のクロック端子に印加され、その立ち上がりでデ
ータ入力端子のハイレベルの信号をラッチさせる。フリ
ップフロップ４３のＱ出力端子の出力信号は単安定マル
チバイブレータ４２のイネーブル端子に印加され、その
ハイレベル期間作動可能状態とし、そのローレベル期間
は作動禁止状態とする。

【００３４】また、フリップフロップ４３は端子２２よ
りのタイミング信号（図５（Ａ））の立ち上がりにより
セットされる。従って、フリップフロップ４３は単安定
マルチバイブレータ４１のＱ出力信号の立ち上がりがあ
って始めて単安定マルチバイブレータ４２の動作を可能
とするために設けられており、ノイズにより単安定マル
チバイブレータ４２が誤動作することを防止する。

【００３５】このようにして、単安定マルチバイブレー
タ４２のＸＱ出力端子より取り出された出力信号（図５
（Ｆ））はゲート回路３３に供給され、ここで端子２１
よりのハイレベルの信号と否定論理積をとられて図５
（Ｇ）に示す信号とされた後、前記第１のタイミングパ
ルスＴ₁としてサンプルホールド回路６０のホールド端
子に印加され、そのハイレベル期間にサンプリングした
値を次のローレベル期間ホールドする。

【００３６】また、単安定マルチバイブレータ４１の出
力端子ＸＱより取り出された図５（Ｄ）に示す信号はゲ
ート回路３２で端子２１よりのハイレベルの信号と否定
論理積を取られて図５（Ｅ）に示す信号とされた後、前
記第２のタイミングパルスＴ ₂としてサンプルホールド
回路４９及び６１のホールド端子に印加される。なお、
図５（Ｇ），（Ｅ）に示すタイミングパルスＴ₁，Ｔ₂
は前記図３，図４に示したタイミングパルスＴ₁，Ｔ₂
とは逆極性であるが、実質的には同一である。一方、端
子２３に入力された圧電素子への充電電流は、前記タイ
ミング信号の立ち下がりと同時にスイッチ回路４７がオ
フとされることから電流積分回路２８で積分された後、
抵抗４８を介してサンプルホールド回路４９に供給さ
れ、ここで前記サンプル後ホールドされる。このサンプ
ルホールド回路４９でサンプル後ホールドされた信号の
値は圧電素子の充電電荷量を示しており、抵抗５０を介
して端子２４より入力される電荷指示値と抵抗５１を介
して加算（実質的には減算）されて誤差信号とされる。

【００３７】すなわち、上記の誤差信号は実際の圧電素
子への充電電荷量と目標とする電荷指示値との誤差に対
応したレベルの信号であり、演算増幅器５２及び抵抗５
３、５４よりなる回路で反転増幅された後、前記した入
力信号Ｉとして抵抗５５を介して演算増幅器５６の非反
転入力端子に供給される。一方、演算増幅器５６の非反
転入力端子には抵抗６２を介してサンプルホールド回路
６１よりの信号（前記信号Ｂに相当）が入力される。

【００３８】演算増幅器５６、抵抗５７〜５９による回
路は上記の抵抗５５を介して入力される誤差信号Ｉと抵
抗６２を介してサンプルホールド回路６１から入力され
る信号Ｂとの加算信号を非反転増幅し、得られた信号を
端子６３へ出力信号（電圧指示値）Ｏとして出力する一
方、サンプルホールド回路６０に入力し、ここで前記図
５（Ｇ）に示すタイミングパルスＴ₁のハイレベル期間
でサンプル後Ｔ₁のローレベル期間でホールドさせる。
サンプルホールド回路６０の出力信号Ａはサンプルホー
ルド回路６１に入力され、ここで前記図５（Ｅ）に示す
タイミングパルスＴ₂のハイレベル期間でサンプル後Ｔ
₂のローレベル期間でホールドされる。

【００３９】本実施例によれば、端子２２に入力される
タイミング信号と端子２３に入力される充電電流とは互
いに同期しており、かつ、非周期的に入力されるが、誤
差積分回路３１において、サンプルタイミングと同期し
て積分動作を行なうことができるため、出力端子６３に
は正確な誤差積分値が得られる。従って、本実施例によ
れば、ＰＩＤ制御精度を向上できる。

【００４０】図６はタイミングパルスＴ₂、入力誤差信
号Ｉ、出力信号Ｏ及びサンプルホールド回路６１の出力
信号Ｂを夫々示すタイムチャートである。同図に示すよ
うに入力誤差信号Ｉを積分した信号が出力信号として取
り出されることがわかる。図７はタイミングパルスＴ₂
を図６のタイミングパルスＴ₂よりも長周期としたとき
の誤差積分回路３１のタイムチャートを示す。図７に示
すように、タイミングパルスＴ₂が長周期であるとサン
プリング間隔が長くなるため、出力信号Ｏの波形はより
大きな段差を持つ波形となる。

【００４１】図８は初期設定直後の本実施例のタイムチ
ャートを示す。期間Ｐ_aは初期設定直後の値を示し、サ
ンプルホールド回路６０，６１の各出力信号Ａ，Ｂは夫
々前記信号レベルＥである。続いて、スイッチ回路３４
がオフとされ、最初のタイミングパルスＴ₁，Ｔ₂の入
力後２番目のタイミングパルスＴ₂が入力されるまでの
期間Ｐ_bにおいては、信号Ａのみが入力信号Ｉを加算さ
れ、２番目のタイミングパルスＴ₁，Ｔ₂以降が入力さ
れる期間Ｐ_cにおいては、入力信号Ｉが一定ならば、信
号Ａ，Ｂは互いに入力信号Ｉの電位差をもって順次Ｉず
つ加算されていく。

【００４２】本実施例によれば、初期設定時に定常状態
のときの誤差積分値に対応する値Ｅを入力するようにし
ているため、従来のように積分回路に電荷が蓄積されて
おらず、積分値ゼロから積分を開始するために出力がゼ
ロからスタートして応答が遅くなる、ということはな
い。なお、前回までの値の学習値をサンプルホールド回
路６０，６１に保持しておき、その学習値を基にしてス
タートすることもできる。

【００４３】ところで、上記の誤差積分回路３１の出力
信号Ｏは、図９に示す回路の入力端子６３を介してＤＣ
−ＤＣコンバータ７２に電圧指示値Ｖｉとして印加さ
れ、ここでＶｉに応じた高圧電圧Ｖ_Oに変換される。Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ７２の出力高圧電圧Ｖ_Oは電源用コ
ンデンサ７３に印加され、これを充電する。一方図９の
サイリスタ７５及び７６はゲートに接続された図示しな
い点弧回路によってスイッチング制御される構成とされ
ており、一方がオンのときは他方がオフとされ、かつ、
交互にオンとオフを繰り返すようにスイッチング制御さ
れる。

【００４４】サイリスタ７５がオンのときは、電源用コ
ンデンサ７３の充電電荷がチョークコイル７４及びサイ
リスタ７５を通して圧電素子７８に印加される。すなわ
ち、サイリスタ７５がオンの時には図示の向きに電流Ｉ
₁が流れ、共振により容量性負荷である圧電素子７８に
Ｖ₀より高い電圧Ｖ_Pが蓄えられる。

【００４５】その後、サイリスタ７６がオンとされる
と、圧電素子７８の充電負荷がサイリスタ７６及びチョ
ークコイル７７を通して放電される。従って、サイリス
タ７６がオンのときは、図示の向きに放電電流Ｉ₂がサ
イリスタ７６及びチョークコイル７７に流れ、オーバー
シュートにより圧電素子７８の端子電圧Ｖ_Pは負電圧ま
で低下する。

【００４６】上記電圧Ｖ_Oが３２０Ｖのとき、図１０
（Ｂ）に示す如くサイリスタ７５のオンタイミングａの
ときに波高値６Ａの電流Ｉ₁が流れ、また同図（Ｃ）に
示す如くサイリスタ７６のオンタイミングｂのときに波
高値６Ａの電流Ｉ₂が流れ、これにより圧電素子７８の
端子電圧Ｖ_Pは同図（Ａ）に示す如く正側の波高値が６
００Ｖ、負側の波高値が−２００Ｖのパルス状波形とな
る。なお、前記した圧電素子７８の充電電流Ｉ₁は図４
の端子２３にも入力される。

【００４７】図１１はこの場合の図４と図９とをまとめ
て示す本発明の第１実施例の回路構成図である。同図
中、図４及び図９と同一構成部分には同一符号を付し、
その説明を省略する。図１１において、タイミング発生
回路101 は図４の初期設定タイミング発生回路２６と誤
差微分及び電流積分タイミング発生回路２７とよりなる
回路部であり、また図１１の制御部102 は図９の上記の
タイミング発生回路２６及び２７以外のすべての回路部
である。

【００４８】制御部102 の入力端子２３（すなわち電流
積分回路２８の入力端子）には、図１１の電流トランス
103 から取り出された前記充電電流Ｉ₁が供給される。
これにより、電源用コンデンサ７３に蓄えられるＤＣ−
ＤＣコンバータ７２の出力高圧電圧Ｖ_Oは充電電流Ｉ₁
が電荷指示値になるようにフィードバック制御されるこ
ととなる。圧電素子７８は温度により容量が変化するた
め、ＤＣ−ＤＣコンバータ７２の出力高圧電圧Ｖ₀が一
定であれば一通電当たりの電荷量は変動するが、上記の
フィードバックにより電荷量を安定させることができ
る。

【００４９】なお、圧電素子７８は例えば図１２に示す
燃料噴射弁８０の加圧アクチュエータとして使用され
る。同図中、燃料噴射弁８０のハウジング８１内には、
摺動可能に挿入されてノズル口８２の開閉制御をするニ
ードル８３と、ニードル８３の円錐状受圧面８４の周り
に形成されたニードル加圧室８５と、ハウジング８１内
に摺動可能に挿入されたピストン８６と、ハウジング８
１とピストン８６間に挿入された圧電素子７８と、ピス
トン８６を圧電素子７８に向けて付勢する皿ばね８７
と、ニードル８３とピストン８６間に形成された圧力制
御室８８と、ニードル８３をノズル口８２に向けて付勢
する圧縮ばね８９とが設けられている。

【００５０】圧力制御室８８はニードル８３の周りに形
成された絞り通路９０を介してニードル加圧室８５に連
通され、ニードル加圧室８５は燃料通路９１および燃料
分配管９２を介して高圧の燃料で満たされている蓄圧室
９３内に連通される。従って、ニードル加圧室８５内に
は蓄圧室９３内の高圧の燃料が導かれ、この高圧燃料の
一部は絞り通路９０を介して圧力制御室８８内に送り込
まれる。ニードル加圧室８５内及び圧力制御室８８内の
燃料圧は蓄圧室９３内とほぼ同じ高圧となっている。

【００５１】圧電素子７８に電荷が充電されると、圧電
素子７８が収縮し、その結果ピストン８６が上昇するた
めに圧力制御室８８内の燃料圧が急激に低下する。これ
により、ニードル８３が上昇し、ノズル口８２から燃料
が噴射される。

【００５２】次いで、圧電素子７８の充電電荷が放電さ
れると、圧電素子７８が伸長するため、ピストン８６が
下降し、圧力制御室８８内の燃料圧が急激に上昇する。
その結果、ニードル８３が下降してノズル口８２を閉鎖
し、燃料噴射が停止せしめられる。

【００５３】このように、図４に示した本実施例によれ
ば、サンプルホールド回路４９，６０及び６１として高
インピーダンスのものを使用することにより、長時間サ
ンプル値をホールドすることができるので、入力信号が
長時間入力されなくても正確な誤差積分値を保持するこ
とができる。また、温度ドリフトを除き、積分回路特有
のオフセットずれに起因する積分値のドリフトは発生し
ない。更に、本実施例は、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器
及びラッチ回路を組み合わせることによって、ディジタ
ル回路化することが簡単にでき、本実施例のアルゴリズ
ムをコンピュータにコントローラソフトウェアとして組
込むこともできる。

【００５４】ところで、圧電素子７８の容量値は温度に
依存し、温度が高くなるほど容量値が大となり、使用温
度範囲内で約２倍程度ばらつく。図１３はこの圧電素子
７８の容量値の温度依存性による温度ドリフトも除去で
きるようにした、本発明の第２実施例の回路構成図を示
す。同図中、図１１と同一構成部分には同一符号を付
し、その説明を省略する。

【００５５】図１３において、温度センサ104 は圧電素
子７８の温度を検出し、その温度検出値をメモリ105 に
アドレス信号として供給する。メモリ105 には予め圧電
素子７８の温度特性を補正するような、図１４に示す如
く温度が高くなるにつれて電圧が小さくなるような補正
マップが格納されている。このメモリ105 は上記の温度
検出値に基づいてこの補正マップが参照されて対応する
電圧値を前記初期値として端子２５を介して制御部102
へ供給する。

【００５６】これにより、本実施例によれば、初期設定
時にはメモリ105 内の補正マップに基づく初期値が供給
されることにより、温度ドリフトを含めて初期状態から
圧電素子７８の充電電荷量を電荷指示値に応じた値に制
御する系を安定に動作させることができる。従って、圧
電素子７８を図１２に示したような燃料噴射弁８０の加
圧アクチュエータとして用いられた内燃機関の場合、始
動直後から最適で正確な燃料噴射量制御ができる。

【００５７】また、燃料噴射弁８０が複数の気筒毎に設
けられた内燃機関の場合でも、燃料噴射弁８０の加圧ア
クチュエータとして用いられる圧電素子の温度は気筒間
で差が少ないので、温度センサ104 は全気筒のうち特定
の一気筒のみに設けるだけで良い。更に、誤差積分値を
保持できる長時間の設定時間を越えて入力信号が入力さ
れない場合でも、メモリ105 より最適な初期電圧値を発
生することができるため、誤差積分値の再設定が迅速に
できる。

【００５８】図１５は本発明の第３実施例の回路構成図
を示す。同図中、図１１と同一構成部分には同一符号を
付し、その説明を省略する。図１５において、入力端子
111には回路全体の動作をオン／オフさせる駆動信号
（例えば電源電圧）が入力される。この駆動信号が断と
なった時（例えば立下り時）に切時間タイマ112 が起動
され、駆動信号の入力が再開されると（例えば立上り
時）、切時間タイマ112 の値が出力される。

【００５９】切時間タイマ112 は駆動信号の断の時間
（切時間）を測定しており、その測定切時間（ディジタ
ル値）を駆動信号再入力時にアドレス信号としてメモリ
113 に供給する。このメモリ113 には、制御部102 によ
り生成されて出力端子６３より取り出された電圧指示値
がアドレス信号として更に供給されている。

【００６０】メモリ113 は上記切時間タイマ112 よりの
切時間測定開始時の上記電圧指示値（すなわち最終電圧
指示値）と、駆動信号再入力時までの測定切時間とに基
づいて、予め格納されている図１６に示す如き補正マッ
プを参照して電圧値を算出し、それを端子２５を介して
前記初期値として制御部102 へ供給する。

【００６１】上記の圧電素子７８は作動時に高温にな
り、作動終了後に冷却される。従って、上記の切時間、
すなわち圧電素子７８の動作終了時点から動作再開時点
までの経過時間が長いほど、圧電素子７８の温度が高温
から周囲雰囲気の温度（常温）付近まで低下し、また常
温に近付く時間は上記最終電圧指示値が大なるほど長
い。最終電圧指示値は圧電素子７８の動作終了時点の圧
電素子７８の温度に対応しているからである。従って、
メモリ113 に格納されている補正マップは図１６に示す
ように、切時間が長くなるに従って圧電素子７８の容量
値が温度に応じて小に変化するのを補正するべく、切時
間が長くなるに従って大なる値となり、かつ、最終電圧
指示値に応じたＩ，II，III で示す如き特性で表わされ
る。

【００６２】このように、本実施例によれば圧電素子７
８の動作終了時点の最終電圧指示値と、動作終了後の経
過時間（切時間）とに応じて圧電素子７８の温度及び容
量値を推定し、それに応じて駆動信号再入力時に圧電素
子７８の容量値がある所定値となるような電圧値を補正
マップから算出して誤差積分回路３１への初期値として
いるため、自動的に圧電素子７８の容量値の温度依存性
を含めたドリフトを除去でき、系は初期状態から安定に
動作する。

【００６３】上記の第２及び第３実施例は従来のシステ
ムを変更することなく追加することができ、またタイミ
ング制御用マイクロコンピュータにソフトウェアの形で
組込むようにすることもできる。

【００６４】

【発明の効果】上述の如く、請求項１記載の発明によれ
ば、サンプルタイミングと同期して積分動作を行なうこ
とができるため、入力信号が非周期的に入力される場合
にも正確な誤差積分値を得ることができる。また、請求
項２記載の発明によれば、初期設定時に予め所定電圧を
入力しているため、従来に比し応答速く誤差積分値を得
ることができる。更に、請求項３及び４記載の発明によ
れば、圧電素子の容量値の温度依存性による充電電荷量
のドリフトを補正して、初期状態から最適な充電電荷量
の制御ができる等の特長を有するものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の要部の原理構成図である。

【図２】図１（Ａ）の動作説明用タイムチャートであ
る。

【図３】図１（Ｂ）の動作説明用タイムチャートであ
る。

【図４】本発明の要部の一実施例の回路図である。

【図５】図４の動作説明用タイムチャートである。

【図６】図４の入力信号、タイミングパルス、出力信号
の一例を示すタイムチャートである。

【図７】図４の入力信号、タイミングパルス、出力信号
の他の例を示すタイムチャートである。

【図８】図４の初期設定時及びその直後の一例の動作説
明用タイムチャートである。

【図９】本発明の誤差積分値が入力される圧電素子の制
御回路の一例の回路図である。

【図１０】図９の動作説明用タイムチャートである。

【図１１】本発明の第１実施例の回路構成図である。

【図１２】圧電素子の一例の応用例を示す図である。

【図１３】本発明の第２実施例の回路構成図である。

【図１４】図１３で用いる補正マップの説明図である。

【図１５】本発明の第３実施例の回路構成図である。

【図１６】図１５で用いる補正マップの説明図である。

【図１７】一般的なフィードバック系モデルを示す図で
ある。

【図１８】図１７のモデルを書き改めた図である。

【図１９】図１８の回路を実現する回路の一例を示す図
である。

【符号の説明】

１１加算回路１２増幅器１３，６０第１のサンプルホールド回路１４，６１第２のサンプルホールド回路１５切換手段２３充電電流値入力端子２４電荷指示値入力端子２５初期値入力端子３１誤差積分回路３６，４０，４１，４２単安定マルチバイブレータ３７，４３フリップフロップ４９サンプルホールド回路６３電圧指示値出力端子７８圧電素子 101 タイミング発生回路 102 制御部 103 電流トランス 104 温度センサ 105 ，113 メモリ 112 切時間タイマ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】圧電素子への充電電荷量と目標電荷量と
の誤差を、誤差積分回路を通して前記圧電素子へ供給す
る圧電素子充電電荷量制御回路において、前記誤差積分回路を、該誤差積分回路の出力信号を前記圧電素子の充電電荷量
のサンプリングタイミングと同期した第１のタイミング
パルスでサンプリング後ホールドする第１のサンプルホ
ールド回路と、該第１のサンプルホールド回路のホールド期間の出力信
号を該第１のタイミングパルスと同期した第２のタイミ
ングパルスでサンプル後ホールドする第２のサンプルホ
ールド回路と、前記圧電素子への充電電荷量と前記目標電荷量との誤差
に該第２のサンプルホールド回路の出力信号を加算する
加算回路と、該加算回路の出力信号を増幅して前記誤差積分回路の出
力信号とする増幅器とよりなる構成としたことを特徴と
する圧電素子充電電荷量制御回路。
【請求項２】前記誤差積分回路の作動開始時に、前記
第１のサンプルホールド回路に所定レベルの信号を初期
値として入力し、その後前記増幅器の出力信号を該第１
のサンプルホールド回路に切換入力する切換手段を具備
することを特徴とする請求項１記載の圧電素子充電電荷
量制御回路。
【請求項３】前記圧電素子の温度を検出する温度検出
手段と、該温度検出手段の検出温度に基づいて、該検出
温度が高いほど値が小となる特性の電圧を前記初期値と
して出力する初期値発生手段とを有することを特徴とす
る請求項２記載の圧電素子充電電荷両制御回路。
【請求項４】前記圧電素子の充電電荷量制御動作終了
時の前記増幅器の出力信号の値と、該動作終了時から該
圧電素子の充電電荷量制御が再び開始されるまでの動作
終了経過時間とに基づいて、該動作終了経過時間が長い
ほど値が大で、動作終了時の値が大きいほど値が大とな
る特性の電圧を前記初期値として出力する初期値設定手
段を有することを特徴とする請求項２記載の圧電素子充
電電荷量制御回路。